JP2009225606A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】応答性が良好で出力電圧の安定性を高めた電源装置を提供する。
【解決手段】同期整流方式の降圧型コンバータ１０と、降圧型コンバータ１０の出力電圧が所定の基準電圧に近づくように誤差電圧を出力する誤差増幅器３と、誤差電圧に基づいてメインスイッチと同期整流用のスイッチをオンオフするタイミングを制御するパルス幅信号発生回路５と、パルス幅信号発生回路５からの信号に基づきメインスイッチと同期整流用のスイッチをオンオフ制御するドライバ６と、降圧型コンバータ１０の出力と直列に接続されたインダクタＬ１と、降圧型コンバータ１０の出力端子１００を入力端子１０１に短絡するバイパススイッチＭ３と、バイパススイッチＭ３を制御するモード制御回路７と、を備え、バイパススイッチＭ３が選択されている期間は、誤差増幅器３の基準電圧側の電圧値を出力電圧の所定の分圧比に設定し、誤差増幅器３の出力を反転固定する。
【選択図】図１

Description

この発明は、同期整流方式の降圧型コンバータを用いた電源装置に関するものである。

例えば、携帯電話装置に用いられるパワーアンプに必要な電源電圧は、その出力電力に依存し、０．６Ｖ〜３．５Ｖ程度である。ここで、パワーアンプに必要とされる電源電圧が１Ｖで十分な場合に、３．５Ｖ程度の電池電圧をそのまま使用した場合には、必要以上に多くの電力を消費することになる。そこで、電池電圧よりも低い電圧で駆動する回路に、電池電圧より低い電源電圧を供給するための電源装置としてスイッチングレギュレータ等の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータが使用される。

こうしたＤＣ−ＤＣコンバータにおいても、インダクタやスイッチング素子による電力消費が存在する。そこで、入力電圧である電池電圧を降圧する必要がない場合には、スイッチングレギュレータのスイッチング動作を停止し、バイパス回路によっての降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータをバイパスすることにより、入力電圧をそのまま出力する電源装置がある。

バイパス回路によって、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータをバイパスすることにより、入力電圧をそのまま出力した状態から降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作を再開すると、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端子が高い電圧に固定された状態から、スイッチング動作が始まることになる。この結果、同期整流用スイッチが急激にオンするため、オーバーシュートやリンギングが生じ、出力電圧が不安定になるという問題がある。

かかる問題を解決するための技術として、特許文献１などが提案されている。この特許文献１には、メインスイッチと同期整流用スイッチが交互にオンオフする同期整流方式の降圧型コンバータと、降圧型コンバータより高い電圧を出力する電圧生成回路と、降圧型コンバータの出力電圧が所定の基準電圧に近づくように、誤差電圧を出力するレギュレータと、誤差電圧にもとづいてメインスイッチおよび同期整流スイッチをオンオフするデューティを変化させるパルス幅変調器と、を備え、降圧型コンバータと電圧生成回路のいずれかを選択して所望の電圧を出力する。レギュレータは、電圧生成回路が選択されている期間中、同期整流用スイッチがオフする方向に誤差電圧をオフセットするように構成した電源装置が開示されている。

上記構成により、出力電圧を電圧生成回路から降圧型コンバータの電圧に切り替える際に、レギュレータの誤差電圧をオフセットすることで、同期整流用スイッチはオフの状態からスイッチング動作を開始する。その結果、同期整流用スイッチが長時間、連続的にオンすることを抑制し、オーバーシュートを抑えた安定した出力電圧を得ることができる。
特開２００６−５０８８８号公報

上記した特許文献１のものにおいては、レギュレータは、誤差電圧にオフセット回路からのオフセット電圧を加算して、その出力をパルス幅変調器に与えるように構成している。このため、誤差電圧からオフセット電圧を加算して所定の電圧に達するまでに、時間が要し、応答性が悪くなるという難点があった。

