CN103053104A - Dc/dc转换器 - Google Patents

Abstract

4个开关元件（S1）~（S4）依次经由第1~第3连接部串联地连接而成的串联电路和高压侧平滑电容器并联地连接，在第1以及第3连接部之间连接充放电电容器，经由电抗器施加到第2连接部的低压侧电压通过（S1）~（S4）的开闭被升压而从上述串联电路输出，但通过第1控制器（25）根据输出电压目标值（Vout^＊）与输出电压（Vout）之差运算第1运算值，通过第2控制器（26）根据充放电电容器电压目标值（Vcf^＊）与充放电电容器电压（Vcf）之差运算第2运算值，通过控制块（27）、（28）对第1以及第2运算值进行相加相减，通过栅极信号（G1、G2）控制（S1）~（S4）的传导率而控制输出电压和充放电电容器电压，防止（S1）~（S4）的过电压破坏。

Description

DC/DC转换器

技术领域

本发明涉及DC/DC转换器。

背景技术

作为以往的DC/DC转换器，有如下转换器：利用半导体开关的导通/截止动作，控制向电抗器的能量积蓄和释放的量，变换为比直流电源高的电压。另外，该电抗器存在大型且重这样的课题，所以有如下技术：通过利用电容器的充放电来降低对电抗器施加的电压，降低该电抗器所需的电感值，从而使电抗器小型、轻量化。作为这样的技术，有如下的技术：在连接于直流电源的电抗器L与输出电压的平滑用电容器C0之间设置直流电压变换部，直流电压变换部具有串联电路以及充放电电容器C1，该串联电路是第1、第2开关元件S1、S2串联地连接的开关元件串联电路和二极管D1、D2串联地连接的二极管串联电路以二极管D1的阳极侧成为第2开关元件S2侧的方式按照开关元件S1、S2、二极管D1、D2的顺序串联地连接而成的，充放电电容器C1连接于二极管D2与二极管D1的连接部和开关元件S2与开关元件S1的连接部之间，开关元件S2与二极管D1的连接部经由电抗器L连接于直流电源，串联电路和平滑用电容器C0并联地连接，通过第1开关元件S1的导通，经由二极管D1对充放电电容器C1进行充电，通过第2开关元件S2的导通，经由二极管D2对充放电电容器C1进行放电，该放电电流被提供给平滑用电容器C0，两个开关元件S1、S2交替成为导通状态而得到直流电源的2倍的电压（例如，参照专利文献1）。

专利文献1：日本特开昭61－092162号公报

发明内容

以往的DC/DC转换器如以上那样构成，存在如下问题：在有构成直流电压变换部的开关元件、二极管、电抗器等电路损失分量、开关元件的ON时间的偏差等误差因素的情况下，充放电电容器C1的端子间电压由于上述误差因素而从零伏特变动至输出电压Vo，所以电抗器的脉动电流增加，损失增加。进而，如果充放电电容器C1的端子间电压变动，则对开关元件等半导体元件施加的电压发生不平衡，半导体元件有可能被过电压破坏。例如，在充放电电容器C1的端子间电压降低了的情况下，对开关元件S1和二极管D2施加的电压增加，相反，在充放电电容器C1的端子间电压增加了的情况下，对开关元件S2和二极管D1施加的电压增加。另外，在从DC/DC转换器的高压侧端子流入再生电力，并由于再生电力而输出电压Vo上升了的情况下，输出电压Vo的上升的电压全部被施加到开关元件S1和二极管D2，所以作为具有开闭功能的半导体电路的开关元件S1和二极管D2有可能被过电压破坏。

为了防止发生这样的问题，需要使开关元件和二极管的元件耐压大于输出电压最大值，因此，成为导致多余的成本增加、效率降低的因素。

本发明是为了解决上述那样的问题而完成的，其目的在于得到一种能够防止具有DC/DC转换器的开闭功能的半导体电路的过电压破坏的DC/DC转换器。

在本发明的DC/DC转换器中，具备：

低压侧平滑电容器，保持低压侧电压；

高压侧平滑电容器，该高压侧平滑电容器的负极侧端子与所述低压侧平滑电容器的负极侧端子连接，并保持高压侧电压；

第1半导体电路，该第1半导体电路的一端与所述低压侧平滑电容器的负极侧端子连接；

第2半导体电路，该第2半导体电路的一端与所述第1半导体电路的另一端连接，该第2半导体电路的另一端经由电抗器连接于所述低压侧平滑电容器的正极侧端子；

第3半导体电路，该第3半导体电路的一端与所述第2半导体电路的另一端连接；

第4半导体电路，该第4半导体电路的一端与所述第3半导体电路的另一端连接，该第4半导体电路的另一端与所述高压侧平滑电容器的正极侧端子连接；

中间电容器，该中间电容器的一端与所述第1半导体电路和所述第2半导体电路的中间连接点连接，该中间电容器的另一端与所述第3半导体电路和所述第4半导体电路的中间连接点连接；以及

控制装置，控制各所述半导体电路，

该DC/DC转换器能够进行升压动作和/或降压动作，

在所述升压动作中，使所述第1以及第2半导体电路都具有开关元件的功能，使所述第3以及第4半导体电路都具有二极管元件的功能，通过使所述第1以及第2半导体电路具有的开关元件的导通截止开关功能，将所输入的所述低压侧平滑电容器的电压变换为升压了的电压而输出到所述高压侧平滑电容器，

在所述降压动作中，使所述第3以及第4半导体电路都具有开关元件的功能，使所述第1以及第2半导体电路都具有二极管元件的功能，通过使所述第3以及第4半导体电路具有的开关元件的导通截止开关功能，将所输入的所述高压侧平滑电容器的电压变换为降压了的电压而输出到所述低压侧平滑电容器，

其中，

所述控制装置具有第1运算部、第2运算部、以及开闭控制部，

所述第1运算部根据所述高压侧电压的指令值与所述高压侧电压的检测值的差电压、或者所述低压侧电压的指令值与所述低压侧电压的检测值的差电压计算第1运算值，

所述第2运算部根据所述中间电容器的电压指令值与所述中间电容器的电压检测值的差电压运算第2运算值，

所述开闭控制部根据所述第1运算值和所述第2运算值求出通电率，根据该通电率控制具有所述导通截止开关功能的所述第1以及第2半导体电路或者具有所述导通截止开关功能的所述第3以及第4半导体电路的开闭动作，从而控制所述高压侧电压或者所述低压侧电压以及所述充放电电容器的电压。

在本发明的DC/DC转换器中，具备：低压侧平滑电容器，保持低压侧电压；高压侧平滑电容器，该高压侧平滑电容器的负极侧端子与所述低压侧平滑电容器的负极侧端子连接，并保持高压侧电压；第1半导体电路，该第1半导体电路的一端与所述低压侧平滑电容器的负极侧端子连接；第2半导体电路，该第2半导体电路的一端与所述第1半导体电路的另一端连接，该第2半导体电路的另一端经由电抗器连接于所述低压侧平滑电容器的正极侧端子；第3半导体电路，该第3半导体电路的一端与所述第2半导体电路的另一端连接；第4半导体电路，该第4半导体电路的一端与所述第3半导体电路的另一端连接，该第4半导体电路的另一端与所述高压侧平滑电容器的正极侧端子连接；中间电容器，该中间电容器的一端与所述第1半导体电路和所述第2半导体电路的中间连接点连接，该中间电容器的另一端与所述第3半导体电路和所述第4半导体电路的中间连接点连接；以及控制装置，控制各所述半导体电路，

该DC/DC转换器能够进行升压动作和/或降压动作，

在所述升压动作中，使所述第1以及第2半导体电路都具有开关元件的功能，使所述第3以及第4半导体电路都具有二极管元件的功能，通过使所述第1以及第2半导体电路具有的开关元件的导通截止开关功能，将所输入的所述低压侧平滑电容器的电压变换为升压了的电压而输出到所述高压侧平滑电容器，

在所述降压动作中，使所述第3以及第4半导体电路都具有开关元件的功能，使所述第1以及第2半导体电路都具有二极管元件的功能，通过使所述第3以及第4半导体电路具有的开关元件的导通截止开关功能，将所输入的所述高压侧平滑电容器的电压变换为降压了的电压而输出到所述低压侧平滑电容器，

