JP2002223562A

JP2002223562A - Ｄｃ／ｄｃコンバータ

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Publication number: JP2002223562A
Application number: JP2001351036A
Authority: JP
Inventors: Seiki Umemoto; 清貴梅本
Original assignee: Rohm Co Ltd
Current assignee: Rohm Co Ltd
Priority date: 2000-11-21
Filing date: 2001-11-16
Publication date: 2002-08-09
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Abstract

(57)【要約】【課題】入力電圧のダイナミックレンジを広く採れ、か
つ、電源電圧が変動しても追従性よく安定化できるＤＣ
／ＤＣコンバータを提供することにある。【解決手段】所定の電源電圧の直流電源から電力を受
け、出力電圧が目標電圧より低いときに所定のパルス幅
のパルスでトランジスタをスイッチングし出力電圧が目
標電圧を超えているときにスイッチングを停止すること
により出力電圧が目標電圧になるように制御するＤＣ／
ＤＣコンバータにおいて、電源電圧と目標電圧との比に
応じてデューティ比が決定されるパルスを発生する可変
デューティパルス発生回路と、パルスを受けてＯＮした
ときにこのパルスをトランジスタのスイッチングパルス
として出力するスイッチ回路と、出力電圧が目標電圧よ
り低いときにスイッチ回路をＯＮさせる制御回路とを備
えるものである。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、ＤＣ／ＤＣコン
バータに関し、詳しくは、電池電源の電圧とＡＣをＤＣ
に整流する電源あるいはＡＣアダプター（以下これらを
ＡＣ電源という）の電圧とを選択的に受けてこれらの入
力電源で駆動されるようなスイッチングレギュレータに
よるＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、入力電圧のダイナ
ミックレンジを広く採れ、かつ、電源電圧が変動しても
追従性よく電圧安定化ができるようなＤＣ／ＤＣコンバ
ータに関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、携帯型のオーディオ機器やパーソ
ナルコンピュータ、ＰＨＳ、携帯用電話機、ＰＤＡ等の
携帯型電子機器などにあっては、効率よく電力変換して
所定の電源電圧を得るためにスイッチングレギュレータ
を用いたＤＣ／ＤＣコンバータが利用されている。図２
は、この種のスイッチングレギュレータ（ＤＣ／ＤＣコ
ンバータ）の一例である。１０は、スイッチングレギュ
レータであって、１１は、その誤差増幅器（Ｅｒｒ）、
１２は、基準電圧発生回路、１３は、ＰＷＭパルス発生
回路、１４は、ドライバである。１５は、スイッチング
回路であって、ＰチャネルのＭＯＳＦＥＴトランジスタ
ＱとショットキーダイオードＤの直列回路が電源ライン
＋Ｖcc（入力側直流電源の電圧）とグランドＧＮＤとの
間に設けられている。１６は、その出力端子であって、
この出力端子１６には電力用のコンデンサＣがグランド
ＧＮＤとの間に設けられ、トランジスタＱとショットキ
ーダイオードＤの接続点とこの出力端子１６との間には
コイルＬが接続されている。ここで、コイルＬとして
は、例えば、１０μＨ程度のものが使用され、コンデン
サＣとしては、例えば、１５０μＦ前後のものが使用さ
れる。この出力端子１６には、さらに出力電圧検出用の
抵抗分圧回路１７がグランドＧＮＤとの間に設けられて
いて、抵抗分圧回路１７により検出された電圧Ｖsが誤
差増幅器１１にフィードバックされる。この検出電圧Ｖ
sは、誤差増幅器１１において基準電圧発生回路１２の
比較基準電圧Ｖrefと比較され、比較結果に応じた誤差
電圧Ｖｅ（誤差検出信号）がＰＷＭパルス発生回路１３
に入力される。