この発明は、上述した従来の難点に鑑みなされたものにして、応答性が良好で出力電圧の安定性を高めた電源装置を提供することを目的とする。

この発明の電源装置は、メインスイッチと同期整流用のスイッチが交互にオンオフする同期整流方式の降圧型コンバータと、前記降圧型コンバータの出力電圧が所定の基準電圧に近づくように誤差電圧を出力する誤差増幅器と、前記誤差電圧に基づいて前記メインスイッチと同期整流用のスイッチをオンオフするタイミングを制御するパルス幅信号発生回路と、前記パルス幅信号発生回路からの信号に基づき前記メインスイッチと同期整流用のスイッチをオンオフ制御する駆動回路と、前記降圧型コンバータの出力と直列に接続されたインダクタと、前記降圧型コンバータの出力端子を入力端子に短絡するバイパススイッチと、前記バイパススイッチを制御するモード制御回路と、を備え、前記バイパススイッチが選択されている期間は、前記誤差増幅器の基準電圧側の電圧値を出力電圧の所定の分圧比に設定し、前記誤差増幅器の出力を反転固定することを特徴とする。

また、この発明は、前記所定の分圧比は前記降圧型コンバータの設定電圧の帰還率以上の分圧比に設定するように構成すればよい。

また、前記降圧型コンバータの出力を前記所定の分圧比で分圧した出力と、基準電圧発生回路からの出力とのどちらか一方を選択して前記誤差増幅器の基準電圧側入力に与える選択手段を備えてもよい。

さらに、この発明は、前記同期整流用のスイッチに出力とは逆方向の電流制限回路を設けてもよい。

前記電源制限回路は、前記コントロール駆動回路の選択切り替えの一定時間その電流制限値を切り替えるように構成するとよい。

この発明によれば、応答性よく安定した出力電圧を供給できる電源装置を提供することができる。

この発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付し、説明の重複を避けるためにその説明は繰返さない。

図１は、本発明の第１の実施の形態における電源装置を示したブロック回路図である。

この電源装置１は、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０と、バイパススイッチＭ３を含む。バイパススイッチＭ３は、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０と並列に設けられた電圧生成回路として機能し、電源装置１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０、バイパススイッチＭ３のいずれかを選択して所望の電圧を出力する。この電源装置１は、２つのモードで動作する。すなわち、第１の動作モードを選択する場合には、モード制御回路７からドライバ回路８でバイパススイッチＭ３をオフするように信号を与え、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力を選択し、入力電圧ＶＤＤを降圧して出力する、第２の動作モードを選択する場合には、モード制御回路７からドライバ回路８でバイパススイッチＭ３をオンするように信号を与え、バイパススイッチＭ３により降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０をバイパスして入力電圧ＶＤＤをそのまま出力する。

一般に降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、使用するインダクタやスイッチング素子による電力損失が存在するため、この電源装置１においては、降圧する必要が無い場合には、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング動作を停止しバイパスすることにより、入力電圧をそのまま出力する。このように、この実施の形態に係る電源装置１は、降圧モードとバイパスモードをモード制御回路７により切り替えて使用する。バイパススイッチＭ３がオンの状態で出力される電圧は、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０により出力される電圧よりも高い。

降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、入力端子１０１に入力された入力電圧ＶＤＤを所定の定電圧に変換し、出力電圧ＶＯＵＴとして出力端子１００から出力する降圧型のスイッチングレギュレータである。

降圧モードにおいては、電源装置１は、入力電圧ＶＤＤを降圧して出力端子１００に出力する。出力電圧ＶＯＵＴは、基準電圧Ｖｒｅｆによって制御される。

バイパスモードでは、電源装置１は基準電圧Ｖｒｅｆとは無関係に、入力電圧ＶＤＤをそのまま出力する。これらのモードの切り替えは、モード制御回路７から与えられる制御（コントロール）信号によって行われる。

降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、入力電圧ＶＤＤの出力制御を行うためのスイッチング動作を行うＰチャネル型ＭＯＳトランジスタからなるメインスイッチトランジスタＭ１と、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタからなる同期整流用スイッチトランジスタＭ２とを備えている。

更に、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、基準電圧発生回路２と、出力電圧検出用の抵抗Ｒ１、Ｒ２と、インダクタＬ１と、平滑用のコンデンサＣ１と、誤差増幅回路３と、ＰＭＷ信号発生回路５と、スイッチングドライブ回路６とを備えている。

基準電圧発生回路２は、所定の基準電圧Ｖｒｅｆを生成して出力し、出力電圧検出用の抵抗Ｒ１、Ｒ２は、出力電圧ＶＯＵＴを分圧して分圧電圧Ｖｆｂを生成し出力する。また、誤差増幅回路３は、入力された分圧電圧Ｖｆｂと基準電圧Ｖｒｅｆとの電圧差を増幅して誤差信号Ｖｅｒｒを生成し出力する。降圧型ＤＣーＤＣコンバータ１０は、出力電圧ＶＯＵＴと、基準電圧Ｖｒｅｆとの間に、ＶＯＵＴ＝Ｖｒｅｆ×（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２が成り立つように、フィードバックにより誤差電圧Ｖｅｒｒを調節する。