其中，

所述控制装置具有第1运算部、第2运算部、以及开闭控制部，

所述第1运算部根据所述高压侧电压的指令值与所述高压侧电压的检测值的差电压、或者所述低压侧电压的指令值与所述低压侧电压的检测值的差电压计算第1运算值，

所述第2运算部根据所述中间电容器的电压指令值与所述中间电容器的电压检测值的差电压运算第2运算值，

所述开闭控制部根据所述第1运算值和所述第2运算值求出通电率，根据该通电率控制具有所述导通截止开关功能的所述第1以及第2半导体电路或者具有所述导通截止开关功能的所述第3以及第4半导体电路的开闭动作，从而控制所述高压侧电压或者所述低压侧电压以及所述充放电电容器的电压，所以能够防止具有开闭功能的半导体电路的过电压破坏。

附图说明

图1是示出本发明的实施方式1的DC/DC转换器的结构的结构图。

图2是示出图1的控制装置的结构的电路图。

图3是示出图1的DC/DC转换器的动作模式的说明图。

图4是图1的DC/DC转换器的动作说明图。

图5是图1的DC/DC转换器的动作说明图。

图6是图1的DC/DC转换器的动作说明图。

图7是图1的DC/DC转换器的动作说明图。

图8是示出本发明的实施方式1的另一控制装置的结构的电路图。

图9是示出本发明的实施方式1的又一控制装置的结构的电路图。

图10是示出本发明的实施方式1的又一控制装置的结构的电路图。

图11是示出本发明的实施方式1的另一DC/DC转换器的结构的结构图。

图12是示出本发明的实施方式2的控制装置的结构的电路图。

图13是示出本发明的实施方式2的另一控制装置的结构的电路图。

图14是示出本发明的实施方式3的DC/DC转换器的结构的结构图。

图15是示出图14的控制装置的结构的电路图。

图16是图14的控制装置的动作说明图。

图17是图14的控制装置的动作说明图。

图18是示出本发明的实施方式3的另一控制装置的结构的电路图。

图19是图18的控制装置的动作说明图。

图20是示出本发明的实施方式3的另一控制装置的结构的电路图。

图21是示出本发明的实施方式3的另一控制装置的结构的电路图。

图22是示出本发明的实施方式4的DC/DC转换器的结构的结构图。

图23是示出图22的控制装置的结构的电路图。

图24是示出本发明的实施方式5的DC/DC转换器的结构的结构图。

图25是示出图24的控制装置的结构的电路图。

图26是示出降压型的DC/DC转换器的结构的结构图。

具体实施方式

实施方式1.

图1~图11是示出用于实施本发明的实施方式1的图，图1是示出DC/DC转换器的结构的结构图、图2是示出图1的控制装置的结构的电路图、图3是示出图1的DC/DC转换器的动作模式的说明图。图4~图7是图1的DC/DC转换器的动作说明图。图8是示出本发明的实施方式1的另一控制装置的结构的电路图、图9是示出本发明的实施方式1的又一控制装置的结构的电路图、图10是示出本发明的实施方式1的又一控制装置的结构的电路图、图11是示出本发明的实施方式1的又一DC/DC转换器的结构的结构图。

在图1中，DC/DC转换器100是能够在低压侧与高压侧之间进行双向的电力变换的双向型的结构，具有作为端子群以及分别作为第1、第2、第3、第4端子的第1端子100a、第2端子100b、第3端子100c、第4端子100d，将输入到作为低压侧的端子的第1端子100a（Vcom）－第2端子100b（VL）之间的直流的输入电压Vin升压为输入电压Vin以上的电压，将升压后的输出电压Vout输出到作为高压侧的端子的第3端子100c（Vcom）－第4端子100d（VH）之间。在图1中，第1端子100a－第2端子100b之间连接了蓄电池2，在第3端子100c－第4端子100d之间连接了电动机3。DC/DC转换器100具有作为电容器装置的低压侧平滑电容器11（Ci）、电抗器12（L）、直流电压变换部101、电压传感器103、电压传感器104、电流传感器105、以及控制装置109。

低压侧平滑电容器11的一方的端子与第1端子100a连接，另一方的端子与第2端子100b连接，对输入电压Vin进行平滑化。第1端子100a和第3端子100c共同地连接。另外，也可以兼用第1端子100a和第3端子100c。电抗器12（L）用于能量积蓄，与第2端子100b和第2连接部101c（后述）连接，该第2连接部101c是开关元件S2与开关元件S3的连接部。直流电压变换部101具有作为半导体电路串联电路的开关元件串联电路101a以及充放电电容器101f(Cf），将输入电压Vin升压至输出电压Vout。开关元件串联电路101a是作为第1~第4半导体电路的4个开关元件S1、S2、S3、S4分别经由第1连接部、第2连接部、第3连接部101b、101c、101d依照该顺序串联地连接而构成的。各开关元件S1~S4例如使用IGBT（Insulated GateBipolar Transistor，绝缘栅双极晶体管），在该实施方式中，在栅极信号为High（高）时导通。对第1连接部101b和第3连接部101d，连接了充放电电容器101f。

开关元件S1的与第1连接部101b相反一侧与第1端子100a连接，第2连接部101c经由电抗器12而与第2端子100b连接。开关元件串联电路101a的两端与第3端子100c、第4端子100d连接，并且第1端子100a和第3端子100c共同地连接，第1端子100a、第2端子100b被当作低压侧，第3端子100c、第4端子100d被当作高压侧。更详细而言，开关元件S1的发射极端子与第1端子100a连接，开关元件S4的集电极端子与第4端子100d连接。开关元件S2的集电极端子与开关元件S3的发射极端子的连接部即第2连接部101c经由电抗器12而与第2端子100b连接。另外，充放电电容器101f的一方的端子与第1连接部101b连接，另一方的端子与第3连接部101d连接，其中，该第1连接部101b是开关元件S1的集电极端子与开关元件S2的发射极端子的连接部，该第3连接部101d是开关元件S3的集电极端子与开关元件S4的发射极端子的连接部。

电压传感器103检测作为电容器装置以及高压侧电容器的输出侧的高压侧平滑电容器108的作为高压侧输出电压的端子间电压。电压传感器104检测包含在直流电压变换部101中的充放电电容器101f的电压（以下，称为充放电电容器电压）Vcf。电流传感器105检测流经电抗器12的电抗器电流IL。输出侧的高压侧平滑电容器108对由直流电压变换部101升压之后的输出电压Vout进行平滑化。控制装置109根据电压传感器103、104、电流传感器105的检测值，生成4个开关元件S1~S4的栅极信号，使直流电压变换部101的各开关元件S1~S4进行ON/OFF动作。

图2是示出控制装置109的详细结构的电路图。在图2中，控制装置109具有减法器21、乘法器22、减法器23、第1控制块24、第1控制器25、第2控制器26、第2控制块27、第3控制块28。第1控制块24具有乘法器24a、比较器24b、开闭接点24c、逆变器24e、开闭接点24f。第2控制块27具有加法器27a和减法器27b。第3控制块28具有比较器28a、比较器28b、逆变器28c、逆变器28d。另外，减法器21、第1控制器25是本发明中的第1运算部，乘法器22、减法器23、第1控制块24、第2控制器26是本发明中的第2运算部，第2控制块27、第3控制块28是本发明中的开闭控制部。另外，比较器24b是本发明中的电抗器电流方向检测部。

作为高压侧电压的指令值的输出电压目标值Vout^＊和由电压传感器103检测出的作为高压侧电压的检测值的输出电压Vout被输入到减法器21，作为其差的差电压ΔVout被输入到第1控制器25。另外，通过乘法常数被设定为0.5的乘法器22对输出电压Vout进行0.5倍，作为充放电电容器电压目标值Vcf^＊而输出到减法器23，该充放电电容器电压目标值Vcf^＊被当作充放电电容器的电压指令值。由电压传感器104检测出的作为充放电电容器的电压检测值的充放电电容器电压Vcf被输入到减法器23，运算出与充放电电容器电压目标值Vcf^＊的差电压ΔVcf，输出到第1控制块24。虽然在后面详述，但第2控制器26对充放电电容器电压目标值Vcf^＊与充放电电容器电压Vcf的差电压ΔVcf进行放大。另外，在该实施方式中，为了使电抗器的脉动电流最小化，如上所述，将充放电电容器电压目标值Vcf^＊设为输出电压Vout的二分之一的值（0.5倍）。

