JP4498037B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ制御回路を備えた半導体装置 - Google Patents
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Description
本発明は、低電圧動作が可能な自己バイアス兼用出力のＰＷＭ方式ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路を備えた半導体集積装置、特に昇降圧自動切換え機能を有するスイッチングレギュレータに関する。
図３に、従来の昇降圧自動切換え機能を有するスイッチングレギュレータの回路図を示す。
昇降圧自動切換え機能とは、入力電圧の値によって昇圧と降圧を自動切換えし所望の出力電圧を得る機能である。
昇降圧自動切換え機能とは、入力電圧の値によって昇圧と降圧を自動切換えし所望の出力電圧を得る機能である。
以下、図３に基づいて回路の説明を行う。ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路は、ブリーダ抵抗回路206、基準電圧回路201、誤差増幅器204、誤差増幅器出力電圧シフト回路205、三角波発振器202、ＰＷＭコンパレータ回路207、208、起動用発振器203、切換えスイッチ209、210、出力バッファ回路211、212から成る。
ブリーダ抵抗回路206は、スイッチングレギュレータの出力電圧VOUTを抵抗比分割した電圧を出力する。基準電圧回路201は、たとえば１Vといった定電圧を出力する基準電圧源である。
誤差増幅器は、基準電圧回路201の電圧とブリーダ抵抗により抵抗比分割された電圧の電位差によって決定される電圧を出力する。
誤差増幅器出力電圧シフト回路205は誤差増幅器の出力電圧をシフトさせた電圧を出力する。このシフト幅は三角波発振器202の振幅分の電圧をシフトさせる方式が一般的である。
ＰＷＭコンパレータ回路207は誤差増幅器204と三角波発振器202とを比較することによってＰＷＭ制御信号221を出力する。
ＰＷＭコンパレータ回路208は誤差増幅器出力電圧シフト回路205と三角波発振器202とを比較することによってＰＷＭ制御信号222を出力する。
起動用発振器203は、例えば１Ｖといった低電源電圧時の動作が可能な発振回路であり起動用パルス220を出力する。
切換えスイッチ209はＰＷＭ制御信号221とGND電位を切換え、出力バッファ回路211を介してP型MOSFET213を駆動するドライブ信号223を出力する。
切換えスイッチ210はＰＷＭ制御信号222と起動用パルス220を切換え、出力バッファ回路212を介してN型MOSFET216を駆動するドライブ信号224を出力する。
切換えスイッチ210はＰＷＭ制御信号222と起動用パルス220を切換え、出力バッファ回路212を介してN型MOSFET216を駆動するドライブ信号224を出力する。
切換えスイッチ209と210は、ＰＷＭ制御信号221と222が例えば２Ｖ以上といった回路が正常動作するために十分な電圧である場合に、ＰＷＭ制御信号221と222を出力するように切換える回路である。
正常動作するために十分な電圧に満たない場合では、誤差増幅器204、誤差増幅器出力電圧シフト回路205、三角波発振器202、ＰＷＭコンパレータ回路207、208といった回路が正常動作できず、本来得られるべきＰＷＭ信号を得ることができない。このような場合は、切換えスイッチ209と210はGND及び起動用パルス220に切換え出力する。
昇降圧自動切換えスイッチングレギュレータ回路は、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路と、P型MOSFET213、チョッパーコイル214、N型MOSFET216、ショットキ・バリア・ダイオード215、217、コンデンサ218によって構成され、昇降圧自動切換えを可能としている。
複数チャンネル出力のＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路で低電圧駆動を実現する場合、上記のような回路構成とし、更にスイッチングレギュレータの出力電圧VOUTを自己バイアスとする、あるいは自己バイアス兼用とすると有効である。
従来のＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路のタイミングチャートを図４に示す。
図４（ａ）は、昇圧動作におけるＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路の立ち上がりシーケンスである。昇圧動作は、スイッチングレギュレータ回路の電源電圧VDDが所望の出力電圧以下の場合の動作である。
