JP2006050888A - 電源装置、それを用いた電力増幅装置、携帯電話端末 - Google Patents

Abstract

【課題】同期整流方式のスイッチングレギュレータを有する電源装置において、スイッチング動作を再開させるときに発生する出力電圧のオーバーシュートを防止し、安定性を高める。
【解決手段】電源装置１００は、降圧型コンバータ１０、レギュレータ１２、ＰＷＭ信号発生器１４と、バイパススイッチＳＷ３を含み、降圧型コンバータ１０による出力と、バイパススイッチＳＷ３による出力とを切り換えて動作する。バイパススイッチＳＷ３により入力電圧Ｖｉｎがそのまま出力されている期間中、オフセット回路２０により同期整流用スイッチがオフする方向にレギュレータ１２の出力である誤差電圧をオフセットする。電源装置１００の出力が、バイパススイッチＳＷ３から降圧型コンバータ１０へ切り替えられ、降圧型コンバータ１０による降圧動作が再開すると、誤差電圧のオフセットによって同期整流用スイッチＳＷ２はオフの状態から徐々にオンしていく。
【選択図】図１

Description

本発明は、同期整流方式の降圧型コンバータを用いた電源装置およびそれを用いた電力増幅装置に関する。

近年の携帯電話、ＰＤＡ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｓｓｉｓｔａｎｃｅ）等のバッテリーで動作する小型情報端末においては、その動作時間を長くするために、内部で使用される回路の消費電力を極力低減する必要がある。例えば、これらの小型情報端末では、Ｌｉイオン電池が多く用いられるが、その出力電圧は通常３．５Ｖ程度であり、満充電時では４．２Ｖ程度である。ところが、小型情報端末内部に用いられる回路は、電源電圧として必ずしも電池電圧そのものを必要としているとは限らない。

一例として携帯電話端末に使用されるパワーアンプに必要な電源電圧は、その出力電力に依存し、０．６Ｖ〜３．５Ｖ程度である。ここで、パワーアンプに必要とされる電源電圧が１Ｖで十分な場合に、３．５Ｖ程度の電池電圧をそのまま使用した場合には、必要以上に多くの電力を消費することになる。そこで、このような電池電圧よりも低い電圧で駆動すべき回路に、電池電圧よりも低い電源電圧を供給するための電源装置として、スイッチングレギュレータ等の降圧型コンバータが使用される。

このようなスイッチングレギュレータを用いた電源装置は、その出力が不安定であると、接続される回路の動作に大きな影響を及ぼしてしまうため、その出力の安定化は重要な技術課題である。このような電源装置の出力の安定性を高めるための技術としては特許文献１、２などが提案されている。

特開２００４−８０９８５号公報 特開２００４−５６９８２号公報

ところで、こうした降圧型コンバータにおいても、インダクタやスイッチング素子による電力消費は存在する。そこで、入力電圧である電池電圧を降圧する必要が無い場合には、降圧型コンバータのスイッチング動作を停止し、バイパス回路によって降圧型コンバータをバイパスすることにより、入力電圧をそのまま出力する方法が考えられる。

本発明者はこうした状況下、以下の課題を認識するに至った。バイパス回路によって降圧型コンバータをバイパスすることにより、入力電圧をそのまま出力した状態から、降圧型コンバータの降圧動作を再開すると、降圧型コンバータの出力端子が高い電圧に固定された状態から、スイッチング動作が始まることとなる。その結果、同期整流用スイッチが急激にオンするため、オーバーシュートやリンギングが生じ、出力電圧が不安定になってしまう。

本発明はこうした課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、出力電圧の安定性を高めた電源装置の提供にある。

上記課題を解決するために、本発明のある態様の電源装置は、メインスイッチと同期整流用スイッチが交互にオンオフする同期整流方式の降圧型コンバータと、降圧型コンバータとは別経路に設けられた電圧生成回路と、を備え、降圧型コンバータと電圧生成回路のいずれかを選択して所望の電圧を出力し、降圧型コンバータは、電圧生成回路が選択されている期間、同期整流用スイッチをオフする。

この態様によれば、電源装置の出力を電圧生成回路の電圧から降圧型コンバータの電圧に切り替える際に、同期整流用スイッチはオフの状態からスイッチング動作を始めるため、同期整流用スイッチが長時間、連続的にオンすることを抑制し、オーバーシュートやリンギングなどを抑えた安定した出力電圧を得ることができる。

本発明の別の態様もまた、電源装置である。この装置は、メインスイッチと同期整流用スイッチが交互にオンオフする同期整流方式の降圧型コンバータと、降圧型コンバータより高い電圧を出力する電圧生成回路と、降圧型コンバータの出力電圧が所定の基準電圧に近づくように、誤差電圧を出力するレギュレータと、誤差電圧にもとづいてメインスイッチおよび同期整流スイッチをオンオフするデューティを変化させるパルス幅変調器と、を備え、降圧型コンバータと電圧生成回路のいずれかを選択して所望の電圧を出力する。レギュレータは、電圧生成回路が選択されている期間中、同期整流用スイッチがオフする方向に誤差電圧をオフセットする。