【０００３】出力電圧検出用の抵抗分圧回路１７は、抵
抗Ｒ1と抵抗Ｒ2の直列回路と、これに並列にスピードア
ップ回路（起動から動作状態に入るまでの時間を短縮す
る回路）とが設けられている。スピードアップ回路は、
ゲイン設定用のＣＲ時定数回路１７ａとからなる。誤差
増幅器（Ｅｒｒ）１１は、コンデンサＣ1と抵抗Ｒ3の直
列回路と、この直列回路に並列に設けられたコンデンサ
Ｃ2とからなる位相補正回路１８を有し、この回路が出
力と一方の入力との間に帰還回路として設けられてい
て、これによりＰＷＭ駆動ゲインが高くなったときに回
路の発振を防止している。

【０００４】ＰＷＭパルス発生回路１３は、その三角波
発生回路１３ｂの波形をコンパレータ１３ａにおいて誤
差電圧（比較結果に応じた電圧）Ｖｅと比較して、三角
波を誤差電圧ＶｅでスライスしてＰＷＭパルスを生成す
る。このＰＷＭパルスは次にドライバ１４に加えられ
る。ドライバ１４は、そのパルス幅に応じてトランジス
タＱをＯＮ／ＯＦＦして降圧した電圧（昇圧型のときに
はフライバックパルスによる昇圧電圧）を出力端子１６
に発生させる。なお、ショットキーダイオードＤは、ト
ランジスタＱがＯＦＦしたときにコイルＬから流れた電
流をコイルＬに転流されるフライホィールダイオードで
ある。これにより、スイッチングレギュレータ１０で
は、抵抗分圧回路１７により分圧された電圧が比較基準
電圧Ｖrefに一致するようにトランジスタＱがＯＮ／Ｏ
ＦＦ制御されて出力端子１６に発生する出力電圧が目標
となる一定電圧Ｖoになるように制御されて出力電圧が
安定化される。なお、電力供給源として電源ライン＋Ｖ
ccに接続されている入力側の電源電圧（Ｖin＝電源電圧
Ｖcc）は、通常、点線で示すように電池が利用される
が、携帯型のノート型パーソナルコンピュータなどにあ
っては、電源切換回路により電池電源とＡＣ電源とが切
換えられ、これらの電源が選択的に利用される。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかし、このようなＰ
ＷＭ制御回路にあっては入力電源電圧Ｖinの範囲が制限
され、そのダイナミックレンジは比較的狭い。それは、
入力電源電圧が低下したときに、出力電圧を安定化する
には、例えば、出力トランジスタのＯＮ期間が８０％以
上設定されるようなＰＷＭ制御となり、誤差電圧Ｖeの
変化に対してパルス幅の変化する範囲が抑制されて頭打
ちとなるからであり、それにより電源電圧低下時の出力
電圧の変動に対して十分な制御ができなくなるからであ
る。逆に、携帯型のノート型パーソナルコンピュータな
どにあっては、電池電源とＡＣ電源との切換が行われ、
通常、ＡＣ電源の方が入力電源電圧が高い電圧となる。
このようなＡＣ電源の場合には、電源電圧の変動が電池
の場合より大きく、より広い範囲でのレギュレーション
を確保することが必要になる。そして、電源電圧が高く
なった場合に前記とは逆に三角波の頂点に近いところで
ＰＷＭ制御されることになる。そこで、前記の場合と同
様に出力電圧の変動に対して十分に制御ができなくな
る。そのため、安定な出力電圧を得るためには、入力電
源電圧Ｖinに対してデューティ比が３０％〜７０％程度
のところでＰＷＭ制御をすることが好ましい。

【０００６】入力電源電圧Ｖinに対して、多少のダイナ
ミックレンジを確保できる制御方式として電流比較でＰ
ＷＭ制御を行う電流モードＰＷＭ制御がある。この方式
は、スイッチングのトランジスタＱに直列に検出抵抗が
挿入されるために、電力損失が多くなり、電流比較回路
等がさらに必要になって、コスト高でかつ電力変換効率
が低下する欠点がある。一方、携帯型のノート型パーソ
ナルコンピュータなどにあっては、待機時やスリープモ
ードなどにおいて、出力電源電圧を低下させる。また、
液晶表示装置を高輝度に設定した場合には、逆に高い電
圧を発生させる要請もある。このような場合には、入力
電源電圧のダイナミックレンジはさらに広く採ることが
必要になるが、前記の電流モードＰＷＭ制御を含めて、
前記のような従来の回路では対応しきれない問題があ
る。この発明の目的は、このような従来技術の問題点を
解決するものであって、入力電圧のダイナミックレンジ
を広く採れ、かつ、電源電圧が変動しても追従性よく安
定化できるＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにあ
る。