ＰＭＷ信号発生回路５は、図２に示すように、ＰＭＷコンパレータ５１と発振回路５２とを備え、ＰＭＷコンパレータ５１は、反転入力端には誤差電圧Ｖｅｒｒが与えられ、非反転入力には発振回路５２の出力が与えられる。

発振回路５２は、所定の三角波信号ＴＷを生成して出力し、ＰＭＷコンパレータ５１は、誤差増幅回路３の出力信号Ｖｅｒｒと該三角波信号ＴＷからＰＭＷ制御を行うためのパルス信号ＶＰＭＷを生成して出力する。

ＰＭＷコンパレータ５１は、発振回路５２の出力電圧ＴＷと誤差電圧Ｖｅｒｒを比較し、ＴＷ＞Ｖｅｒｒのときハイレベルを出力し、ＴＷ＜Ｖｅｒｒのときローレベルを出力する。この結果、ＰＭＷコンパレータ５１から出力される信号ＶＰＭＷは、ハイレベルとローレベルを繰り返すパルス幅変調された信号（以下ＰＭＷ信号という）となる。つまり、ＰＭＷ信号ＶＰＭＷのハイ、ローのデューティは、誤差電圧Ｖｅｒｒに基づいて決定されることになる。

降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、同期整流方式のスイッチングレギュレータであって、入力端子１０１に入力された入力電圧ＶＤＤを降圧して出力端子１００に出力する。降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の入出力は、そのまま電源装置１の入出力となっている。降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、メインスイッチトランジスタＭ１、同期整流用スイッチトランジスタＭ２、インダクタＬ１、出力コンデンサＣ１、スイッチングドライバ回路６を含む。

メインスイッチトランジスタＭ１であるＰ型ＭＯＳトランジスタは、そのソース端子が入力端子１００に接続されており、そのドレイン端子が接続部Ｌｘを介してインダクタＬ１の一端に接続されている。また、同期整流用スイッチトランジスタＭ２であるＮ型ＭＯＳトランジスタは、そのソース端子が接地され、ドレイン端子が、メインスイッチトランジスタＭ１であるＰ型ＭＯＳトランジスタのドレイン端子に接続されている。両ＭＯＳトランジスタのゲート端子には、スイッチングドライバ回路６からの出力がそれぞれ入力されている。

上記のように、入力端子１００と接地電圧ＧＮＤとの間にはメインスイッチングトランジスタＭ１と同期整流用スイッチトランジスタＭ２が直列に接続されている。出力端子１００と接地電圧ＧＮＤとの間には、抵抗Ｒ１及びＲ２が直列に接続され、抵抗Ｒ１とＲ２との接続部から分圧電圧Ｖｆｂが出力される。

スイッチングドライバ回路６は、降圧モード時において、ＰＭＷ信号ＶＰＭＷがハイレベルの期間、メインスイッチトランジスタＭ１をオフし、同期整流用スイッチトランジスタＭ２をオンする。また、ＰＭＷ信号ＶＰＭＷがローレベルの期間、メインスイッチトランジスタＭ１をオンし、同期整流用スイッチトランジスタＭ２をオフする。このようにしてスイッチトランジスタＭ１、Ｍ２をＰＭＷ信号によって交互にオンオフすることにより、インダクタＬ１でエネルギ変換を行うスイッチングレギュレータとして動作する。インダクタＬ１および出力コンデンサＣ１は出力フィルタを構成し、出力端子１００からは、入力電圧ＶＤＤが降圧された直流電圧が出力される。

スイッチングドライバ回路６には、２つのモードを切り替える信号がモード制御回路７から電流制御回路９を介して入力されており、バイパスモードでの動作中は、メインスイッチＭ１および同期整流用スイッチＭ２両方のスイッチをオフさせる。