電源電圧投入後の出力電圧VOUTが低い電圧の時には、切換えスイッチを起動側に切換え、P型MOSFETドライブ端子（以下ＰＤＲＶ端子）223にはＧＮＤを、N型MOSFETドライブ端子（以下ＮＤＲＶ端子）224には起動用パルスを出力する。この時、スイッチングレギュレータ回路は起動用パルスによる昇圧動作を行い、出力電圧VOUTは昇圧する。その後、出力電圧VOUTが安定動作可能な電圧になると切換えスイッチをＰＷＭ制御信号出力に切換え、通常のＰＷＭ動作となる。
電源電圧投入後の出力電圧VOUTが低い電圧の時には、切換えスイッチを起動側に切換え、P型MOSFETドライブ端子（以下ＰＤＲＶ端子）223にはＧＮＤを、N型MOSFETドライブ端子（以下ＮＤＲＶ端子）224には起動用パルスを出力する。この時、スイッチングレギュレータ回路は起動用パルスによる昇圧動作を行い、出力電圧VOUTは昇圧する。その後、出力電圧VOUTが安定動作可能な電圧になると切換えスイッチをＰＷＭ制御信号出力に切換え、通常のＰＷＭ動作となる。
図４（ｂ）は、降圧動作におけるＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路の立ち上がりシーケンスである。降圧動作は、スイッチングレギュレータ回路の電源電圧VDDが所望の出力電圧以上の場合の動作である。
昇圧動作時と同様に電源電圧投入後、出力電圧VOUTが低電圧時には、切換えスイッチを起動側に切換え、ＰＤＲＶ端子にはＧＮＤを、ＮＤＲＶ端子には起動用パルスを出力する。この時、スイッチングレギュレータ回路は起動用パルスによる昇圧動作となり、出力電圧VOUTは昇圧する。その後、出力電圧VOUTが安定動作可能な電圧になると切換えスイッチをＰＷＭ制御信号出力に切換え、通常のＰＷＭ動作となる。
以上説明したように、電源電圧の立ち上げ時において、出力電圧VOUTが低い電圧から安定して動作できる電圧に上昇することに伴い、昇圧用の出力信号が起動用パルス信号からＰＷＭ制御信号に切換わる。ＰＷＭ制御信号は、出力電圧VOUTに対応したパルス信号を出力するため、出力電圧VOUTは所望の出力電圧値で安定するようになる。
特開2002-DL001233138 図11
以上説明したように、電源電圧の立ち上げ時において、出力電圧VOUTが低い電圧から安定して動作できる電圧に上昇することに伴い、昇圧用の出力信号が起動用パルス信号からＰＷＭ制御信号に切換わる。ＰＷＭ制御信号は、出力電圧VOUTに対応したパルス信号を出力するため、出力電圧VOUTは所望の出力電圧値で安定するようになる。
しかしながら、起動用パルス信号は一定波形のパルス信号であり、出力電圧VOUTに対応したパルス信号ではないため、負荷によって出力電圧は不安定となることがある。
過負荷の場合は、昇圧するために要する時間が長くなる、または昇圧しなくなることが考えられる。軽負荷の場合は、昇圧するために要する時間が短くなりＰＷＭ制御出力への切換わりにおいてリップルが大きくなることが考えられる。
本発明は、このような課題を解決し、電源電圧の立ち上げ時にも安定して動作する昇降圧自動切換えスイッチングレギュレータを提供する。
本発明は、このような課題を解決し、電源電圧の立ち上げ時にも安定して動作する昇降圧自動切換えスイッチングレギュレータを提供する。
本発明は、昇降圧自動切換えスイッチングレギュレータを構成するＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路に電源電圧をモニタするための電源検出回路を設けた。電源検出回路は、モニタした電源電圧と所望の出力電圧値からＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路動作が昇圧動作であるか、あるいは降圧動作であるかを検知する構成とした。そして、電源検出回路の出力信号によりＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路の電源電圧の立ち上がりシーケンスを制御するようにした。
本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路は、降圧動作時に電源電圧投入後の出力電圧が所望の出力電圧よりも低い場合、起動用パルスを出力せず、起動用パルスによる昇圧を行わないので、電源電圧投入時に安定して動作することができる。
図１に、本発明のスイッチングレギュレータの回路図を示す。
ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路は、ブリーダ抵抗回路106、基準電圧回路101、誤差増幅器104、誤差増幅器出力電圧シフト回路105、三角波発振器102、ＰＷＭコンパレータ回路107、108、起動用発振器103、切換えスイッチ109、110、出力バッファ回路111、112、および電源検出回路125から成る。電源検出回路125は、電源電圧VDDをモニタし、所望の出力電圧に対しての電位の高低を判別するための回路である。