【０００７】

【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るためのこの発明のＤＣ／ＤＣコンバータの特徴は、所
定の電源電圧の電力を受け、出力電圧が目標電圧より低
いときに所定のパルス幅のパルスでトランジスタをスイ
ッチングし出力電圧が目標電圧を超えているときにスイ
ッチングを停止することにより出力電圧が目標電圧にな
るように制御するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、電源
電圧と目標電圧との比に応じてデューティ比が決定され
るパルスを発生する可変デューティパルス発生回路と、
前記のパルスを受けてＯＮしたときにこのパルスをトラ
ンジスタのスイッチングパルスとして出力するスイッチ
回路と、出力電圧が目標電圧より低いときにスイッチ回
路をＯＮさせる制御回路とを備えるものである。

【０００８】

【発明の実施の形態】さて、通常、ＰＷＭ制御のスイッ
チングレギュレータによる降圧型のＤＣ／ＤＣコンバー
タにあっては、安定化する目標電圧と入力電源電圧との
関係は、簡易的に入力電源電圧／目標電圧の比で決定さ
れるディーティ比のパルスがスイッチング駆動の中心と
なる。そこで、前記の構成のように、入力電源電圧と出
力目標電圧との比に応じたパルスを発生させてトランジ
スタをスイッチング駆動する。このとき、入力電源電圧
Ｖinがあらかじめ定められた規定電圧の状態にあるとき
の電圧安定化制御状態で中心値付近のディーティ比、例
えば、５０％前後になるように設定する。そして、この
ディーティ比のパルスを発生させ、スイッチングトラン
ジスタをＰＷＭ制御をすることなく、スイッチング制御
とスイッチング停止で出力電圧を安定化させる。

【０００９】ここでは、ＰＷＭ制御は、可変デューティ
パルス発生回路により入力電源電圧Ｖinの値の変動に対
応して行われ、出力電圧の安定化制御には使用されな
い。入力電源電圧Ｖinが規定電圧から上昇し、あるいは
下降したときには、その電圧に応じて可変デューティパ
ルス発生回路によりＰＷＭ制御をして上昇したときには
ディーティ比を小さくし、下降したときにはディーティ
比を大きくする。これにより、ディーティ比の制御範囲
は、例えば、５０％前後を中心として変化させることが
可能になり、これによりダイナミックレンジを大きく採
ることができる。さらに、このような制御によれば、例
えば、入力電源電圧が大きく変化してディーティ比が前
記の５０％前後からたとえ２５％に変化するような入力
電源電圧が外部から与えられても、あるいは、逆に７５
％に変化するような入力電源電圧となったとしても、そ
れぞれのディーティ比を中心としてスイッチング制御と
スイッチング停止で安定化制御が行われて、出力電圧が
安定化される。これにより、例えば、ノート型パーソナ
ルコンピュータのように、電池からＡＣ電源に切換えら
れても出力電圧の安定化制御が十分にできる。

【００１０】この発明では、入力電源電圧と出力目標電
圧とに差があってもそれに対応するデューティ比のパル
スが発生するので、広い範囲で入力電圧に応じたデュー
ティ比のパルスを発生させてスイッチングトランジスタ
を駆動することができる。しかも、入力電源電圧に対応
してパルスのデューティ比が変化するので、入力電圧低
下に対しても追従性のよい制御ができ、ＰＷＭ制御を行
わないので、この場合のデューティ比の変動範囲も小さ
く抑えられる。その結果、入力電圧のダイナミックレン
ジを広く採れ、かつ、電源電圧が変動しても追従性よく
安定化できるＤＣ／ＤＣコンバータを容易に実現するこ
とができる。