在第1控制块24中，由电流传感器105检测出的电抗器电流IL被输入到比较器24b，根据电抗器电流IL的极性而使开闭接点24c、24f开闭，从而切换充放电电容器电压目标值Vcf^＊与充放电电容器电压Vcf的差电压ΔVcf的极性，在电抗器电流IL是正的情况下将差电压ΔVcf原样地输出，在电抗器电流IL是负的情况下通过乘法器24a乘以－1而使极性反转之后，经由逆变器24e使开闭接点24f闭合，从而输出到第2控制器26。第2控制块27中，输入第1控制器25的作为第1运算值的输出以及第2控制器26的作为第2运算值的输出，通过加法器27a对两者进行相加，作为导通占空比（ON duty）D1输出到第3控制块28，该导通占空比D1被当作开关元件S1的通电率。另外，通过减法器27b运算出第1控制器25的输出与第2控制器26的输出之差，作为导通占空比D2输出到第3控制块28，该导通占空比D2被当作开关元件S2的通电率。

第3控制块28是用于生成PWM信号的块，开关元件S1的栅极信号G1是通过将导通占空比D1和第1三角波SW1输入到比较器28a并比较两者而生成的。开关元件S2的栅极信号G2是通过将导通占空比D2和第2三角波SW2输入到比较器28b并比较两者而生成的。作为开关元件S3的栅极信号G3，输出通过逆变器28d反转的G2的反转信号，作为开关元件S4的栅极信号G4，输出通过逆变器28c反转的G1的反转信号。此处，为了使电抗器12的脉动电流最小化，将第1三角波SW1和第2三角波SW2设为其相位反转了180度的信号。

接下来，说明该DC/DC转换器100的稳态状态下的动作。另外，稳态状态是指，开关元件S1~S4被导通/截止控制而稳定地得到输出电压时的状态。另外，作为DC/DC转换器100的动作状态，存在如下两个状态：通过从蓄电池2对电动机3供给电力而驱动电动机3的状态（动力运行动作）；电动机3在发电状态下发电的电力被供给到蓄电池2的状态（再生动作）。

如图3所示，作为稳态状态下的DC/DC转换器的动作模式，有模式1～模式4这4种。如图3（a）所示，在模式1下，S1和S3导通、S2和S4截止，在动力运行时成为对充放电电容器101f积蓄能量的状态，在再生时成为释放充放电电容器101f的能量的状态。如图3（b）所示，在模式2下，S1和S3截止、S2和S4导通，在动力运行时成为释放充放电电容器101f的能量的状态，在再生时成为对充放电电容器101f积蓄能量的状态。如图3（c）所示，在模式3下，S1和S2截止、S3和S4导通，在动力运行时成为释放电抗器12的能量的状态，在再生时成为积蓄电抗器12的能量的状态。如图3（d）所示，在模式4下，S1和S2导通、S3和S4截止，在动力运行时成为对电抗器12积蓄能量的状态，在再生时成为释放电抗器12的能量的状态。通过适当调整这些动作模式的时间比率，能够将作为输入到第1端子100a－第2端子100b之间的低压侧电压的输入电压Vin升压为任意的电压，在第3端子100c－第2端子100b之间输出为输出电压Vout。

但是，该DC/DC转换器100在输出电压Vout相对输入电压Vin的升压比N小于2倍的情况和2倍以上的情况下，稳态状态下的动作不同。

首先，说明升压比N小于2倍且动力运行状态时的动作。

图4示出升压比N小于2倍的情况下的、各开关元件S1~S4的栅极信号电压波形、电抗器电流IL的波形、充放电电容器101f的电流Icf的波形、充放电电容器电压Vcf的波形。另外，在稳态状态下，充放电电容器电压Vcf被控制为成为输出电压Vout的约二分之一的电压，输入电压Vin、输出电压Vout、充放电电容器电压Vcf的大小关系如下所述。

Vout>Vin>Vcf

在开关元件S1和开关元件S3的栅极信号是High（高）、开关元件S2和开关元件S4的栅极信号是Low（低）的状态（模式1（图3（a）））下，开关元件S1和开关元件S3导通、开关元件S2和开关元件S4截止，所以通过以下的路径，能量从低压侧平滑电容器11转移到电抗器12和充放电电容器101f。

低压侧平滑电容器11（Ci）→电抗器12（L）→开关元件S3→充放电电容器101f（Cf）→开关元件S1

接下来，在开关元件S1和开关元件S2的栅极信号是Low、开关元件S3和开关元件S4的栅极信号是High的状态（模式3（图3（c）））下，开关元件S1和开关元件S2截止、开关元件S3和开关元件S4导通，所以通过以下的路径，电抗器12中积蓄的能量转移到低压侧平滑电容器11以及高压侧平滑电容器108。

低压侧平滑电容器11（Ci）→电抗器12（L）→开关元件S3→开关元件S4→高压侧平滑电容器108（Co）

接下来，在开关元件S1和开关元件S3的栅极信号是Low、开关元件S2和开关元件S4的栅极信号是High的状态（模式2（图3（b）））下，开关元件S1和开关元件S3截止、开关元件S2和开关元件S4导通，所以通过以下的路径，充放电电容器101f中积蓄的能量转移到低压侧平滑电容器11以及高压侧平滑电容器108，并且对电抗器12积蓄能量。

低压侧平滑电容器11（Ci）→电抗器12（L）→开关元件S2→充放电电容器101f（Cf）→开关元件S4→高压侧平滑电容器108（Co）

接下来，在开关元件S1和开关元件S2的栅极信号是Low、开关元件S3和开关元件S4的栅极信号是High的状态（模式3）下，开关元件S1和开关元件S2截止、开关元件S3和开关元件S4导通，所以通过以下的路径，电抗器12中积蓄的能量转移到低压侧平滑电容器11以及高压侧平滑电容器108。

低压侧平滑电容器11（Ci）→电抗器12（L）→开关元件S3→开关元件S4→高压侧平滑电容器108（Co）

通过反复进行该一连串的“模式1－模式3－模式2－模式3”的动作，将输入到第1端子100a－第2端子100b之间的输入电压Vin升压为从1倍至小于2倍之间的任意的电压，在第3端子100c－第2端子100b之间输出为输出电压Vout，同时将蓄电池2的能量供给到电动机3。

接下来，说明升压比N是2倍以上且动力运行动作时的动作。

图5示出升压比N是2倍以上的情况下的、开关元件S1以及开关元件S2的栅极信号电压波形、电抗器电流IL的波形、充放电电容器101f的电流（充放电电容器电流）Icf的波形、以及充放电电容器电压Vcf的波形。在稳态状态下，充放电电容器电压Vcf被控制为成为输出电压Vout的约二分之一的电压，输入电压Vin、输出电压Vout、充放电电容器电压Vcf的大小关系如下所述。

Vout>Vcf＞Vin

在开关元件S1和开关元件S2的栅极信号是High、开关元件S3和开关元件S4的栅极信号是Low的状态（模式4（图3（d）））下，开关元件S1和开关元件S2导通、开关元件S3和开关元件S4截止，所以通过以下的路径，能量从低压侧平滑电容器11转移到电抗器12。

低压侧平滑电容器11（Ci）→电抗器12（L）→开关元件S2→开关元件S1

接下来，在开关元件S1和开关元件S3的栅极信号是High、开关元件S2和开关元件S4的栅极信号是Low的状态（模式1）下，开关元件S1和开关元件S3导通、开关元件S2和开关元件S4截止，所以通过以下的路径，电抗器12中积蓄的能量转移到低压侧平滑电容器11以及充放电电容器101f。

低压侧平滑电容器11（Ci）→电抗器12（L）→开关元件S3→充放电电容器101f（Cf）→开关元件S1

接下来，在开关元件S1和开关元件S2的栅极信号是High、开关元件S3和开关元件S4的栅极信号是Low的状态（模式4）下，开关元件S1和开关元件S2导通、开关元件S3和开关元件S4截止，所以通过以下的路径，能量从低压侧平滑电容器11转移到电抗器12。

低压侧平滑电容器11（Ci）→电抗器12（L）→开关元件S2→开关元件S1

接下来，在开关元件S1和开关元件S3的栅极信号是Low、开关元件S2和开关元件S4的栅极信号是High的状态（模式2）下，开关元件S1和开关元件S3截止、开关元件S2和开关元件S4导通，所以通过以下的路径，电抗器12和充放电电容器101f中积蓄的能量转移到低压侧平滑电容器11以及高压侧平滑电容器108。

低压侧平滑电容器11（Ci）→电抗器12（L）→开关元件S2→充放电电容器101f（Cf）→开关元件S4→高压侧平滑电容器108（Co）

通过反复进行该一连串的“模式4－模式1－模式4－模式2”的动作，将输入到第1端子100a－第2端子100b之间的输入电压Vin升压至2倍以上的任意的电压，在第3端子100c－第2端子100b之间输出为输出电压Vout，同时将蓄电池2的能量供给到电动机3。