ブリーダ抵抗回路106は、出力電圧VOUTを抵抗比分割した電圧を出力する。ブリーダ抵抗回路106は、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路に内蔵型でも外付け型でもよい。基準電圧回路101は、たとえば１Vといった定電圧を出力する基準電圧源である。
誤差増幅器は、基準電圧回路101の電圧とブリーダ抵抗により抵抗比分割された電圧の電位差によって決定される電圧を出力する。
誤差増幅器出力電圧シフト回路105は誤差増幅器104の出力電圧をシフトさせた電圧を出力する。このシフト幅は三角波発振器102の振幅分の電圧をシフトさせる方式が一般的である。
ＰＷＭコンパレータ回路107は誤差増幅器104と三角波発振器102とを比較することによってＰＷＭ制御信号121を出力する。
ＰＷＭコンパレータ回路108は誤差増幅器出力電圧シフト回路105と三角波発振器102とを比較することによってＰＷＭ制御信号122を出力する。
ブリーダ抵抗回路106は、出力電圧VOUTを抵抗比分割した電圧を出力する。ブリーダ抵抗回路106は、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路に内蔵型でも外付け型でもよい。基準電圧回路101は、たとえば１Vといった定電圧を出力する基準電圧源である。
誤差増幅器は、基準電圧回路101の電圧とブリーダ抵抗により抵抗比分割された電圧の電位差によって決定される電圧を出力する。
誤差増幅器出力電圧シフト回路105は誤差増幅器104の出力電圧をシフトさせた電圧を出力する。このシフト幅は三角波発振器102の振幅分の電圧をシフトさせる方式が一般的である。
ＰＷＭコンパレータ回路107は誤差増幅器104と三角波発振器102とを比較することによってＰＷＭ制御信号121を出力する。
ＰＷＭコンパレータ回路108は誤差増幅器出力電圧シフト回路105と三角波発振器102とを比較することによってＰＷＭ制御信号122を出力する。
起動用発振器103は、例えば１Ｖといった低電源電圧時の動作が可能な発振回路であり起動用パルス120を出力する。
切換えスイッチ109はＰＷＭ制御信号121とGND電位を切換え、出力バッファ回路111を介してP型MOSFET113を駆動するドライブ信号123を出力する。切換えスイッチ110はＰＷＭ制御信号122と起動用パルス120を切換え、出力バッファ回路112を介してN型MOSFET116を駆動するドライブ信号124を出力する。
切換えスイッチ109と110は、電源検出回路125の出力信号で制御される。切換えスイッチ109と110は、ＰＷＭ制御信号121と122が例えば２Ｖ以上といった正常動作するために十分な電圧である場合に、ＰＷＭ制御信号121と122を出力するように切換える回路である。
正常動作するために十分な電圧に満たない場合では、前記誤差増幅器104、誤差増幅器出力電圧シフト回路105、三角波発振器102、ＰＷＭコンパレータ回路107、108といった回路が正常動作できず、本来得られるべきＰＷＭ信号を得ることができない。このような場合は、切換えスイッチ109と110はGND及び起動用パルス120に切換え出力する。
正常動作するために十分な電圧に満たない場合では、前記誤差増幅器104、誤差増幅器出力電圧シフト回路105、三角波発振器102、ＰＷＭコンパレータ回路107、108といった回路が正常動作できず、本来得られるべきＰＷＭ信号を得ることができない。このような場合は、切換えスイッチ109と110はGND及び起動用パルス120に切換え出力する。
昇降圧自動切換えスイッチングレギュレータ回路は、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路と、P型MOSFET113、チョッパーコイル114、N型MOSFET116、ショットキ・バリア・ダイオード115、117、コンデンサ118から成り、昇降圧自動切換えを可能としている。
図２に、本発明のスイッチングレギュレータのタイミングチャートを示す。
図２（ａ）は、昇圧動作におけるＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路の立ち上がりシーケンスである。昇圧動作は、スイッチングレギュレータ回路の電源電圧VDDが所望の出力電圧以下の場合の動作である。
電源電圧投入後の出力電圧VOUTが低い電圧の時には、切換えスイッチを起動側に切換え、P型MOSFETドライブ端子（以下ＰＤＲＶ端子）123にはＧＮＤを、N型MOSFETドライブ端子（以下ＮＤＲＶ端子）124には起動用パルスを出力する。この時、スイッチングレギュレータ回路は起動用パルスによる昇圧動作を行い、出力電圧VOUTは昇圧する。その後、出力電圧VOUTが安定動作可能な電圧になると切換えスイッチをＰＷＭ制御信号出力に切換え、通常のＰＷＭ動作となる。
図２（ｂ）は、降圧動作におけるＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路の立ち上がりシーケンスである。降圧動作は、スイッチングレギュレータ回路の電源電圧VDDが所望の出力電圧以上の場合の動作である。