【００１１】

【実施例】図１は、この発明のＤＣ／ＤＣコンバータを
適用した一実施例のブロック図である。なお、図２と同
一の構成要素は同一の符号で示し、その説明を割愛す
る。図１のＤＣ／ＤＣコンバータ１においては、図２の
ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の誤差増幅器１１、ＰＷＭパ
ルス発生回路１３に換えて、出力電圧制御回路２と、電
源ライン＋Ｖccの電圧Ｖcc（＝入力電源電圧Ｖin）と目
標電圧（＝出力電圧Ｖo）の比、すなわち、Ｖo／Ｖccに
応じてデューティ比が決定される電源電圧依存の可変デ
ューティパルス発生回路３とを有している。また、基準
電圧発生回路１２に換えて基準電圧（これが目標電圧に
対応する）が外部からデジタル値の設定信号により設定
できる基準電圧可変のＤ／Ａコンバータ（Ｄ／Ａ）４が
設けられている。なお、デジタル値の設定信号は、マイ
クロコンピュータ（図示せず）等のコントローラから与
えられる。

【００１２】出力電圧制御回路２は、コンパレータ２１
とスイッチ回路２２とで構成され、可変デューティパル
ス発生回路３の出力パルスをスイッチ回路２２を介して
ドライバ１４に出力する。コンパレータ２１は、Ｄ／Ａ
コンバータ４が出力する変換電圧（＝目標電圧Ｖo）と
出力端子１６の出力電圧と比較して目標電圧Ｖoより出
力電圧が低いときに、スイッチ回路２１をＯＮに維持す
る。そこで、スイッチ回路２２がＯＮのときに可変デュ
ーティパルス発生回路３の、Ｖo／Ｖccに応じたデュー
ティ比のパルスでスイッチング回路１５のトランジスタ
Ｑがスイッチング駆動される。出力端子１６の出力電圧
がＤ／Ａコンバータ４の変換電圧より高いときには、ス
イッチ回路２１は、ＯＦＦ（停止）となり、トランジス
タＱのスイッチングは行われない。その結果として、出
力端子１６の出力電圧がＤ／Ａコンバータ４の変換電圧
（＝目標電圧Ｖo）に対応した電圧に安定化される。そ
こで、以下では、出力端子１６の出力電圧＝目標電圧Ｖ
oとして説明する。

【００１３】可変デューティパルス発生回路３は、乗除
算回路３１と、電流吐出しの定電流回路３２、抵抗Ｒ、
コンパレータ３３、三角波発生回路３４、Ｄ／Ａ４の変
換電圧値を電流値に変換する電圧／電流変換回路３５、
そして入力電源電圧Ｖin（＝Ｖcc）をそれに対応する電
流値に変換する電圧／電流変換回路３６とから構成さ
れ、コンパレータ３３の出力にＶo／Ｖccに応じたデュ
ーティ比のパルスを発生する。乗除算回路３１は、通
常、ＩＣ化されたペアトランジスタ複数個で構成される
ＩＣ化演算回路である。Ｄ／Ａコンバータ４は、変換対
象となる電圧値を電圧／電流変換回路３５に送出し、電
圧／電流変換回路３５は、この電圧値を受けてその電圧
値に対応する定電流値Ｉ1に変換する。乗除算回路３１
は、この変換した定電流値Ｉ1を入力端子３１ａに受け
る。乗除算回路３１の入力端子３１ｂには定電流回路３
２から電流値Ｉ2の吐出し定電流を受ける。乗除算回路
３１の入力端子３１ｃは、電圧／電流変換回路３６の出
力に接続され、電圧／電流変換回路３６から電源電圧Ｖ
cc（＝入力電源電圧Ｖin）に応じた電流値Ｉ3を受け
る。電圧／電流変換回路３６は、電源ライン＋Ｖccに接
続され、電源電圧Ｖccを電流値Ｉ3に変換して乗除算回
路３１の入力端子３１ｃに送出する。乗除算回路３１の
入力端子３１ｄは、電流シンクの出力端子となってい
て、抵抗Ｒを介してバイアスラインＶｂに接続されてい
る。さらに、コンパレータ３３の（＋）入力に接続され
ている。