この態様によれば、出力電圧を電圧生成回路から降圧型コンバータの電圧に切り替える際に、レギュレータの誤差電圧をオフセットすることにより、同期整流用スイッチはオフの状態からスイッチング動作を開始する。その結果、同期整流用スイッチが長時間、連続的にオンすることを抑制し、オーバーシュートを抑えた安定した出力電圧を得ることができる。

電圧生成回路は、降圧型コンバータの出力端子を入力端子に短絡するバイパス回路を含んでもよい。出力端子を入力端子に短絡することにより、電源装置からは入力電圧がそのまま出力され、このときの出力電圧は降圧型コンバータの出力電圧より高くなる。降圧型コンバータが、出力端子が高い電圧に固定された状態から降圧動作を再開する際、レギュレータの誤差電圧をオフセットすることにより、同期整流用スイッチはオフの状態からスイッチング動作を始める。その結果、同期整流用スイッチが長時間、連続的にオンすることを抑制し、オーバーシュートを抑えた安定した出力電圧を得ることができる。

レギュレータは、降圧型コンバータと電圧生成回路を選択する外部から与えられる選択信号に同期して誤差電圧をオフセットさせるオフセット回路を備えてもよい。降圧型コンバータと電圧生成回路とを選択する選択信号に同期させてオフセット電圧を生成することにより、正確に同期整流用スイッチのスイッチングを制御することができる。

オフセット回路は、電圧生成回路から降圧型コンバータへの選択の切り替えにともない、誤差電圧のオフセット量を徐々に小さくしてもよい。
電源装置の出力を電圧生成回路から降圧型コンバータへ切り替えた後、誤差電圧のオフセット量を徐々に小さくすることにより、同期整流用スイッチを制御する信号のデューティは、時間とともに徐々に変化する。その結果、出力電圧も緩やかに変化し、オーバーシュートなどの変動をもたらすことなく出力電圧を安定化することができる。

レギュレータは、降圧型コンバータの出力電圧に所定のオフセット電圧を加算して出力する第１演算増幅器と、第１演算増幅器の出力電圧と、基準電圧との差電圧を増幅する第２演算増幅器と、第２演算増幅器の出力電圧の低周波成分を除去するフィルタ回路と、を含んでもよい。また、オフセット電圧は、降圧型コンバータと電圧生成回路を切り替える信号にもとづき生成してもよい。
この場合、第２演算増幅器から出力される誤差電圧は、フィルタ回路によって緩やかに変化するため、オフセット電圧を緩やかに変化させるのと同等の機能を得ることができる。

フィルタ回路は、第２演算増幅器の第１の入力端子と前記第１演算増幅器の間に設けられた抵抗と、第２演算増幅器の出力端子と第２の入力端子間に設けられたコンデンサと、を含んでもよい。
第２演算増幅器と抵抗、コンデンサによって積分回路を構成することにより、誤差増幅器とフィルタ回路を一体に構成することができる。

本発明のさらに別の態様は、電力増幅装置である。この電力増幅装置は、電力増幅用のパワーアンプと、パワーアンプに電源を供給する上述の電源装置と、を備える。

この態様によれば、電力増幅装置において、パワーアンプに供給する電源電圧を安定化させることができ、ひいては、パワーアンプの出力電力の安定化を図ることができる。

なお、以上の構成要素の任意の組合せや本発明の構成要素や表現を方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明に係る電源装置により、出力電圧の安定性を高めることができる。

図１は、本発明の実施の形態に係る電源装置１００を示す回路図である。以降の図において、同一の構成要素には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。
はじめに、この電源装置１００の概要について説明する。

この電源装置１００は、降圧型コンバータ１０と、バイパススイッチＳＷ３を含む。バイパススイッチＳＷ３は、降圧型コンバータ１０と並列に設けられた電圧生成回路として機能し、電源装置１００は、降圧型コンバータ１０、バイパススイッチＳＷ３のいずれかを選択して所望の電圧を出力する。従って、この電源装置１００は、負荷に供給すべき所望の電圧に応じて２つのモードで動作することになる。すなわち、第１の動作モードでは、降圧型コンバータ１０により入力電圧Ｖｉｎを降圧して出力し、第２の動作モードでは、バイパススイッチＳＷ３により降圧型コンバータ１０をバイパスして入力電圧Ｖｉｎをそのまま出力する。以下、それぞれの動作モードを降圧モードおよびバイパスモードとよぶ。

一般に降圧型コンバータは、使用するインダクタやスイッチング素子による電力損失が存在するため、この電源装置１００においては、降圧する必要が無い場合には、降圧型コンバータのスイッチング動作を停止しバイパスすることにより、入力電圧をそのまま出力する。このように本実施の形態に係る電源装置１００は、降圧モードとバイパスモードを切り替えて使用する。バイパススイッチＳＷ３がオンの状態で出力される電圧は、降圧型コンバータにより出力される電圧よりも高い。