図２（ａ）は、昇圧動作におけるＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路の立ち上がりシーケンスである。昇圧動作は、スイッチングレギュレータ回路の電源電圧VDDが所望の出力電圧以下の場合の動作である。
電源電圧投入後の出力電圧VOUTが低い電圧の時には、切換えスイッチを起動側に切換え、P型MOSFETドライブ端子（以下ＰＤＲＶ端子）123にはＧＮＤを、N型MOSFETドライブ端子（以下ＮＤＲＶ端子）124には起動用パルスを出力する。この時、スイッチングレギュレータ回路は起動用パルスによる昇圧動作を行い、出力電圧VOUTは昇圧する。その後、出力電圧VOUTが安定動作可能な電圧になると切換えスイッチをＰＷＭ制御信号出力に切換え、通常のＰＷＭ動作となる。
図２（ｂ）は、降圧動作におけるＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路の立ち上がりシーケンスである。降圧動作は、スイッチングレギュレータ回路の電源電圧VDDが所望の出力電圧以上の場合の動作である。
電源電圧投入後の出力電圧VOUTが低い電圧の時には、切換えスイッチを起動側に切換え、ＰＤＲＶ端子にはＧＮＤを出力する。
この時、電源検出回路125が、電源電圧VDDが所望の出力電圧以上、すなわち降圧動作状態と判定した場合には、切換えスイッチ110がＮＤＲＶ端子には起動用パルスではなくＧＮＤ電位を出力するように制御する。このように切換えスイッチを制御すると、スイッチングレギュレータ回路はP型MOSFETがオン状態、N型MOSFETがオフ状態となり、出力電圧VOUTは所望の出力電圧まで上昇する。
その後、出力電圧VOUTが安定動作可能な電圧になると切換えスイッチをＰＷＭ制御信号出力に切換え、通常のＰＷＭ動作となる。
この時、電源検出回路125が、電源電圧VDDが所望の出力電圧以上、すなわち降圧動作状態と判定した場合には、切換えスイッチ110がＮＤＲＶ端子には起動用パルスではなくＧＮＤ電位を出力するように制御する。このように切換えスイッチを制御すると、スイッチングレギュレータ回路はP型MOSFETがオン状態、N型MOSFETがオフ状態となり、出力電圧VOUTは所望の出力電圧まで上昇する。
その後、出力電圧VOUTが安定動作可能な電圧になると切換えスイッチをＰＷＭ制御信号出力に切換え、通常のＰＷＭ動作となる。
１０１：基準電圧回路
１０２：三角波発振器
１０３：起動用発振器
１０４：誤差増幅器
１０５：誤差増幅器出力電圧シフト回路
１０６：ブリーダ抵抗回路
１０７：第１のＰＷＭコンパレータ回路
１０８：第２のＰＷＭコンパレータ回路
１０９：第１の切換えスイッチ
１１０：第２の切換えスイッチ
１１１：第１の出力バッファ回路
１１２：第２の出力バッファ回路
１１３：Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ
１１４：チョッパーコイル
１１５、１１７：チョットキ・バリア・ダイオード
１１６：Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ
１１８：コンデンサ
１１９：電源電圧
１２０：起動用パルス信号
１２１：Ｐ型ＭＯＳＦＥＴドライブ用ＰＷＭ信号
１２２：Ｎ型ＭＯＳＦＥＴドライブ用ＰＷＭ信号
１２３：Ｐ型ＭＯＳＦＥＴドライブ用端子
１２４：Ｎ型ＭＯＳＦＥＴドライブ用端子
１２５：電源検出回路
２０１：基準電圧回路
２０２：三角波発振器
２０３：起動用発振器
２０４：誤差増幅器
２０５：誤差増幅器出力電圧シフト回路
２０６：ブリーダ抵抗回路
２０７：第１のＰＷＭコンパレータ回路
２０８：第２のＰＷＭコンパレータ回路
２０９：第１の切換えスイッチ
２１０：第２の切換えスイッチ
２１１：第１の出力バッファ回路
２１２：第２の出力バッファ回路
２１３：Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ
２１４：チョッパーコイル
２１５、１１７：チョットキ・バリア・ダイオード
２１６：Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ
２１８：コンデンサ
２１９：電源電圧
２２０：起動用パルス信号
２２１：Ｐ型ＭＯＳＦＥＴドライブ用ＰＷＭ信号
２２２：Ｎ型ＭＯＳＦＥＴドライブ用ＰＷＭ信号
２２３：Ｐ型ＭＯＳＦＥＴドライブ用端子
２２４：Ｎ型ＭＯＳＦＥＴドライブ用端子
１０２：三角波発振器
１０３：起動用発振器
１０４：誤差増幅器
１０５：誤差増幅器出力電圧シフト回路
１０６：ブリーダ抵抗回路
１０７：第１のＰＷＭコンパレータ回路
１０８：第２のＰＷＭコンパレータ回路
１０９：第１の切換えスイッチ
１１０：第２の切換えスイッチ
１１１：第１の出力バッファ回路
１１２：第２の出力バッファ回路
１１３：Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ
１１４：チョッパーコイル
１１５、１１７：チョットキ・バリア・ダイオード
１１６：Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ
１１８：コンデンサ
１１９：電源電圧
１２０：起動用パルス信号
１２１：Ｐ型ＭＯＳＦＥＴドライブ用ＰＷＭ信号
１２２：Ｎ型ＭＯＳＦＥＴドライブ用ＰＷＭ信号
１２３：Ｐ型ＭＯＳＦＥＴドライブ用端子
１２４：Ｎ型ＭＯＳＦＥＴドライブ用端子
１２５：電源検出回路
２０１：基準電圧回路
２０２：三角波発振器
２０３：起動用発振器
２０４：誤差増幅器
２０５：誤差増幅器出力電圧シフト回路
２０６：ブリーダ抵抗回路
２０７：第１のＰＷＭコンパレータ回路
２０８：第２のＰＷＭコンパレータ回路
２０９：第１の切換えスイッチ
２１０：第２の切換えスイッチ
２１１：第１の出力バッファ回路
２１２：第２の出力バッファ回路
２１３：Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ
２１４：チョッパーコイル
２１５、１１７：チョットキ・バリア・ダイオード
２１６：Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ
２１８：コンデンサ
２１９：電源電圧
２２０：起動用パルス信号
２２１：Ｐ型ＭＯＳＦＥＴドライブ用ＰＷＭ信号
２２２：Ｎ型ＭＯＳＦＥＴドライブ用ＰＷＭ信号
２２３：Ｐ型ＭＯＳＦＥＴドライブ用端子
２２４：Ｎ型ＭＯＳＦＥＴドライブ用端子
Claims (1)
- 電源電圧及び出力電圧によって昇圧動作と降圧動作とを自動切り換えするＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路において、
前記電源電圧をモニタし、前記電源電圧が所望の出力電圧よりも低くて昇圧動作時か前記電源電圧が前記所望の出力電圧よりも高くて降圧動作時かを判別する電源検出回路と、
一定波形の起動用パルスを出力して前記出力電圧を昇圧させ、低電源電圧時に動作可能な起動用発振器と、
を有し、
昇圧動作時に電源電圧投入後の出力電圧が前記所望の出力電圧よりも低い場合、前記起動用パルスを出力するよう制御し、降圧動作時に前記電源電圧投入後の出力電圧が前記所望の出力電圧よりも低い場合、前記起動用パルスを出力しないよう制御する、
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2004198544A JP4498037B2 (ja) | 2003-07-11 | 2004-07-05 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ制御回路を備えた半導体装置 |
| TW093120700A TWI350635B (en) | 2003-07-11 | 2004-07-09 | Semiconductor device including dc-dc converter control circuit |
| US10/888,678 US7292016B2 (en) | 2003-07-11 | 2004-07-09 | Buck/boost DC-DC converter control circuit with input voltage detection |
| KR1020040053264A KR20050009151A (ko) | 2003-07-11 | 2004-07-09 | 디씨-디씨 컨버터 컨트롤 회로를 포함하는 반도체 장치 |
| CNB2004100640979A CN100571000C (zh) | 2003-07-11 | 2004-07-10 | 包含直流-直流变换器控制电路的半导体器件 |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003195466 | 2003-07-11 | ||
| JP2004198544A JP4498037B2 (ja) | 2003-07-11 | 2004-07-05 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ制御回路を備えた半導体装置 |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2005051992A JP2005051992A (ja) | 2005-02-24 |
| JP2005051992A5 JP2005051992A5 (ja) | 2007-08-16 |
| JP4498037B2 true JP4498037B2 (ja) | 2010-07-07 |
Family
ID=33566793
Family Applications (1)
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