【００１４】バイアスラインＶｂの電圧Ｖｂは、三角波
発生回路３４の三角波の振幅の上限電圧値に対応してい
る。このバイアスラインＶｂから抵抗Ｒを介して入力端
子３１ｄに流込む電流値をＩ4とすると、乗除算回路３
１は、電流値Ｉ4がＩ4＝Ｉ1・Ｉ2／Ｉ3になる演算を行
う。これにより、コンパレータ３３の入力電圧は、Ｉ4
・Ｒで与えられる。ただし、Ｒは、抵抗Ｒの抵抗値とす
る。ここで、定電流値Ｉ1は、Ｄ／Ａ４が出力する変換
電圧値に対応していて、出力電圧Ｖoは、出力電圧制御
回路２のコンパレータ２１の比較動作により変換電圧値
に一致するように制御されるので、定電流値Ｉ1は、出
力電圧Ｖoに対応する。一方、三角波発生回路３４との
比較により得られるパルスのデューティは、電流値Ｉ4
により決定される。この電流値Ｉ4は、電流値Ｉ1と電流
値Ｉ3の比で決定される。その結果として可変デューテ
ィパルス発生回路３の出力パルスのデューティ比は、Ｖ
o／Ｖccに対応して決定される。

【００１５】さて、入力電源電圧Ｖinが点線で図示する
ように電池１７であり、あらかじめ定められた規定電圧
（電池初期状態の正規の電圧）の状態にあるときには電
圧安定化制御状態で中心値付近のディーティ比、例え
ば、５０％前後になるように設定しておく。このディー
ティ比は、電圧Ｖoと電圧Ｖcc（＝Ｖin）が決まってい
ても電流値Ｉ1あるいは抵抗Ｒの抵抗値との関係で選択
的に設定できる。そして、設定された５０％前後のディ
ーティ比のパルスをコンパレータ３３により発生させ
る。コンパレータ２１によりスイッチ回路２１をＯＮ／
ＯＦＦ制御することによりスイッチングトランジスタＱ
をＰＷＭ制御をすることなく、このディーティ比のパル
スによりスイッチング制御とスイッチング停止で出力端
子１６に出力される出力電圧Ｖoを安定化させる。そし
て、電池１７のラインに点線で示すＡＣを整流した直流
電源１８が接続されて切換回路１９により直流電源１８
に切り替わったとする。入力電源電圧Ｖinが大きく変化
してディーティ比が前記の５０％前後からたとえ４０％
に変化するような入力電源電圧Ｖinが外部の直流電源１
８から与えられても、あるいは、それが逆に６５％に変
化するような入力電源電圧Ｖinとなったとしても、それ
ぞれのディーティ比４０％あるいは６５％に対応してこ
れらを中心としてコンパレータ２１によりスイッチ回路
２１をＯＮ／ＯＦＦ制御することによりスイッチングト
ランジスタＱに対するスイッチング制御とスイッチング
停止制御とが行われて出力端子１６に出力される出力電
圧Ｖoが安定化される。

【００１６】これにより選択される電源ライン＋Ｖccの
電圧Ｖcc（＝Ｖin）と外部から設定される出力電圧Ｖo
（＝目標電圧）に対応して適正なデューティ比のパルス
でスイッチングトランジスタを駆動することができる。
なお、前記したように、バイアスラインＶｂの電圧Ｖｂ
が三角波発生回路３４の三角波の振幅の上限電圧値に対
応しているので、入力電源電圧Ｖcc（＝Ｖin）が大き
く、これに対して出力端子１６の出力電圧が特に小さい
ときには、乗除算回路３１の出力電流値は、電流値Ｉ4
が実質的にゼロになり、コンパレータ３３の入力電圧が
三角波の振幅の上限電圧値になって、コンパレータ３３
の出力パルスは発生しなくなる。逆に、入力電源電圧Ｖ
inが小さく、これに対して出力端子１６の出力電圧が特
に大きく、入力電源電圧Ｖinに近くなっているときに
は、乗除算回路３１の出力電流値は、Ｉ4に大きな電流
が流れて、三角波の下限の電圧に近くなり、デューティ
比は、実質的に９０％以上になる。