電源装置１００は、入出力端子として、入力端子１０２、出力端子１０４、制御端子１０６、基準電圧端子１０８を備える。それぞれの端子に印加される、あるいは現れる電圧を入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、制御電圧Ｖｃｎｔ、基準電圧Ｖｒｅｆという。
降圧モードにおいては、電源装置１００は、入力電圧Ｖｉｎを降圧して出力端子１０４に出力する。出力電圧Ｖｏｕｔは、基準電圧Ｖｒｅｆによって制御される。
バイパスモードでは、電源装置１００は基準電圧Ｖｒｅｆとは無関係に、入力電圧Ｖｉｎをそのまま出力する。これらのモードの切り替えは、外部から入力される制御電圧Ｖｃｎｔによって行われる。

電源装置１００は、降圧型コンバータ１０、レギュレータ１２、ＰＷＭ信号発生器１４と、バイパススイッチＳＷ３を含む。

レギュレータ１２は、誤差増幅器１８、抵抗Ｒ１、Ｒ２を含む。レギュレータ１２は、出力電圧Ｖｏｕｔと、基準電圧Ｖｒｅｆとの間に、Ｖｏｕｔ＝Ｖｒｅｆ×（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２が成り立つように、フィードバックにより誤差電圧Ｖｅｒｒを調節する。レギュレータ１２はさらにオフセット電圧Ｖｏｆｓを生成するオフセット回路２０および加算器３２を含み、誤差電圧Ｖｅｒｒとオフセット電圧Ｖｏｆｓを加算してオフセット誤差電圧Ｖｏｅとして出力する。オフセット電圧Ｖｏｆｓは、オフセット回路２０に入力された制御電圧Ｖｃｎｔによって制御される。

ＰＷＭ信号発生器１４は、パルス幅変調器であって、三角波発振器２６と電圧比較器２４を含む。三角波発振器２６は、一定の周波数のノコギリ状の電圧を発生する。電圧比較器２４は、三角波発振器２６の出力電圧Ｖｓａｗとオフセット誤差電圧Ｖｏｅを比較し、Ｖｓａｗ＞Ｖｏｅのときハイレベルを出力し、Ｖｓａｗ＜Ｖｏｅのときローレベルを出力する。
この結果、電圧比較器２４から出力される信号Ｖｐｗｍは、ハイレベルとローレベルを繰り返すパルス幅変調された信号（以下ＰＷＭ信号という）となる。つまり、ＰＷＭ信号Ｖｐｗｍのハイ、ローのデューティは、オフセット誤差電圧Ｖｏｅにもとづいて決定されることになる。

降圧型コンバータ１０は、同期整流方式のスイッチングレギュレータであって、入力端子１０２に入力された入力電圧Ｖｉｎを降圧して出力端子１０４に出力する。降圧型コンバータ１０の入出力は、そのまま電源装置１００の入出力となっている。降圧型コンバータ１０は、メインスイッチＳＷ１、同期整流用スイッチＳＷ２、インダクタＬ１、出力コンデンサＣｏ、ドライバ回路１６を含む。本実施の形態では、メインスイッチＳＷ１はＰ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、同期整流用スイッチＳＷ２はＮ型ＭＯＳＦＥＴである。
メインスイッチＳＷ１であるＰ型ＭＯＳＦＥＴは、そのソース端子が入力端子１０２に接続されており、そのドレイン端子がインダクタＬ１の一端に接続されている。また、同期整流用スイッチＳＷ２であるＮ型ＭＯＳＦＥＴは、そのソース端子が接地され、ドレイン端子が、メインスイッチＳＷ１であるＰ型ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子に接続されてい両ＭＯＳＦＥＴのゲート端子には、ドライバ回路からの出力がそれぞれ入力されている。

ドライバ回路１６は、降圧モード時において、ＰＷＭ信号Ｖｐｗｍがハイレベルの期間、メインスイッチＳＷ１をオフし、同期整流用スイッチＳＷ２をオフする。また、ＰＷＭ信号Ｖｐｗｍがローレベルの期間、メインスイッチＳＷ１をオンし、同期整流用スイッチＳＷ２をオフする。このようにしてスイッチＳＷ１、ＳＷ２をＰＷＭ信号によって２つのスイッチを交互にオンオフすることにより、インダクタＬ１でエネルギ変換を行うスイッチングレギュレータとして動作する。インダクタＬ１および出力コンデンサＣｏは出力フィルタを構成し、出力端子１０４からは、入力電圧Ｖｉｎが降圧された直流電圧が出力される。
ドライバ回路１６には、２つのモードを切り替える制御電圧Ｖｃｎｔが入力されており、バイパスモードでの動作中は、メインスイッチＳＷ１および同期整流用スイッチＳＷ２両方のスイッチをオフさせる。

降圧型コンバータ１０の２つのスイッチＳＷ１、ＳＷ２のオンオフを制御するＰＷＭ信号Ｖｐｗｍは、出力電圧Ｖｏｕｔをフィードバックして得られた誤差電圧Ｖｏｅをもとに決定されているため、出力電圧Ｖｏｕｔは、基準電圧Ｖｒｅｆによって決まる一定値に保たれる。