接下来，说明升压比N小于2倍且再生状态时的动作。

图6示出升压比N小于2倍的情况下的、开关元件S1~S4的栅极信号电压波形、电抗器电流IL的波形、充放电电容器电流Icf的波形、充放电电容器电压Vcf的波形。另外，在稳态状态下，充放电电容器电压Vcf被控制为成为输出电压Vout的约二分之一的电压，输入电压Vin、输出电压Vout、充放电电容器电压Vcf的大小关系如下所述。

Vout>Vin>Vcf

在开关元件S1和开关元件S3的栅极信号是High、开关元件S2和开关元件S4的栅极信号是Low的状态（模式1）下，开关元件S1和开关元件S3导通、开关元件S2和开关元件S4截止，所以通过以下的路径，能量从充放电电容器101f和电抗器12转移到低压侧平滑电容器11。

低压侧平滑电容器11（Ci）←电抗器12（L）←开关元件S3←充放电电容器101f（Cf）←开关元件S1

接下来，在开关元件S1和开关元件S2的栅极信号是Low、开关元件S3和开关元件S4的栅极信号是High的状态（模式3）下，开关元件S1和开关元件S2截止、开关元件S3和开关元件S4导通，所以通过以下的路径，能量从高压侧平滑电容器108转移到电抗器12和低压侧平滑电容器11。

低压侧平滑电容器11（Ci）←电抗器12（L）←开关元件S3←开关元件S4←高压侧平滑电容器108（Co）

接下来，在开关元件S1和开关元件S3的栅极信号是Low、开关元件S2和开关元件S4的栅极信号是High的状态（模式2）下，开关元件S1和开关元件S3截止、开关元件S2和开关元件S4导通，所以通过以下的路径，能量从高压侧平滑电容器108和电抗器12转移到充放电电容器101f和低压侧平滑电容器11。

低压侧平滑电容器11（Ci）←电抗器12（L）←开关元件S2←充放电电容器101f（Cf）←开关元件S4←高压侧平滑电容器108（Co）

接下来，在开关元件S1和开关元件S2的栅极信号是Low、开关元件S3和开关元件S4的栅极信号是High的状态（模式3）下，开关元件S1和开关元件S2截止、开关元件S3和开关元件S4导通，所以通过以下的路径，能量从高压侧平滑电容器108转移到电抗器12和低压侧平滑电容器11。

低压侧平滑电容器11（Ci）←电抗器12（L）←开关元件S3←开关元件S4←高压侧平滑电容器108（Co）

通过反复进行该一连串的“模式1－模式3－模式2－模式3”的动作，将输入到第1端子100a－第2端子100b之间的输入电压Vin升压为从1倍至小于2倍的任意的电压，在第3端子100c－第2端子100b之间输出为输出电压Vout，同时将电动机3的发电能量积蓄到蓄电池2。

接下来，说明升压比N是2倍以上且再生动作时的动作。

图7示出升压比N是2倍以上且再生动作时的、开关元件S1以及开关元件S2的栅极信号电压波形、电抗器电流IL的波形、充放电电容器电流Icf的波形、以及充放电电容器电压Vcf的波形。在稳态状态下，充放电电容器电压Vcf被控制为成为输出电压Vout的约二分之一的电压，输入电压Vin、输出电压Vout、充放电电容器电压Vcf的大小关系如下所述。

Vout>Vcf＞Vin

在开关元件S1和开关元件S2的栅极信号是High、开关元件S3和开关元件S4的栅极信号是Low的状态（模式4）下，开关元件S1和开关元件S2导通、开关元件S3和开关元件S4截止，所以通过以下的路径，能量从电抗器12转移到低压侧平滑电容器11。

低压侧平滑电容器11（Ci）←电抗器12（L）←开关元件S2←开关元件S1

接下来，在开关元件S1和开关元件S3的栅极信号是High、开关元件S2和开关元件S4的栅极信号是Low的状态（模式1）下，开关元件S1和开关元件S3导通、开关元件S2和开关元件S4截止，所以通过以下的路径，能量从充放电电容器101f转移到电抗器12和低压侧平滑电容器11。

低压侧平滑电容器11（Ci）←电抗器12（L）←开关元件S3←充放电电容器101f（Cf）←开关元件S1

接下来，在开关元件S1和开关元件S2的栅极信号是High、开关元件S3和开关元件S4的栅极信号是Low的状态（模式4）下，开关元件S1和开关元件S2导通、开关元件S3和开关元件S4截止，所以通过以下的路径，能量从电抗器12转移到低压侧平滑电容器11。

低压侧平滑电容器11（Ci）←电抗器12（L）←开关元件S2←开关元件S1

接下来，在开关元件S1和开关元件S3的栅极信号是Low、开关元件S2和开关元件S4的栅极信号是High的状态（模式2）下，开关元件S1和开关元件S3截止、开关元件S2和开关元件S4导通，所以通过以下的路径，能量从高压侧平滑电容器108转移到电抗器12和充放电电容器101f、低压侧平滑电容器11。

低压侧平滑电容器11（Ci）←电抗器12（L）←开关元件S2←充放电电容器101f（Cf）←开关元件S4←高压侧平滑电容器108（Co）

通过反复进行该一连串的“模式4－模式1－模式4－模式2”的动作，将输入到第1端子100a－第2端子100b之间的输入电压Vin升压至2倍以上的任意的电压，在第3端子100c－第2端子100b之间输出为输出电压Vout，同时将电动机3的发电能量积蓄到蓄电池2。

接下来，说明本实施方式1的DC/DC转换器100的控制装置的动作。如果将开关元件S1的导通占空比设为D1、将开关元件S2的导通占空比设为D2，则开关元件S3的导通占空比成为（1－D2）、开关元件S4的导通占空比成为（1－D1）。如果将低压侧平滑电容器11的静电电容设为Cf、将输出侧的高压侧平滑电容器108的静电电容设为Co、将充放电电容器101f的静电电容设为Cf、将能量积蓄用的电抗器12的电感值设为L、将电抗器中流过的电流设为IL、将输出电流设为Io，则DC/DC转换器100的状态平均方程式能够用式（1）来表示。

$\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}\mathrm{IL}\\ \mathrm{Vout}\\ \mathrm{Vcf}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}0& -\frac{1-D1}{L}& \frac{D1-D2}{L}\\ \frac{1-\mathrm{DT}}{\mathrm{Co}}& 0& 0\\ \frac{D1-D2}{\mathrm{Cf}}& 0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{IL}\\ \mathrm{Vout}\\ \mathrm{Vcf}\end{array}\right]$

$+\left[\begin{array}{c}\frac{1}{L}\\ 0\\ 0\end{array}\right]\mathrm{Vin}+\left[\begin{array}{c}0\\ -\frac{1}{\mathrm{Co}}\\ 0\end{array}\right]\mathrm{Ic}---\left(1\right)$

可知，通过在稳态状态下设为式（1）的左边=0，从而得到式（2）~式（4），通过在稳态状态下使导通占空比D1和导通占空比D2相等，从而理想的是输出电压Vout和充放电电容器电压Vcf收敛于一定值。

Vout/Vin=1/（1－D1）                           （2）

IL=Ic/（1－D1）                            （3）

D1=D2                                     （4）

但是，在实际的DC/DC转换器中，存在如下那样的从理想状态的偏移：由于电路的电阻分量所致的损失、或由于栅极信号的信号延迟的偏差所致的导通占空比误差等。特别是，开关元件S1的导通占空比D1与开关元件S2的导通占空比D2之差对充放电电容器电压Vcf的影响大，在导通占空比D1大于导通占空比D2的情况下，根据式（1），充放电电容器电压Vcf逐渐增加，最终成为与输出电压Vout相同的值。相反，在导通占空比D1小于导通占空比D2的情况下，根据式（1），充放电电容器电压Vcf逐渐降低，最终成为零伏特。

如果充放电电容器电压Vcf降低，并成为零伏特，则在开关元件S1是ON状态、开关元件S4是OFF状态时，输出电压Vout仅被施加到开关元件S4，在开关元件S1是OFF状态、开关元件S4是ON状态时，输出电压Vout仅被施加到开关元件S1。相反，如果充放电电容器电压Vcf增加，并成为输出电压Vout，则输出电压Vout被施加到开关元件S2或者开关元件S3中的某一个。为了防止开关元件的过电压破坏，需要将开关元件的元件耐压设为输出电压Vout以上，所以成为多余的成本增加、效率降低的因素。