降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の２つのスイッチトランジスタＭ１、Ｍ２のオンオフを制御するＰＭＷ信号ＶＰＭＷは、出力電圧ＶＯＵＴをフィードバックして得られた誤差電圧Ｖｅｒｒをもとに決定されているため、出力電圧ＶＯＵＴは、基準電圧Ｖｒｅｆによって決まる一定値に保たれる。すなわち、出力電圧ＶＯＵＴが低下すると、誤差増幅回路３の出力信号Ｖｅｒｒの電圧が上昇し、ＰＷＭ信号発生回路５の出力パルス幅が大きくなって、スイッチングトランジスタＭ１がオンする時間の割合を増加させることで出力電圧ＶＯＵＴを上昇させる。逆に、出力電圧ＶＯＵＴが上昇した場合は、前記と逆の動作を行って出力電圧ＶＯＵＴを低下させ、出力電圧ＶＯＵＴが常に一定の電圧に維持される。

バイパススイッチＭ３はＮ型ＭＯＳトランジスタであって、そのゲート端子には、上述したように制御（コントロール）信号が与えられる。このバイパススイッチＭ３のソース端子は入力端子１０１に接続されており、ドレイン端子は出力端子１００に接続されている。従って、ＭＯＳトランジスタがオンすると、入力端子１０１と出力端子１００は導通状態となり、出力端子には入力電圧ＶＤＤにほぼ等しい電圧が出力されることになる。厳密には、ＭＯＳトランジスタのオン抵抗による電圧降下が存在するため、出力端子１００に出力される電圧は入力電圧ＶＤＤよりも若干低くなる場合もある。このようにバイパススイッチＭ３がオンすることによってバイパスモードが実現される。

ところで、この実施形態においては、誤差増幅回路３の反転入力端には分圧電圧Ｖｆｂが入力され、非反転入力端には選択回路４を介して基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。出力端子１００と接地電圧ＧＮＤとの間には、抵抗Ｒ３及びＲ４が直列に接続され、抵抗Ｒ３とＲ４との接続部から分圧電圧Ｖｂが出力される。この分圧電圧Ｖｂは選択回路４を介して非反転入力端に与えられる。

選択回路４は、スイッチＳＷ１、ＳＷ２を含み、スイッチＳＷ１を介して基準電圧発生回路２からの出力である基準電圧Ｖｒｅｆが誤差増幅回路３の非反転入力端に与えられる。また、スイッチＳＷ２は、抵抗Ｒ３とＲ４との接続部と接続され、分圧電圧Ｖｂが、スイッチＳＷ２を介して誤差増幅回路３の非反転入力端に与えられる。

この選択回路４は、モード制御回路７からの信号により制御され、バイパススイッチＭ３が選択されている時には、ＳＷ１がオフ、ＳＷ２がオンになり、分圧電圧Ｖｂが、スイッチＳＷ２を介して誤差増幅回路３の非反転入力端に与えられる。

一方、モード制御回路７がバイパススイッチＭ３のオフを選択している時には、ＳＷ１がオン、ＳＷ２がオフになり、基準電圧回路２の基準電圧Ｖｒｅｆが、スイッチＳＷ１を介して誤差増幅回路３の非反転入力端に与えられる。

抵抗Ｒ３とＲ４は、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの設定電圧の帰還率以上の分圧比に設定されている。例えば、Ｒ１とＲ２が３対１の分圧比である場合、Ｒ３とＲ４は２．５対１の分圧比に設定されている。

このため、選択回路４がＳＷ１がオフ、ＳＷ２をオンとなるように制御し、誤差増幅回路３の反転入力端には分圧電圧Ｖｆｂが入力され、非反転入力端には選択回路４を介して分圧電圧Ｖｂが入力されると、抵抗Ｒ３とＲ４は、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の設定電圧の帰還率以上の分圧比に設定されているので、この誤差増幅回路３の出力は反転固定されることになる。即ち、バイパススイッチＭ３が選択されている時には、誤差増幅回路３の出力は、ハイに固定されることになる。

また、スイッチングトランジスタＭ１と同期整流用スイッチトランジスタＭ２の接続部からの出力が電流制御回路９に与えられ、電流制御回路９にて接続部Ｌｘへの電流値を測定し、同期整流用スイッチトランジスタＭ２への出力とは逆方向の電流制限回路として機能する。即ち、接続部Ｌｘが所定値以上になると、電流制御回路９は同期整流用トランジスタＭ２をオフするように、ドライブ回路６に信号を送る。この電流制限回路９は、通常は、トランジスタの破壊防止の電圧に設定され、バイパススイッチＭ３が選択されている時には、オーバーシュート防止用の電圧に設定されている。このオーバーシュート防止用の電圧は、破壊防止の電圧の１／２〜１／４の範囲に設定され、容量Ｃ１のディスチャージ時間に応じて設定される。このオーバーシュートの量は要求される特性値に応じて調整すればよい。