バイパススイッチＳＷ３はＰ型ＭＯＳＦＥＴであって、そのゲート端子には、制御電圧Ｖｃｎｔが入力されている。このバイパススイッチＳＷ３は、ゲートソース間電圧がしきい値電圧を上回ったときにオンし、ドレイン端子とソース端子が導通する。このバイパススイッチＳＷ３のソース端子は入力端子１０２に接続されており、ドレイン端子は出力端子１０４に接続されている。従って、ＭＯＳＦＥＴがオンすると、入力端子１０２と出力端子１０４は導通状態となり、出力端子には入力電圧Ｖｉｎにほぼ等しい電圧が出力されることになる。厳密には、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗Ｒｏｎによる電圧降下が存在するため、出力端子１０４に出力される電圧は入力電圧Ｖｉｎよりも若干低くなる場合もある。このようにバイパススイッチＳＷ３がオンすることによってバイパスモードが実現される。

以上のように構成された電源装置１００の動作を、ある時刻において降圧モードからバイパスモードに切り替えられ、再度降圧モードに切り替わる場合について説明する。
本実施の形態にかかる出力を安定化させるための機能をより明確にするため、はじめに、オフセット回路２０を動作させない場合の動作について図２を用いて説明する。図２（ａ）〜（ｆ）は、図１の電源装置１００においてオフセット機能を動作させない場合の各端子の電圧の時間波形を示す図である。図２および後述の図３において、時間軸のスケールは、見やすさのために、実際の時間軸とは異なっている。

図２（ａ）は、制御電圧Ｖｃｎｔの時間波形を表す。時刻Ｔ０〜Ｔ１において、制御電圧Ｖｃｎｔは入力電圧Ｖｉｎに近いハイレベルが入力されている。このときバイパススイッチＳＷ３のゲートソース間電圧はしきい値電圧より低いのでＭＯＳＦＥＴはオフし、電源装置１００は降圧モードで動作する。

図２（ｂ）は、基準電圧Ｖｒｅｆおよび出力電圧Ｖｏｕｔを示す。時刻Ｔ０〜Ｔ１の降圧モードで動作する期間中、出力電圧Ｖｏｕｔと基準電圧Ｖｒｅｆは、Ｖｏｕｔ＝Ｖｒｅｆ×（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２が成り立つように制御される。図２では、（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２＝３に設定した例を示している。

図２（ｃ）は、誤差電圧Ｖｅｒｒの時間波形を示す図である。時刻Ｔ０〜Ｔ１においては、Ｖｏｕｔ＝Ｖｒｅｆ×（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２が成り立つように、その値はほぼ一定に保たれている。図２（ｄ）は、オフセット回路２０の出力であるオフセット電圧Ｖｏｆｓの時間波形を示す図である。図２（ｅ）は、誤差電圧Ｖｅｒｒとオフセット電圧Ｖｏｆｓとの合計であるオフセット誤差電圧Ｖｏｅおよび、三角波信号Ｖｓａｗの時間波形を示す図である。オフセット回路２０を動作させない場合、オフセット電圧Ｖｏｆｓは常に０であるため、Ｖｏｅ＝Ｖｅｒｒが成り立つ。図２（ｆ）はＰＷＭ信号発生器１４の出力波形を示す図であり、図２（ｅ）のオフセット誤差電圧Ｖｏｅと三角波電圧Ｖｓａｗによって決定されている。

図２（ａ）に示すように、時刻Ｔ１に制御信号Ｖｃｎｔが下げられると、バイパススイッチＳＷ３であるＰ型ＭＯＳＦＥＴがオンしてバイパスモードに移行する。同時に制御信号Ｖｃｎｔによってドライバ回路１６が制御され、メインスイッチＳＷ１および同期整流用スイッチＳＷ２の両方がオフされる。
バイパススイッチＳＷ３がオンすると、図２（ｂ）に示すように、電源装置１００の出力電圧Ｖｏｕｔは、入力電圧Ｖｉｎにほぼ等しい電圧にまで上昇する。
時刻Ｔ１〜Ｔ２においては、降圧型コンバータ１０はバイパスされているため、Ｖｏｕｔ＝Ｖｒｅｆ×（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２の関係は失われており、図２（ｃ）、（ｅ）に示すように、誤差電圧Ｖｅｒｒおよびオフセット誤差電圧Ｖｏｅは、０Ｖ付近まで下がっている。その結果、時刻Ｔ１〜Ｔ２においては、ＰＷＭ信号Ｖｐｗｍのデューティは図２（ｆ）に示すように１００％となっている。

時刻Ｔ２に制御信号Ｖｃｎｔが再びハイレベルとなり、バイパススイッチＳＷ３がオフされて、降圧モードへの復帰が指示される。ドライバ回路１６は制御信号Ｖｃｎｔがハイレベルになると、ＰＷＭ信号ＶｐｗｍにもとづいてメインスイッチＳＷ１および同期整流用スイッチＳＷ２のスイッチング動作を再開する。