在本实施方式中，具备为了使输出电压Vout成为输出电压目标值Vout^＊而进行反馈控制的第1控制器25、和为了使充放电电容器电压Vcf成为充放电电容器101f的目标电压（目标充放电电容器电压）Vcf^＊而进行反馈控制的第2控制器26，对第1以及第2控制器25、26的输出值进行相加以及相减而求出相加值以及相减值，并设为开关元件S1~S4的导通占空比指令，所以能够将输出电压Vout和充放电电容器电压Vcf控制为期望的值。

以下，说明控制装置109的详细动作。在输出电压Vout大于输出电压目标值Vout^＊的情况下，为了使输出电压Vout降低，通过第1控制器25输出使开关元件S1和开关元件S2的导通占空比都变小那样的第1运算值。相反，在输出电压Vout小于输出电压目标值Vout^＊的情况下，为了使输出电压Vout上升，通过第1控制器25输出使开关元件S1和开关元件S2的导通占空比都变大那样的第1运算值。

在控制为充放电电容器电压Vcf成为目标充放电电容器电压Vcf^＊的情况下，如式（1）所示，在动力运行动作（电抗器电流IL是正）的情况和再生动作（电抗器电流IL是负）的情况下收敛条件不同。

在电抗器电流IL是正（动力运行动作）、充放电电容器电压Vcf大于目标充放电电容器电压Vcf^＊的情况下，为了使充放电电容器电压Vcf降低，通过第2控制器26输出使开关元件S1的导通占空比D1变小、使开关元件S2的导通占空比D2变大那样的第2运算值。在电抗器电流IL是正（动力运行动作）、充放电电容器电压Vcf小于目标充放电电容器电压Vcf^＊的情况下，为了使充放电电容器电压Vcf上升，通过第2控制器26输出使开关元件S1的导通占空比D1变大、使开关元件S2的导通占空比D2变小那样的第2运算值。

在电抗器电流IL是负（再生动作）、充放电电容器电压Vcf大于目标充放电电容器电压Vcf^＊的情况下，为了使充放电电容器电压Vcf降低，通过第2控制器26输出使开关元件S1的导通占空比D1变大、使开关元件S2的导通占空比D2变小那样的第2运算值。在电抗器电流IL是负（再生动作）、充放电电容器电压Vcf小于目标充放电电容器电压Vcf^＊的情况下，为了使充放电电容器电压Vcf上升，通过第2控制器26输出使开关元件S1的导通占空比D1变小、使开关元件S2的导通占空比D2变大那样的第2运算值。

通过这样控制，不论是动力运行动作还是再生动作，都能够将输出电压Vout控制为输出电压目标值Vout^＊，并且将充放电电容器电压Vcf控制为目标充放电电容器电压Vcf^＊。另外，电流传感器105仅具备判定流经电抗器12的电流极性的功能即可，所以能够使用廉价的电流传感器，能够低成本地构成DC/DC转换器的控制装置。

图8是控制装置的变形例。在图8中，控制装置119具有第4控制块34。第4控制块34具有增益选择器34a和电流判定器34b。另外，乘法器22、减法器23、第4控制块34、第2控制器26是本发明中的第2运算部。另外，电流判定器34b是本发明中的电抗器电流判定部。在图2所示的控制装置109中，通过第1控制块24根据电抗器电流IL的极性切换充放电电容器电压目标值Vcf^＊与充放电电容器电压Vcf的差电压ΔVcf的极性而输出到第2控制器26，但在图8中，对增益选择器34a预先设定多个控制增益，通过电流判定器34b判定电抗器的电抗器电流IL的大小，在增益选择器34a中根据电抗器的电抗器电流IL的大小选择控制增益，对差电压ΔVcf乘以所选择出的增益而输出到第2控制器26，第2控制器26输出根据电抗器电流IL的大小而变化的第2运算值。对于其他结构，与图3所示的控制装置109相同，所以对相当的部分附加相同的符号而省略说明。通过这样的结构，能够降低与电抗器电流变化相伴的控制增益变化量，所以能够提高DC/DC转换器的控制稳定性。

图9是控制装置的另一变形例。在图9中，控制装置129是调换第2控制器26和第1控制块24的顺序而得到的装置。充放电电容器电压目标值Vcf^＊与充放电电容器电压Vcf的差电压ΔVcf从减法器23输入到第2控制器26并被放大之后，输入到第1控制块24。在第1控制块24中，与图2所示的第1控制块24同样地，根据电抗器电流IL的极性切换第2控制器26的输出的极性，作为第2运算值输出。对于其他结构，与图2所示的实施方式1相同，所以对相当的部分附加相同的符号而省略说明。根据这样的结构，能够几乎忽略第2控制器26的响应延迟的影响，所以即使在动力运行动作和再生动作频繁地切换的情况下，也能够高速地控制充放电电容器电压Vcf。

图10是控制装置的又一变形例。在图10中，控制装置139具有第5控制块44。第5控制块44具有作为第2运算值调整部的除法器44a和限幅器44b。另外，乘法器22、减法器23、第5控制块44、第2控制器26是本发明中的第2运算部。在除法器44a中，从减法器23输出的充放电电容器电压目标值Vcf^＊与充放电电容器电压Vcf的差电压ΔVcf除以经由限幅器44b输入的电抗器电流IL，将该相除值输入到第2控制器26。在该情况下，为了避免在除法器44a中除法的分母成为零，将电抗器电流IL经由限幅器44b输入到除法器44a。根据这样的结构，通过除法器44a进行相除，所以根据电抗器电流IL的大小而使向第2控制器26的输入发生变化，从而从第2控制器26输出的第2运算值也根据电抗器电流IL的大小而被调整，充放电电容器101f的控制响应性不论电抗器电流IL的大小如何都为恒定，所以即使在DC/DC转换器100的输出电力小的情况下，也能够高速地控制充放电电容器电压Vcf。

另外，在以上的控制装置109、119、129等中，在第2控制块27中，开关元件S1的导通占空比D1使用通过加法器27a得到的第1控制器25的输出与第2控制器26的输出的相加值，开关元件S2的导通占空比D2使用通过减法器27b从第1控制器25的输出减去第2控制器26的输出而得到的相减值，但也可以将开关元件S1的导通占空比D1设为第1控制器25的输出与第2控制器26的输出的相加值，开关元件S2的导通占空比D2原样地使用第1控制器25的输出值。同样地，也可以是，开关元件S1的导通占空比D1原样地使用第1控制器25的输出值，开关元件S2的导通占空比D2使用从第1控制器25的输出减去第2控制器26的输出而得到的相减值。

另外，也可以采用如下结构：在第2控制块27中，在导通占空比D1、D2中的某一个成为负的值的情况下，将从导通占空比D1减去导通占空比D2而得到的值保持为恒定，同时将成为负的一方的导通占空比固定为零。例如，在第1控制器25的输出值是0.1、第2控制器26的输出值是0.2的情况下，导通占空比D1成为加法值=0.3这样的正的值，但导通占空比D2成为减法值=－0.1这样的负的值，所以将导通占空比D2设为零，将导通占空比D1校正为0.4，将导通占空比之差（D1－D2）的值保持为恒定。由此，能够将充放电电容器101f的电压的控制响应性保持为恒定，所以即使在输出电力、升压比小的情况下，也能够高速地控制充放电电容器电压Vcf。

另外，关于流经电抗器12的电抗器电流IL，也可以不是由电流传感器检测，而是如图11的DC/DC转换器的电压传感器106那样，根据开关元件的开闭端子间电压推测电抗器电流。在图11中，DC/DC转换器200的控制装置209通过电压传感器106，检测出作为开闭端子间电压的开关元件S1的集电极－发射极间电压Vce1。在开关元件S1的栅极信号G1是High时，如果集电极－发射极间电压Vce1是正，则电抗器电流IL成为正，如果集电极－发射极间电压Vce1是负，则电抗器电流IL成为负。通过这样的结构，无需使用价格高的电流传感器，能够将动力运行动作时和再生动作时的充放电电容器电压Vcf控制为期望的值。

另外，作为推测流经电抗器12的电抗器电流IL的方法，还可以根据充放电电容器电压Vcf的变化量来推测。如图4至图7所示，关于模式1期间的充放电电容器电压Vcf，如果是动力运行动作则电压Vcf上升，如果是再生动作则电压Vcf降低。同样地，关于模式2期间的充放电电容器电压Vcf，如果是动力运行动作则电压Vcf降低，如果是再生动作则电压Vcf上升。这样，在模式1期间的充放电电容器电压Vcf上升的情况下，可以推测在动力运行动作中电抗器电流IL为正，相反在Vcf降低的情况下，可以推测在再生动作中电抗器电流IL为负。通过这样的结构，无需使用价格高的电流传感器，能够将动力运行动作时和再生动作时的充放电电容器电压Vcf控制为期望的值。