【００１７】通常の仕様では、電圧Ｖccが大きいときに
は、出力電圧Ｖoが大きくなり、電圧Ｖccが小さいとき
には、出力電圧Ｖoも小さいものが選択されるので、抵
抗値Ｒの値を適正に選択しておけば、それによるコンパ
レー３３の比較入力電圧が三角波の振幅の中央付近の電
圧を中心として変動するだけであり、選択された電源電
圧Ｖccが多少変動しても、駆動パルスのデューティ比は
大きく変化せず、かつ、効率のよいところでの駆動とな
る。しかも、電流値を受けて演算をする乗除算回路３１
を設けているので、演算結果の電流値は、大きなダイナ
ミックレンジを採ることができる。さらに、電圧Ｖcc
（＝Ｖin）の変動に応じてデューティ比が所定の比率で
変化するので、電圧変動に対する追従性もよくなる。そ
の結果、電源電圧が低下しても安定な出力電圧を確保で
きる。

【００１８】以上説明してきたが、実施例では、出力電
圧制御回路２のコンパレータ２１は、出力電圧ＶoとＤ
／Ａ変換電圧とを直接比較している。しかし、出力電圧
Ｖoに換えて、図２の従来技術の抵抗Ｒ1と抵抗Ｒ2の直
列回路のように、出力電圧Ｖoを抵抗分圧回路を介して
所定の比率の検出電圧を得て、この検出電圧の所定の比
率と同じ比率のＤ／Ａ変換電圧（目標電圧＝出力電圧）
と比較するようにしてもよいことはもちろんである。な
お、この場合、Ｄ／Ａ変換電圧が出力電圧Ｖoに対して
一定の比率分となるので、乗除算回路の演算が問題とな
る。しかし、これは、コンパレータ３３の入力端子に接
続された電流／電圧変換の抵抗Ｒの値あるいは乗除算回
路３１の演算値を前記の所定の比率に対応して変更すれ
ばよい。

【００１９】実施例では、乗除算回路にＤ／Ａコンバー
タ４の目標電圧値を電流値に変換して入力しているが、
これに換えてＤ／Ａコンバータ４の出力電圧値から電流
値Ｉ1を発生させて直接乗除算回路に入力してもよい。
同様に、電源ライン＋Ｖccと乗除算回路との間も直接接
続して電流値Ｉ3を直接乗除算回路に入力するようにし
てもよい。さらに、乗除算回路によりＶo／Ｖccに応じ
た電流値を発生させているが、これは、乗除算回路に限
定されるものではなく、Ｖo／Ｖccに応じた電圧値を発
生する回路であってもよい。さらに、実施例におけるコ
ンパレータ２１は、出力端子１６の出力電圧が目標電圧
Ｖoを越えたときにスイッチ回路２１をＯＦＦする制御
をするものであってもよい。

【００２０】

【発明の効果】以上説明してきたように、この発明にあ
っては、入力電源電圧と出力目標電圧とに差があっても
それに対応するデューティ比のパルスが発生するので、
広い範囲で入力電圧に応じたデューティ比のパルスを発
生させてスイッチングトランジスタを駆動することがで
きる。しかも、入力電源電圧に対応してパルスのデュー
ティ比が変化するので、電圧低下に対しても追従性のよ
い制御ができ、ＰＷＭ制御を行わないので、この場合の
デューティ比の変動範囲も小さく抑えられる。その結
果、入力電圧のダイナミックレンジを広く採れ、かつ、
電源電圧が変動しても追従性よく安定化できるＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータを容易に実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は、この発明のＤＣ／ＤＣコンバータを適
用した一実施例のブロック図である。

【図２】図２は、従来のスイッチングレギュレータを用
いる降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの一例を示すブロック
図である。