時刻Ｔ２においては、図２（ｆ）に示すようにＰＭＷ信号Ｖｐｗｍはハイレベルになっているため、同期整流用スイッチＳＷ２がオンされる。また、時刻Ｔ２においては同期整流用スイッチＳＷ２であるＮ型ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子は、入力電圧Ｖｉｎに近い高い電圧で固定されていることになる。そのため、同期整流用スイッチＳＷ２は完全にオンしてしまい、出力コンデンサＣｏからインダクタＬ１および同期整流用スイッチＳＷ２を介して瞬間的に大電流が流れ出る。そのため、出力コンデンサＣｏに蓄えられた電荷によって定まる出力電圧Ｖｏｕｔは、図２（ｂ）に示すように、大電流によって急激に減少し、アンダーシュートが起こる。その後、レギュレータ１２によるフィードバックによって誤差電圧Ｖｅｒｒが調節され、リンギングを伴いながら、出力電圧Ｖｏｕｔは、徐々にＶｏｕｔ＝Ｖｒｅｆ×（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２に近づいていく。

以上のように、オフセット回路２０を動作させない場合、バイパスモードから降圧モードへと切り替える際に、出力が不安定になり、その後出力が安定化するまでに長時間要してしまう。

次に、本発明の実施の形態にかかる電源装置１００について、レギュレータ１２のオフセット回路２０を動作させる場合について、図３（ａ）〜（ｆ）を用いて説明する。図３（ａ）〜（ｆ）は、図１の電源装置１００においてオフセット機能を動作させた場合の各端子の電圧の時間波形を示す図である。時刻Ｔ０からＴ１までは、降圧モードで動作しており、出力電圧Ｖｏｕｔは、基準電圧Ｖｒｅｆの３倍の電圧が得られるように動作する。この期間においては、各ノードの時間波形は図２と同様である。

時刻Ｔ１に制御電圧Ｖｃｎｔによってバイパスモードへと切り替えられる。図３（ｂ）に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔは、バイパススイッチＳＷ３がオンすると同時に入力電圧Ｖｉｎ付近まで速やかに上昇する。同時に制御信号Ｖｃｎｔによってドライバ回路１６が制御され、メインスイッチＳＷ１および同期整流用スイッチＳＷ２の両方がオフされる。

図３（ｃ）に示すように、時刻Ｔ１〜Ｔ２において、誤差電圧Ｖｅｒｒは図２（ｃ）とほぼ等しい値が出力される。オフセット回路２０は、制御電圧Ｖｃｎｔに同期して図３（ｄ）に示すオフセット電圧Ｖｏｆｓを出力する。このオフセット電圧Ｖｏｆｓは、時刻Ｔ１から徐々に大きくなり、その後一定値をとる。レギュレータ１２からは、オフセット電圧Ｖｏｆｓと誤差電圧Ｖｅｒｒの和が図３（ｅ）に示すオフセット誤差電圧Ｖｏｅとして出力される。このオフセット誤差電圧Ｖｏｅは、図２（ｅ）と比較してオフセット電圧Ｖｏｆｓ分だけ高い電圧となっている。

ＰＷＭ信号発生器１４からは、オフセット誤差電圧Ｖｏｅおよび三角波信号Ｖｓａｗにもとづいて、図３（ｆ）に示すＰＷＭ信号Ｖｐｗｍが出力されることになる。誤差電圧Ｖｅｒｒがオフセットされた結果、ＰＷＭ信号発生器１４は、時刻Ｔ１〜Ｔ２のバイパスモードの期間中、ＰＷＭ信号Ｖｐｗｍを０％のデューティで出力することになる。

ここで時刻Ｔ２に制御信号Ｖｃｎｔによって再び降圧モードへと移行する。時刻Ｔ２にＰＷＭ信号Ｖｐｗｍはローレベルであるため、ドライバ回路１６によってメインスイッチＳＷ１および同期整流用スイッチＳＷ２のスイッチングが再開される際に、同期整流用スイッチＳＷ２は完全にオフした状態からスタートする。その後、図３（ｄ）に示すようにオフセット電圧Ｖｏｆｓが徐々に小さくなっていき、ＰＷＭ信号Ｖｐｗｍのデューティもそれに伴って徐々に大きくなるため、同期整流用スイッチＳＷ２は急激にオンすることなく、徐々にオンしていく。その結果、時刻Ｔ２に降圧モードに切り替わった後も、同期整流用スイッチＳＷ２を介して出力コンデンサＣｏに蓄えられた電荷が過剰に流れ出すことがなくなり、出力電圧Ｖｏｕｔを安定に変化させることができる。

このように、本実施の形態にかかる電源装置１００では、バイパスモードで動作している間、誤差電圧Ｖｅｒｒをオフセット回路２０により強制的にオフセットさせている。その結果、再度降圧モードへ切り替える際に、同期整流用スイッチＳＷ２はオフからスタートするため、切り替え時に出力コンデンサＣｏに蓄えられた電荷が過剰に流れ出すことがなくなり、出力電圧Ｖｏｕｔのオーバーシュートを抑制することができる。