另外，在以上的例如控制装置109、119等中，在减法器21以及第1控制器25中，输入作为高压侧电压的指令值的输出电压目标值Vout^＊和由电压传感器103检测出的作为高压侧电压的检测值的输出电压Vout，并运算出第1运算值，但也可以输入作为低压侧电压的指令值的输入电压目标值Vin^＊和作为低压侧电压的检测值的低压侧平滑电容器11的输入电压Vin，并运算出第1运算值。另外，如以上那样通过与开关元件S1、S2的开闭相配地对开关元件S3、S4进行开闭控制，使开关元件S3、S4具有二极管元件（单向传导元件）的功能，通过与开关元件S3、S4的开闭相配地对开关元件S1、S2进行开闭控制，使开关元件S1、S2具有二极管元件（单向传导元件）的功能。

如以上那样，根据该实施方式，即使在发生了各种误差因素的情况或切换动力运行动作和再生动作的情况下，也能够将DC/DC转换器的输出电压Vout和充放电电容器电压Vcf始终保持为期望的恒定的值，从而即使在直流电压变换部101的开关元件S1~S4等中使用低耐压的元件也能够可靠地避免元件破坏的危险性，由此能够得到低成本且高效的DC/DC转换器。

实施方式2.

图12、图13是示出实施方式2的图，图12是示出控制装置的结构的电路图、图13是示出另一控制装置的结构的电路图。在该实施方式中，将图1中的DC/DC转换器100中的控制装置109置换为接下来说明的控制装置209。在图12中，控制装置209具有第3控制器51、减法器52、第4控制器53。第3控制器51对输出电压目标值Vout*与输出电压Vout的差电压ΔVout进行放大，输出电抗器12的电流目标值IL*，进行输出电压的反馈控制。减法器52输出电抗器12的电流目标值IL*与电抗器电流IL的差电流ΔIL。第4控制器53对从减法器52输出的差电流ΔIL进行放大，进行电流的反馈控制。对于其他结构，与图2所示的实施方式1相同，所以对相当的部分附加相同的符号而省略说明。另外，减法器21、第3控制器51、减法器52、第4控制器53是本发明中的第1运算部。

接下来，说明控制装置209的详细动作。在输出电压Vout大于输出电压目标值Vout^＊的情况下，为了使输出电压Vout降低，第3控制器51减小电流目标值IL^＊。第4控制器53为了减小电流目标值IL^＊，输出使开关元件S1和开关元件S2的导通占空比都变小那样的第1运算值。相反，在输出电压Vout小于输出电压目标值Vout^＊的情况下，为了使输出电压Vout上升，第3控制器51增大电流目标值IL^＊。第4控制器53为了增大电流目标值IL^＊，输出使开关元件S1和开关元件S2的导通占空比都变大那样的第1运算值。

第2控制块27根据第4控制器53的输出和第2控制器26的输出来决定开关元件S1~S4的导通占空比，输出第4控制器53的输出和第2控制器26的输出的相加值作为开关元件S1的导通占空比D1，输出第4控制器53的输出和第2控制器26的输出的相减值作为开关元件S2的导通占空比D2。第2控制器26、第1控制块24、第3控制块28等的动作为与图2的实施方式1相同的动作，所以省略说明。

通过这样控制，不论是动力运行动作还是再生动作，都能够控制为使输出电压Vout成为输出电压目标值Vout^＊，并且控制为使充放电电容器电压Vcf成为目标充放电电容器电压Vcf^＊。另外，通过在第3控制器51的内侧设置由第4控制器53构成的电流局部回路，能够提高DC/DC转换器的控制稳定性和控制响应性。另外，通过对第3控制器51的输出即电抗器的电流目标值IL^＊设定上下限值，从而能够限制电抗器电流IL，所以能够防止在电动机的负荷骤变时在DC/DC转换器中流过过大的电流，能够构成可靠性高的DC/DC转换器。

另外，也可以如图13所示，在控制装置219中，使用第5控制块44，通过除法器44a求出充放电电容器电压目标值Vcf^＊与充放电电容器电压Vcf的差电压ΔVcf除以电抗器电流IL的值，并将其输入到第2控制器26，根据电抗器电流IL的大小使第2运算值的大小变化而输出。另外，代替第5控制块44，还能够使用图2所示的第1控制块24。另外，乘法器22、减法器23、第5控制块44、第2控制器26是本发明中的第2运算部。

如以上那样，根据该实施方式，即使在发生了各种误差因素的情况或切换动力运行动作和再生动作的情况下，也能够将输出电压Vout（参照图1）和充放电电容器电压Vcf（参照图1）始终保持为期望的值，即使在直流电压变换部101的开关元件S1~S4（参照图1）、与其逆并联连接的二极管中使用低耐压的元件，也能够可靠地避免元件破坏的危险性，由此能够得到低成本且高效的DC/DC转换器。

实施方式3.

图14~图21是示出本发明的实施方式3的图，图14是示出DC/DC转换器的结构的结构图、图15是示出图14的控制装置的结构的电路图、图16以及图17是图14的控制装置的动作说明图。图18是示出本发明的实施方式3的另一控制装置的结构的电路图、图19是图18的控制装置的动作说明图、图20是示出另一控制装置的结构的电路图、图21是示出又一控制装置的结构的电路图。在图14中，DC/DC转换器300与图1的DC/DC转换器100的不同点在于：DC/DC转换器300具备用于检测作为低压侧的电压的低压侧平滑电容器11的电压即输入电压Vin的电压传感器107，在DC/DC转换器300与蓄电池2之间设置了开闭器5，以及设置了控制装置309。

另外，控制装置309与图2的控制装置109的不同点在于，如图15所示，追加设置了第6控制块54。第6控制块54具有异常判定部54a、设定器54b、以及增益选择器54c。增益选择器54c在由异常判定部54a判定的判定结果不是异常状态的情况下选择第1控制器25的运算值作为第1运算值输出，在异常判定部54a判定为异常状态的情况下选择对设定器54b设定的固定值（例如0.5）作为第1运算值输出。另外，减法器21、第1控制器25、第6控制块54是本发明中的第1运算部。另外，增益选择器54c是本发明中的电压控制用运算值变更部。

首先，说明没有第6控制块54时的动作。图16是如下情况下的动作图：在输出电压目标值Vout*与输入电压Vin相等的状态（升压比是1倍）下，电动机3作为发电机动作并对蓄电池2传递能量的再生动作时，开闭器5（图14）成为开放状态的情况，即蓄电池2与DC/DC转换器300的连接被切断了的情况。例如在蓄电池2成为充满电状态或异常状态的情况下，在保护蓄电池2时可能发生这样的状态。

在时间t10至时间t11的期间，开闭器5是闭状态，电动机3所发电的能量被充电到蓄电池2。在输出电压目标值Vout^＊与输入电压Vin相等的状态（升压比是1倍）下，根据上述式（2）、式（4），开关元件S1和开关元件S2的导通占空比都成为零，所以输入电压Vin和输出电压Vout成为与蓄电池电压V2大致相同的值。如果在时间t11处开闭器5成为开放状态，则电动机3所发电的能量被积蓄到低压侧平滑电容器11、高压侧平滑电容器108（Co），所以输入电压Vin和输出电压Vout上升，在时间t12达到电动机3的最大发电电压V3。在该状态下，输出电压Vout大于输出电压目标值Vout^＊，所以为了降低输出电压Vout，控制装置309以通过第1控制器25使开关元件S1和开关元件S2的导通占空比都变小的方向起作用。因此，开关元件S1和开关元件S2的导通占空比都为零的状态会继续，充放电电容器电压Vcf维持时间t12时的值V1。

其结果，对开关元件S2和开关元件S3施加的电压成为V1、对开关元件S1和开关元件S4施加的电压成为V3－V1，对各开关元件施加的电压变得不均匀。在电动机3的最大发电电压V3大的情况下，对开关元件S1和开关元件S4施加的电压增大，有可能被过电压破坏。为了防止过电压破坏，需要将开关元件的元件耐压设为大于电动机3的最大发电电压V3，因此，成为多余的成本增加、效率降低的因素。

接下来，说明有第6控制块54时的动作。图17是如下情况下的动作图：在输出电压目标值Vout^＊等于输入电压Vin的状态（升压比是1倍）下，电动机3发电而向蓄电池2传递能量的再生动作时，开闭器5成为开放状态的情况。