なお、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０において、インダクタＬ１及びコンデンサＣ１を除く各回路を１つのＩＣに集積するようにしてもよい。

以上のように構成された電源装置１の動作を、ある時刻において降圧モードからバイパスモードに切り替えられ、再度降圧モードに切り替わる場合について図３を参照して説明する。

図３（ａ）〜（ｅ）は、図１の電源装置１における各端子の電圧の時間波形を示す図である。図３において、時間軸のスケールは、見やすさのために、実際の時間軸とは異なっている。

図３（ａ）は、モード制御回路７から与えられるコントロール信号の時間波形を表す。時刻Ｔ０〜Ｔ１において、コントロール信号はハイレベルが出力されている。このときバイパススイッチＭ３はオフし、電源装置１は降圧モードで動作する。

図３（ｂ）は、基準電圧ＶＲＥＦおよび出力電圧Ｖｏｕｔを示す。時刻Ｔ０〜Ｔ１の降圧モードで動作する期間中、基準電圧回路２からの基準電圧Ｖｒｅｆが与えられ、バイパスモードで動作する時には、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の設定電圧の帰還率以上の分圧比に設定された抵抗Ｒ３とＲ４の接続部の電圧Ｖｂが与えられる。

出力電圧Ｖｏｕｔと基準電圧Ｖｒｅｆは、Ｖｏｕｔ＝Ｖｒｅｆ×（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２が成り立つように制御される。図３では、Ｒ１対Ｒ２は３対１の分圧比に設定した例を示している。また、Ｒ３対Ｒ４は２．５対１の分圧比に設定した例を示している。

図３（ｃ）は、誤差電圧Ｖｅｒｒの時間波形を示す図である。時刻Ｔ０〜Ｔ１においては、Ｖｏｕｔ＝Ｖｒｅｆ×（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２が成り立つように、その値はほぼ一定に保たれている。

図３（ｄ）は、誤差電圧Ｖｅｒｒと三角波信号ＴＷの時間波形を示す図である。図３（ｅ）はＰＷＭ信号発生回路５の出力波形を示す図であり、図３（ｄ）の誤差電圧Ｖｅｒｒと三角波電圧ＴＷによって決定されている。

図３（ａ）に示すように、時刻Ｔ１にコントロール信号が下げられると、バイパススイッチＭ３がオンしてバイパスモードに移行する。同時にコントロール信号によってドライバ回路６が制御され、メインスイッチＭ１および同期整流用スイッチＭ２の両方がオフされる。さらに、コントロール信号が選択回路４に与えられ、ＳＷ１がオフ、ＳＷ２をオンとなるように制御され、誤差増幅回路３の反転入力端には分圧電圧Ｖｂが入力される。

バイパススイッチＭ３がオンされると、図３（ｂ）に示すように、電源装置１の出力電圧ＶＯＵＴは、入力電圧ＶＤＤにほぼ等しい電圧にまで上昇する。また、誤差増幅回路３の反転入力端に与えられる基準電圧として、設定電圧の帰還率以上の分圧電圧Ｖｂが入力される。

時刻Ｔ１〜Ｔ２においては、誤差増幅回路３の反転入力端には分圧電圧Ｖｆｂが入力され、非反転入力端には選択回路４を介して分圧電圧Ｖｂが入力される。抵抗Ｒ３とＲ４は、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の設定電圧の帰還率以上の分圧比に設定されているので、この誤差増幅回路３の出力は反転固定されることになる。即ち、バイパススイッチＭ３が選択されている時刻Ｔ１〜Ｔ２においては、誤差増幅回路３の出力Ｖｅｒｒは、ハイに固定されることになる。したがって、時刻Ｔ１〜Ｔ２においては、図３（ｄ）、（ｅ）に示すように、ＰＭＷ信号ＶＰＭＷはローレベルになっている。