また、バイパスモードから降圧モードへの移行に際して、オフセット電圧Ｖｏｆｓを徐々に小さくしていくことによって、同期整流用スイッチＳＷ２をオフの状態から徐々にオンさせることができ、出力電圧Ｖｏｕｔを基準電圧Ｖｒｅｆで定まる値に速やかに安定化させることができる。

図４は、本実施の形態に係る電源装置１００のより詳細な回路図であって、レギュレータ１２にオフセット機能を持たせた回路の一例を示す図である。ＰＷＭ信号発生器１４および降圧型コンバータ１０の構成および動作は図１と同様であるので説明を省略する。

誤差増幅器２８の２つの非反転入力端子には、抵抗分割によりＲ２／（Ｒ１＋Ｒ２）倍された出力電圧Ｖｏｕｔと、制御電圧Ｖｃｎｔが入力される。反転入力端子は出力に接続されているので、誤差増幅器２８は、２つの非反転入力端子に入力された電圧の和を出力するボルテージフォロアとして機能すると考えてよい。この制御電圧Ｖｃｎｔは、誤差電圧にオフセットを与えるオフセット電圧に相当する。したがって、この誤差増幅器２８は、降圧型コンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔにオフセット電圧を加算して出力する。

誤差増幅器２２、抵抗Ｒ３およびコンデンサＣ１は積分器を構成しており、ボルテージフォロアの出力電圧Ｖｘと基準電圧Ｖｒｅｆの差を積分して電圧Ｖｏｅを出力する。抵抗Ｒ３は、誤差増幅器２２の反転入力端子と誤差増幅器２８の出力端子の間に設けられ、コンデンサＣ１は、誤差増幅器２２の出力端子と反転入力端子の間に設けられる。この積分器は、誤差増幅器２８の出力電圧Ｖｘと、基準電圧Ｖｒｅｆとの差電圧を増幅する演算増幅器と、この演算増幅器の出力電圧Ｖｏｅの低周波成分を除去するフィルタ回路が一体に構成されたものである。誤差増幅器２２の出力電圧Ｖｏｅは、ＰＷＭ信号発生器１４に入力され、ＰＷＭ信号Ｖｐｗｍが生成される。

以上のようにして構成された電源装置１００の動作について、図５を参照しながら説明する。図５には、制御電圧Ｖｃｎｔ、電圧Ｖｘおよびオフセット誤差電圧Ｖｏｅのみ示し、他の電圧については図３を適宜参照する。

時刻Ｔ０〜Ｔ１においては、図５（ａ）に示すように制御信号Ｖｃｎｔはローレベルであり、インバータ３０により電圧反転されるため、バイパススイッチＳＷ３はオフし、降圧モードとして動作している。ボルテージフォロアとして動作する誤差増幅器２８からは、図５（ｂ）に示すようにＶｏｕｔ×（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２の電圧がＶｘとして出力されている。

時刻Ｔ１に制御信号Ｖｃｎｔがハイレベルになると、インバータ３０によってローレベルに落とされ、バイパススイッチＳＷ３はオンし、降圧モードからバイパスモードへと切り替えられる。同時に、制御信号Ｖｃｎｔによってドライバ回路１６が制御され、メインスイッチＳＷ１および同期整流用スイッチＳＷ２の両方がオフされる。制御信号Ｖｃｎｔがハイレベルになると、図５（ｂ）に示すように、誤差増幅器２８の電圧Ｖｘはオフセットされる。電圧Ｖｘを誤差増幅器２２によって積分して得られるオフセット誤差電圧Ｖｏｅは、図５（ｃ）に示すように、時刻Ｔ１から徐々に増加し、その後一定値をとる。

時刻Ｔ２に制御信号Ｖｃｎｔが再びローレベルとなり、バイパススイッチＳＷ３がオフされて、降圧モードへの復帰が指示される。ドライバ回路１６は制御信号Ｖｃｎｔがローーレベルになると、ＰＷＭ信号ＶｐｗｍにもとづいてメインスイッチＳＷ１および同期整流用スイッチＳＷ２のスイッチング動作を再開する。

時刻Ｔ２に制御信号Ｖｃｎｔがローレベルに落とされると、誤差増幅器２８でのオフセットが無くなるため、図５（ｂ）に示すように、電圧Ｖｘは制御信号Ｖｃｎｔにあわせて減少する。誤差増幅器２２により構成される積分器の出力Ｖｏｅは、電圧Ｖｘの変化に伴い、図５（ｃ）に示すように徐々に減少する。このように、図４に示す電源装置１００のレギュレータ１２は、図３（ｅ）に示したオフセット誤差電圧Ｖｏｅと同様の波形を生成することができ、図３（ｆ）と同様のＰＷＭ信号を得ることができる。

時刻Ｔ２にＰＷＭ信号Ｖｐｗｍはハイレベルであるため、ドライバ回路１６によってメインスイッチＳＷ１および同期整流用スイッチＳＷ２のスイッチングが再開される際に、同期整流用スイッチＳＷ２は完全にオフした状態からスタートする。その後、図３（ｆ）に示すようにＰＷＭ信号Ｖｐｗｍのデューティが徐々に大きくなるため、同期整流用スイッチＳＷ２は、オフの状態から徐々にオンしていく。その結果、時刻Ｔ２に降圧モードに切り替わった後も、同期整流用スイッチＳＷ２を介して出力コンデンサＣｏに蓄えられた電荷が過剰に流れ出すことがなくなり、出力電圧Ｖｏｕｔを安定に変化させることができる。