在时间t20至时间t21的期间，开闭器5是闭状态，电动机3所发电的能量被充电到蓄电池2。此时，在电抗器12中，电流从电动机3向蓄电池2的方向流过。在输出电压目标值Vout^＊等于输入电压Vin的状态（升压比是1倍）下，根据式（2）、式（4），开关元件S1和开关元件S2的导通占空比都成为零，所以输入电压Vin和输出电压Vout成为与蓄电池电压V2大致相同的值。如果在时间t21处开闭器5成为开放状态，则电动机3所发电的能量不流入蓄电池2，被积蓄到低压侧平滑电容器11以及高压侧平滑电容器108，所以输入电压Vin和输出电压Vout上升。在时间t22，如果输入电压Vin成为预先决定的阈值电压Vov以上，则异常判定部54a判定为异常状态，增益选择器54c不选择第1控制器25的输出而选择固定值0.5来输出。在增益选择器54c输出了固定值0.5的情况下，根据式（2）、式（4），稳态情况下输入电压Vin成为输出电压Vout的二分之一的电压，所以DC/DC转换器以使输入电压Vin降低的方向动作。

在直至输入电压Vin达到输出电压Vout的二分之一为止的时间t22至时间t23的期间的途中，流经电抗器12的电抗器电流IL从负（从电动机3向低压侧平滑电容器11的方向、再生动作）成为正（动力运行动作），之后再次成为负。在该时间t21至时间t23的期间，充放电电容器电压Vcf为充放电电容器电压目标值Vcf^＊（Vcf^＊=输出电压Vout的二分之一）以下，所以为了使充放电电容器电压Vcf上升，通过第2控制器26增大开关元件S1的导通占空比D1，减小开关元件S2的导通占空比D2。在直至输入电压Vin达到输出电压Vout的二分之一为止的时间t23至时间t24的期间，流经电抗器12的电抗器电流IL为负（再生动作），从电动机3向蓄电池2的方向流过电流。在如图17那样，充放电电容器电压Vcf低于充放电电容器电压目标值Vcf^＊的情况下，为了使充放电电容器电压Vcf上升，通过第2控制器26减小开关元件S1的导通占空比D1，增大开关元件S2的导通占空比D2。由此，能够将时间t24以后的充放电电容器电压Vcf控制为输出电压Vout的50%这样的一定的值。

通过这样动作，即使在再生动作时开闭器5成为开放状态的情况下，也能够将充放电电容器电压Vcf控制为期望的电压（在该实施方式中，输出电压Vout的50%这样的一定的值），能够使对开关元件S1~S4施加的电压变得均等。

另外，在图15中，将对设定器54b设定的设定值设为了0.5，但也可以设为1.0以下的任意的固定值。

另外，如图18所示，在控制装置319中，设置了第7控制块64。第7控制块64具有异常判定部54a、可变设定器64b、增益选择器64c。也可以将对可变设定器64b设定的设定值设为随着时间变化的值而不是固定值，例如如图19所示，在从时间t22至充放电电容器电压Vcf达到期望的值Vcf1的时间t25为止的期间，使输入电压目标值Vin^＊变化。通过这样动作，即使在再生动作时开闭器5成为开放状态的情况下，也不仅能够将充放电电容器电压Vcf控制为期望的电压，而且使输入电压Vin也能够稳定动作为期望的电压。另外，减法器21、第1控制器25、第7控制块64是本发明中的第1运算部。另外，增益选择器64c是本发明中的电压控制用运算值变更部。

另外，如图20所示，在控制装置329中，设置了第8控制块74。第8控制块74具有异常判定部54a、减法器74a、第5控制器74b、增益选择器74c。在异常判定部54a判定为异常状态的情况下，增益选择器74c不选择固定值而选择第5控制器74b的运算值作为第1运算值输出。第5控制器74b是用于进行对输入电压目标值Vin^＊与输入电压Vin的差电压ΔVin进行放大的反馈控制的控制器，在输入电压Vin大于输入电压目标值Vin^＊的情况下，为了使输入电压Vin降低，经由增益选择器74c以及第2控制块27及第3控制块28，使开关元件S1和开关元件S2的导通占空比都变大。相反，在输入电压Vin小于输入电压目标值Vin^＊的情况下，为了使输入电压Vin上升，使开关元件S1和开关元件S2的导通占空比都变小。既可以使输入电压目标值Vin^＊在异常状态判定后阶梯状地变化，也可以使输入电压目标值Vin^＊以某时间常数变化。另外，减法器21、第1控制器25、第8控制块74是本发明中的第1运算部。另外，增益选择器74c是本发明中的电压控制用运算值变更部。

另外，如图21所示，在控制装置339中，设置了第9控制块84。第9控制块84具有异常判定部54a、减法器84a、第6控制器84b、增益选择器84c。在异常判定部54a判定为异常状态的情况下，增益选择器84c选择第6控制器84b的运算值作为第1运算值输出。在由异常判定部54a判定的判定结果不是异常状态的情况下，选择第1控制器25的运算值而作为第1运算值输出。第6控制器84b是用于对电抗器12的电流目标值IL^＊与电抗器电流IL的差电流ΔIL进行放大并进行反馈控制的控制器，在电抗器电流IL大于目标电抗器电流IL^＊的情况下，为了使电抗器电流IL降低，输出经由增益选择器84c以及第2控制块27及第3控制块28使开关元件S1和开关元件S2的导通占空比都变小那样的输出。相反，在电抗器电流IL小于目标电抗器电流IL^＊的情况下，为了使电抗器电流IL上升，输出使开关元件S1和开关元件S2的导通占空比都变大那样的输出。由此，电抗器电流IL被控制为成为电抗器12的电流目标值IL^＊。另外，减法器21、第1控制器25、第9控制块84是本发明中的第1运算部。另外，增益选择器84c是本发明中的电流控制用运算值变更部。

通过这样动作，即使在再生动作时开闭器5成为开放状态的情况下，也不仅能够将充放电电容器电压Vcf控制为期望的电压，而且使输入电压Vin也能够稳定动作为期望的电压。

另外，在上述各实施方式中，示出了如下升压型的DC/DC转换器：作为具有开关功能的第1以及第2半导体电路使用开关元件S1、S2，作为第3以及第4半导体电路使用同样地具有开关功能的开关元件S3、S4，使低压侧电压升压而输出。在使直流电压降压的降压型的DC/DC转换器的情况下，作为具有开关功能的第3以及第4半导体电路使用开关元件S3、S4，作为第1以及第2半导体电路使用同样地具有开关功能的开关元件S1、S2。在该情况下，也能够防止作为同样地具有开关功能的半导体电路的开关元件的绝缘破坏。

如以上那样，根据该实施方式，即使设置在DC/DC转换器与蓄电池之间的开闭器成为开放状态的情况下，也能够将充放电电容器的端子间电压始终保持为期望的值，从而即使在开关元件、二极管中使用了低耐压的元件也能够可靠地避免元件破坏的危险性，由此能够得到低成本且高效的DC/DC转换器。

实施方式4.

图22以及图23是示出实施方式4的图，图22是示出DC/DC转换器的结构的结构图、图23是示出图22的控制装置的结构的电路图。在图22中，与实施方式1至实施方式3的不同点在于，DC/DC转换器不是双向DC/DC转换器，而是单向DC/DC转换器。作为单向DC/DC转换器，有从低电压侧向高电压侧进行电力传送的升压型DC/DC转换器、和从高电压侧向低电压侧进行电力传送的降压型DC/DC转换器，但基本动作相同，本实施方式是升压型DC/DC转换器的例子。在图22中，DC/DC转换器400具有作为端子群以及分别作为第1、第2、第3、第4端子的第1端子400a、第2端子400b、第3端子400c、第4端子400d，将输入到作为低压侧的端子的第1端子400a（Vcom）－第2端子400b（VL）之间的直流的输入电压Vin升压至输入电压Vin以上的电压，将升压后的输出电压Vout输出到作为高压侧的端子的第3端子400c（Vcom）－第4端子400d（VH）之间。在图22中，在第1端子400a－第2端子400b之间连接了太阳能电池6，在第3端子400c－第4端子400d之间经由DC/AC电力变换装置7连接了电力系统8。DC/DC转换器400具有低压侧平滑电容器11（Ci）、电抗器12（L）、直流电压变换部401、电压传感器103、电压传感器104、输出侧的高压侧平滑电容器108（Co）、以及控制装置409。