時刻Ｔ２にこのトロール信号が再びハイレベルとなり、バイパススイッチＭ３がオフされて、降圧モードへの復帰が指示される。ドライバ回路６はコントロール信号がハイレベルになると、ＰＷＭ信号ＶＰＭＷにもとづいてメインスイッチトランジスタＭ１および同期整流用スイッチトランジスタＭ２のスイッチング動作を再開する。また、誤差増幅回路３の反転入力端には分圧電圧Ｖｆｂが入力され、非反転入力端には選択回路４を介して基準電圧発生回路２からの基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。

時刻Ｔ２にＰＷＭ信号ＶＰＭＷはローレベルであるため、ドライバ回路６によってメインスイッチトランジスタＭ１および同期整流用スイッチトランジスタＭ２のスイッチングが再開される際に、同期整流用スイッチトランジスタＭ２は完全にオフした状態からスタートする。その後、図３（ｄ）に示すように、誤差増幅回路３がハイ側から動作するので、応答性よくＰＷＭ信号ＶＰＭＷのデューティに大きくなり、同期整流用スイッチトランジスタＭ２がオンし、出力電圧ＶＯＵＴを安定に変化させることができる。

このように、この実施の形態にかかる電源装置１では、バイパスモードで動作している間、誤差増幅回路３をハイに固定させている。その結果、再度降圧モードへ切り替える際に、同期整流用スイッチトランジスタＭ２はオフからスタートするため、切り替え時に出力コンデンサＣ１に蓄えられた電荷が過剰に流れ出すことがなくなり、出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートを抑制することができる。また、誤差増幅回路３がハイに固定されているので、応答性よくＰＷＭ信号ＶＰＭＷのデューティに大きくなり、同期整流用スイッチトランジスタＭ２がオンし、出力電圧ＶＯＵＴを安定に変化させることができる。

なお、オーバーシュートを考慮する場合には、電流制御回路９により、出力側の電流値により、同期整流用スイッチＭ２をオフするタイミングを制御して対応させればよい。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。この発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

この発明は、携帯電話、ＰＤＡ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｓｓｉｓｔａｎｃｅ）等のバッテリーで動作する情報端末に利用できる。

本発明の実施の形態に係る電源装置の構成を示すブロック回路図である。 この発明に用いられるＰＭＷ信号発生回路の一例を示すブロック回路図である。 図３（ａ）〜（ｅ）は、この発明の実施形態における各端子の電圧の時間波形を示す図である。

符号の説明

Ｍ１ メインスイッチトランジスタ、Ｍ２ 同期整流用スイッチトランジスタ、Ｍ３ バイパススイッチ、２ 基準電圧発生回路、３ 誤差増幅器、４ 選択回路、５ ＰＭＷ信号発生回路、６ スイッチングドライブ回路、７ モード制御回路、８ ドライバ、９ 電流制御回路、１０ 降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ、１００ 出力端子、１０１ 入力端子。

Claims (5)

1. メインスイッチと同期整流用のスイッチが交互にオンオフする同期整流方式の降圧型コンバータと、前記降圧型コンバータの出力電圧が所定の基準電圧に近づくように誤差電圧を出力する誤差増幅器と、前記誤差電圧に基づいて前記メインスイッチと同期整流用のスイッチをオンオフするタイミングを制御するパルス幅信号発生回路と、前記パルス幅信号発生回路からの信号に基づき前記メインスイッチと同期整流用のスイッチをオンオフ制御する駆動回路と、前記降圧型コンバータの出力と直列に接続されたインダクタと、前記降圧型コンバータの出力端子を入力端子に短絡するバイパススイッチと、前記バイパススイッチを制御するモード制御回路と、を備え、前記バイパススイッチが選択されている期間は、前記誤差増幅器の基準電圧側の電圧値を出力電圧の所定の分圧比に設定し、前記誤差増幅器の出力を反転固定することを特徴とする電源装置。
2. 前記所定の分圧比は前記降圧型コンバータの設定電圧の帰還率以上の分圧比に設定したことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記降圧型コンバータの出力を前記所定の分圧比で分圧した出力と、基準電圧発生回路からの出力とのどちらか一方を選択して前記誤差増幅器の基準電圧側入力に与える選択手段を備えたことを特徴とする請求項１または２に記載の電源装置。
4. 前記同期整流用のスイッチに出力とは逆方向の電流制限回路を設けたことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
5. 前記電源制限回路は、前記コントロール駆動回路の選択切り替えの一定時間その電流制限値を切り替えることを特徴とする請求項４に記載の電源装置。

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