図６は、実施の形態に係る電源装置１００にパワーアンプ５０を接続した携帯電話端末用の電力増幅装置３００の構成を示す図である。電力増幅装置３００は、電源装置１００、パワーアンプ５０、アンテナ５２、ドライバ回路５６、制御回路５４、変調器５８とを含む。
変調器５８からは、常にほぼ一定電力が出力されており、ドライバ回路５６に入力されている。ドライバ回路５６は、変調器５８から出力された変調信号を増幅して、パワーアンプ５０へと出力する。このドライバ回路５６は、その利得が可変となっている。
パワーアンプ５０は、ドライバからの出力信号を増幅して、アンテナ５２へと出力する。パワーアンプ５０の電源電圧は、電源装置１００から供給されており、動作状態に応じて電源電圧が調節できるようになっている。

電源装置１００は、入力端子１０２に入力された電圧を降圧して出力端子１０４から出力する。この電源装置１００は、上述のようにバイパスモードと降圧モードの２つのモードが切り替えて使用される。電源装置１００の入力端子１０２には電池６０が接続されており、入力電圧Ｖｉｎは電池電圧Ｖｂａｔとなっている。ここでは電池電圧は３．５Ｖであるとする。
制御回路５４は、電力増幅装置３００全体を制御する回路である。制御回路５４は、基準電圧Ｖｒｅｆおよび制御電圧Ｖｃｎｔを電源装置１００に出力する。

以上のように構成された電力増幅装置３００の動作について説明する。この電力増幅装置３００において、パワーアンプ５０に必要な電源電圧は、アンテナからの出力電力に依存する。すなわち、端末が基地局から遠く、高出力が必要なときは、電源電圧として３．５Ｖ程度が必要とされる。端末と基地局間の距離が近い場合には、低出力でよいため、１Ｖ以下の電圧しか必要としない。つまり、電源装置１００の出力電圧は、パワーアンプ５０の出力電力に依存して決められる。

制御回路５４は、基地局との距離に応じて、ドライバ回路５６の利得を制御してパワーアンプ５０への入力電力を調節する。同時に、制御回路５４は電源装置１００の出力電圧を、制御信号Ｖｃｎｔおよび基準電圧Ｖｒｅｆによって制御する。

いま、携帯端末が基地局から近い場合、パワーアンプ５０に必要な電源電圧が１Ｖだったとする。制御回路５４は、制御信号Ｖｃｎｔによって降圧モードに設定し、基準電圧Ｖｒｅｆによって出力電圧を調節する。この通信中の携帯端末が移動することによって、基地局から遠ざかり、出力電力を上げる必要が生じたとする。このときパワーアンプに必要な電源電圧が３．５Ｖであった場合、制御回路５４は制御信号Ｖｃｎｔによって電源装置１００をバイパスモードに切り替える。電源装置１００からは入力電圧である電池電圧Ｖｂａｔがそのまま出力されるため、３．５Ｖがパワーアンプに供給されることになる。

このような電力増幅装置３００において、端末が移動することによって基地局との距離が近くなり、再びパワーアンプに必要な電源電圧が低くなり降圧モードに切り替える場合にも、本実施の形態に係る電源装置１００は有効に動作し、パワーアンプに供給される電源電圧を安定に供給することができ、ひいては、電力増幅装置３００の出力電力の安定化を図ることができる。

上記実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

例えば、本実施の形態においては、メインスイッチＳＷ１および同期整流用スイッチＳＷ２としてそれぞれＰ型およびＮ型のＭＯＳＦＥＴを使用したがこれには限定されない。ドライバ回路１６によってゲート電圧をドライブするロジックを変更すれば、例えば、両方のスイッチにＮ型のＭＯＳＦＥＴを用いることもできる。また、ＭＯＳＦＥＴに代えてバイポーラトランジスタなどを用いてもよく、要はスイッチングレギュレータとして動作すればよい。その他、ＧａＡｓプロセスであればＭＥＳＦＥＴ（ＭＥｔａｌ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ ＦＥＴ）など、様々なトランジスタを用いることができる。同様にバイパススイッチＳＷ３についても、様々なトランジスタによって構成してもよい。これらの選択は、回路の設計に使用する半導体製造プロセスや、回路規模などの事情に応じて決定すればよい。

本実施の形態において、電源装置１００を構成する素子はすべて一体集積化されていてもよく、その一部がディスクリート部品で構成されていてもよい。どの部分を集積化するかは、コストや占有面積などによって決めればよい。

さらに、本実施の形態では、降圧型コンバータ１０より高い電圧を出力する電圧生成回路としてバイパススイッチＳＷ３を用いる場合について説明したがこれにも限定されず、降圧型コンバータ１０より高い出力電圧を生成する回路であれば本発明は有効である。たとえば、降圧型コンバータ１０と別経路に設けられる電圧生成回路としては、バイパススイッチＳＷ３に代えて、昇圧型コンバータなどを用いてもよい。