【符号の説明】

１…ＤＣ／ＤＣコンバータ，１０…スイッチングレギュ
レータ、２…出力電圧制御回路、３…基準電圧発生回
路、４…Ｄ／Ａコンバータ、１１…誤差増幅器、１２…
基準電圧発生回路、１３…ＰＷＭパルス発生回路、１４
…ドライバ、１５…スイッチング回路、１６…出力端
子、２１…コンパレータ、２２…スイッチ回路、３１…
乗除算回路、３２…電流吐出しの定電流回路、３３…コ
ンパレータ、３４…三角波発生回路、Ｄ…ショットキー
ダイオード、Ｑ…ＭＯＳＦＥＴトランジスタ、Ｃ…コン
デンサ、Ｒ…抵抗。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】所定の電源電圧の直流電源から電力を受
け、出力電圧が目標電圧より低いときに所定のパルス幅
のパルスでトランジスタをスイッチングし前記出力電圧
が前記目標電圧を超えているときにスイッチングを停止
することにより前記出力電圧が前記目標電圧になるよう
に制御するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記電源電圧と前記目標電圧との比に応じてデューティ
比が決定されるパルスを発生する可変デューティパルス
発生回路と、前記パルスを受けてＯＮしたときにこのパルスを前記ト
ランジスタのスイッチングパルスとして出力するスイッ
チ回路と、前記出力電圧が前記目標電圧より低いときに前記スイッ
チ回路をＯＮさせる制御回路とを備えることを特徴とす
るＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】前記可変デューティパルス発生回路は、前
記電源電圧に応じた第１の電流値を受け、さらに前記目
標電圧に応じた第２の電流値と所定の定電流値とを受け
て前記第２の電流値と所定の定電流値とをかけて前記第
１の電流値で割った値を出力電流値として発生する乗除
算回路と、前記出力電流値を電圧値に変換する電流／電
圧変換回路と、この電流／電圧変換回路の出力電圧値と
三角波の電圧値を比較して前記パルスを発生するコンパ
レータと有する請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】前記直流電源は、電池あるいはＡＣを直流
にする電源のいずれかであり、前記電流／電圧変換回路
を第１の電流／電圧変換回路としてこの第１の電流／電
圧変換回路は所定のバイアスラインと前記コンパレータ
の一方の入力との間に接続された抵抗であり、さらに、
前記電源電圧を前記第１の電流値に変換する第２の電圧
／電流変換回路と、前記目標電圧の電圧値を前記第２の
電流値に変換する第３の電圧／電流変換回路とを有する
請求項２記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】さらに外部からデータが設定されてこのデ
ータを変換して前記目標電圧を発生するＤ／Ａ変換回路
と前記三角波を発生する三角波発生回路とを有する請求
項３記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項５】前記直流電源の電力供給ラインは、前記電
池と前記ＡＣを直流にする電源とが切換え接続されるラ
インである請求項４記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。前記
直流電源から電力を受ける電源ラインから
【請求項６】さらに前記コンパレータを第１として第２
のコンパレータを有し、前記第２のコンパレータは、前
記Ｄ／Ａ変換回路の変換電圧と前記出力電圧とを受けて
これら電圧を比較して前記スイッチ回路をＯＮする信号
を発生する請求項４記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項７】さらに前記コンパレータを第１として第２
のコンパレータを有し、前記第２のコンパレータは、前
記Ｄ／Ａ変換回路の変換電圧と前記出力電圧とを受けて
これら電圧を比較して前記出力電圧が前記目標電圧Ｖo
を越えたときに前記スイッチ回路をＯＦＦする信号を発
生する請求項４記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項８】前記トランジスタは、前記直流電源の電源
ラインと前記接地間に設けられ、さらに所定の定電流値
を発生する定電流源と、ドライバとを備え、前記ドライ
バは、前記第１のコンパレータからのパルスを前記スイ
ッチ回路を介して受けて前記トランジスタをスイッチン
グする請求項６記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項９】さらに平滑回路を有し、前記第２のコンパ
レータは、前記出力電圧に換えて前記出力電圧に従う所
定の検出電圧を受け、前記トランジスタの出力は、前記
平滑回路を介して前記出力電圧を持つ電力として出力端
子から出力される請求項８記載のＤＣ／ＤＣコンバー
タ。