本実施の形態では、メインスイッチＳＷ１および同期整流用スイッチＳＷ２をスイッチングさせる信号としてＰＷＭ方式を用いた場合について説明したが、その他、ＰＦＭ方式（Ｐｕｌｓｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、ＰＤＭ方式（Ｐｕｌｓｅ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）などを用いてもよい。

また実施の形態では、電源装置１００を携帯電話の電力増幅装置３００に使用した例について説明したが、これには限定されず、入力電圧を降圧して使用される電源回路全般に使用することができる。

本発明の実施の形態に係る電源装置の構成を示す回路図である。 図２（ａ）〜（ｆ）は、図１の電源装置においてオフセット機能を動作させない場合の各端子の電圧の時間波形を示す図である。 図３（ａ）〜（ｆ）は、図１の電源装置においてオフセット機能を動作させた場合の各端子の電圧の時間波形を示す図である。 本実施の形態に係る電源装置の構成を示す回路図であって、レギュレータにオフセット機能を持たせた回路の一例を示す図である。 図５（ａ）〜（ｃ）は、図４の電源装置の各端子の電圧の時間波形を示す図である。 本実施の形態に係る電源装置にパワーアンプを接続した携帯電話用の電力増幅装置の構成を示す図である。

符号の説明

ＳＷ１ メインスイッチ、 ＳＷ２ 同期整流用スイッチ、 ＳＷ３ バイパススイッチ、 １０ 降圧型コンバータ、 １２ レギュレータ、 １４ ＰＷＭ信号発生器、 １６ ドライバ回路、 １８ 誤差増幅器、 ２０ オフセット回路、 ２２ 誤差増幅器、 ２４ 電圧比較器、 ２６ 三角波発振器、 ２８ 誤差増幅器、 ３０ インバータ、 ３２ 加算器、 ５０ パワーアンプ、 ５４ 制御回路、 １００ 電源装置、 １０２ 入力端子、 １０４ 出力端子、 １０６ 制御端子、 １０８ 基準電圧端子、 ３００ 電力増幅装置。

Claims (10)

1. メインスイッチと同期整流用スイッチが交互にオンオフする同期整流方式の降圧型コンバータと、
   前記降圧型コンバータとは別経路に設けられた電圧生成回路と、
   を備え、前記降圧型コンバータと前記電圧生成回路のいずれかを選択して所望の電圧を出力し、かつ前記降圧型コンバータは、前記電圧生成回路が選択されている期間、前記同期整流用スイッチをオフすることを特徴とする電源装置。
2. メインスイッチと同期整流用スイッチが交互にオンオフする同期整流方式の降圧型コンバータと、
   前記降圧型コンバータより高い電圧を出力する電圧生成回路と、
   前記降圧型コンバータの出力電圧が所定の基準電圧に近づくように、誤差電圧を出力するレギュレータと、
   前記誤差電圧にもとづいて前記メインスイッチおよび同期整流スイッチをオンオフするデューティを変化させるパルス幅変調器と、
   を備え、前記降圧型コンバータと前記電圧生成回路のいずれかを選択して所望の電圧を出力し、前記レギュレータは、前記電圧生成回路が選択されている期間中、前記同期整流用スイッチがオフする方向に前記誤差電圧をオフセットすることを特徴とする電源装置。
3. 前記電圧生成回路は、前記降圧型コンバータの出力端子を入力端子に短絡するバイパス回路を含むことを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
4. 前記レギュレータは、前記降圧型コンバータと前記電圧生成回路を切り替える信号に同期して前記誤差電圧をオフセットさせるオフセット回路を備えることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
5. 前記オフセット回路は、前記電圧生成回路から前記降圧型コンバータへの切り替えにともない、誤差電圧のオフセット量を徐々に小さくすることを特徴とする請求項４に記載の電源装置。
6. 前記レギュレータは、
   前記降圧型コンバータの出力電圧に所定のオフセット電圧を加算して出力する第１演算増幅器と、
   前記第１演算増幅器の出力電圧と、前記基準電圧との差電圧を増幅する第２演算増幅器と、
   前記第２演算増幅器の出力電圧の低周波成分を除去するフィルタ回路と、
   を含むことを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
7. 前記オフセット電圧は、前記降圧型コンバータと前記電圧生成回路を切り替える信号にもとづき生成されることを特徴とする請求項６に記載の電源装置。
8. 前記フィルタ回路は、
   前記第２演算増幅器の第１の入力端子と前記第１演算増幅器の間に設けられた抵抗と、
   前記第２演算増幅器の出力端子と第２の入力端子間に設けられたコンデンサと、
   を含むことを特徴とする請求項６に記載の電源装置。
9. 電力増幅用のパワーアンプと、
   前記パワーアンプに電源を供給する請求項１から８のいずれかに記載の電源装置と、
   を備えることを特徴とする電力増幅装置。
10. 請求項９に記載の電力増幅装置を備えることを特徴とする携帯電話端末。

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