于是，将连接在作为低压侧的端子的第1端子400a、第1端子400b之间的太阳能电池6的电压通过DC/DC转换器400升压而输出到作为高压侧的端子的第3端子400c、400d之间。DC/AC电力变换装置7将第3端子400c、第4端子400d之间的直流电压变换为交流电压，送出到电力系统8。直流电压变换部401具有作为半导体电路串联电路的开关元件/二极管串联电路401a和充放电电容器101f。开关元件/二极管串联电路401a是将作为具有开关功能的第1以及第2半导体电路的开关元件S1、S2、和作为第3以及第4半导体电路及单向传导元件的2个碳化硅制的二极管D3、D4分别经由第1连接部401b、第2连接部401c、第3连接部401d并按照该顺序串联连接而构成的。该开关元件/二极管串联电路401a是将图1中的开关元件串联电路101a的开关元件S3、S4置换为二极管D3、D4而成的。

开关元件S1的发射极端子与第1端子400a连接，二极管D4的阴极侧与第4端子400d连接。开关元件S2的集电极端子与二极管D3的阳极侧的连接部即第2连接部401c经由电抗器12而与第2端子400b连接。另外，充放电电容器101f的一方的端子和第1连接部401b连接，另一方的端子和第3连接部401d连接，其中，所述第1连接部401b是开关元件S1的集电极端子与开关元件S2的发射极端子的连接部，所述第3连接部401d是二极管D3的阴极侧与二极管D4的阳极侧的连接部。第1端子400a和第4端子400d共同地连接。控制装置409根据电压传感器103、104的检测值，生成2个开关元件S1、S2的栅极信号，使开关元件S1、S2动作。

图23是详细示出控制装置409的电路图，在图23中，第1控制器25对输出电压目标值Vout^＊与输出电压Vout的差电压ΔVout进行放大并进行输出电压的反馈控制。第2控制器26对充放电电容器目标值Vcf^＊与充放电电容器电压Vcf的差电压ΔVcf进行放大并进行充放电电容器101f的电压的反馈控制。为了使电抗器12的脉动电流最小化，将充放电电容器目标值Vcf^＊与实施方式1同样地设为输出电压Vout的二分之一的值（0.5倍）。第2控制块27根据第1控制器25的输出和第2控制器26的输出决定开关元件S1、S2的导通占空比D1、D2，通过加法器27a对第1控制器25的输出和第2控制器26的输出进行相加而作为开关元件S1的导通占空比D1输出，通过减法器27b从第1控制器25的输出减去第2控制器26的输出而作为开关元件S2的导通占空比D2输出。

控制块428是PWM信号生成块，开关元件S1的栅极信号G1是通过比较器28a比较开关元件S1的导通占空比D1和第1三角波SW1而生成的，开关元件S2的栅极信号G2是通过比较器28b比较开关元件S2的导通占空比D2和第2三角波SW2而生成的。此处，为了使电抗器12的脉动电流最小化，设为相对第1三角波SW1的相位使第2三角波SW2的相位反转了180度的三角波信号。对于其他结构，与图1所示的实施方式1相同，所以对相当的部分附加了相同的符号。

接下来，说明控制装置409的详细动作。在输出电压Vout大于目标输出电压Vout^＊的情况下，为了使输出电压Vout降低，通过使第1控制器25的输出减少，来使开关元件S1以及开关元件S2的导通占空比D1、D2都变小。相反，在输出电压Vout小于目标输出电压Vout^＊的情况下，为了使输出电压Vout上升，通过使第1控制器25的输出增加，来使开关元件S1以及开关元件S2的导通占空比都变大。

在充放电电容器101f的充放电电容器电压Vcf大于目标充放电电容器电压Vcf^＊的情况下，为了使充放电电容器电压Vcf降低，通过使第2控制器26的输出减少，来使开关元件S1的导通占空比D1变小，使开关元件S2的导通占空比D2变大。在充放电电容器电压Vcf小于目标充放电电容器电压Vcf^＊的情况下，为了使充放电电容器电压Vcf上升，通过使第2控制器26的输出增加，来使开关元件S1的导通占空比D1变大，使开关元件S2的导通占空比D2变小。

通过这样控制，能够将输出电压Vout控制为目标输出电压Vout^＊，并且将充放电电容器电压Vcf控制为目标充放电电容器电压Vcf^＊。另外，由于电力传送方向仅为单向，所以不需要实施方式1中的电流传感器105（图1）和第1控制块24（图2），因此能够降低DC/DC转换器的成本。

实施方式5.

图24~图26是示出实施方式5的图、图24是示出DC/DC转换器的结构的结构图、图25是示出图24的控制装置的结构的电路图、图26是示出降压型的DC/DC转换器的结构的结构图。本实施方式中的DC/DC转换器500对连接在作为低压侧的端子的第1端子400a（Vcom）－第2端子400b（VL）之间的太阳能电池6的电压进行升压，并输出到作为高压侧的端子的第3端子400c（Vcom）－第4端子400d（VH）之间的升压动作与实施方式4相同，但控制对象不是作为高压侧的端子的第3端子400c－第4端子400d间电压，而是作为低压侧的端子的第1端子400a－第2端子400b间电压。这是因为，太阳能电池6能够发电出的电力较大地依赖于太阳能电池6的电压（动作电压），所以通过将公知的太阳能电池电压控制为输出成为最大的输入电压目标值Vin^＊，从而使能够发电的电力量最大化。

在图24中，DC/DC转换器500具有控制装置509。控制装置509将输入电压（低压侧电压）控制为输入电压目标值Vin^＊，并且控制为升压后的输出电压（直流电压）Vout成为期望的值。DC/AC电力变换装置7计算出成为输出电压Vout的输出电流，同时将作为高压侧的端子的第3端子400c－第4端子400d之间的输出电压Vout变换为交流电压，对电力系统8供给电力。控制装置509根据电压传感器103、104的检测值，生成2个开关元件S1、S2的栅极信号G1、G2，使开关元件S1、S2动作。

图25是示出控制装置509的详细电路的图，第1控制器25对输入电压目标值Vin^＊与输入电压Vin的差电压ΔVin进行放大并对输入电压进行反馈控制，第2控制器26对充放电电容器目标值Vcf^＊与充放电电容器电压Vcf的差电压ΔVcf进行放大并对充放电电容器电压Vcf进行反馈控制。为了使电抗器12的脉动电流最小化，将充放电电容器目标值Vcf^＊设为输出电压Vout的二分之一的值（0.5倍）。对于其他结构，与图23所示的实施方式4相同，所以对相当的部分附加相同的符号而省略说明。

接下来，说明控制装置509的详细动作。在输入电压Vin大于输入电压目标值Vin^＊的情况下，为了使输入电压Vin降低，通过使第1控制器25的输出减少，来使开关元件S1和S2的导通占空比都变小。相反，在输入电压Vin小于输入电压目标值Vin^＊的情况下，为了使输入电压Vin上升，通过使第1控制器25的输出增加，来使开关元件S1和S2的导通占空比都变大。

在充放电电容器电压Vcf大于目标充放电电容器电压Vcf^＊的情况下，为了使充放电电容器电压Vcf降低，通过使第2控制器26的输出减少，来使开关元件S1的导通占空比D1变小，使开关元件S2的导通占空比D2变大。在充放电电容器电压Vcf小于目标充放电电容器电压Vcf^＊的情况下，为了使充放电电容器电压Vcf上升，通过使第2控制器26的输出增加，来使开关元件S1的导通占空比D1变大，使开关元件S2的导通占空比D2变小。

通过这样控制，能够将输入电压Vin控制为输入电压目标值Vin^＊，并且将充放电电容器电压Vcf控制为目标充放电电容器电压Vcf^＊。另外，由于电力传送方向仅为单向，所以不需要例如实施方式1中的电流传感器105（图1）和第1控制块24（图2），因此能够低成本地构成DC/DC转换器的控制装置。另外，在上述实施方式4以及5中，也可以代替二极管D3、D4而使用同步整流电路。

如以上那样，在上述图22、图24中，作为DC/DC转换器示出了如下升压型的DC/DC转换器：作为具有开关功能的第1以及第2半导体电路使用开关元件S1、S2，作为第3以及第4半导体电路及单向传导元件使用二极管D3、D4，使低压侧电压升压而输出。但是，即使是如图26所示使直流电压降压的降压型的DC/DC转换器600，也起到同样的效果。在图26中，DC/DC转换器600具有作为端子群以及分别作为第1、第2、第3、第4端子的第1端子600a、第2端子600b、第3端子600c、第4端子600d、以及直流电压变换部601及控制装置609。另外，在第1端子600a－第2端子600b之间连接了与图1所示同样的蓄电池2，在第3端子600c－第4端子600d之间，连接了直流的发电机9。对输入到作为高压侧的端子的第3端子600c（Vcom）－第4端子600d（VH）之间的来自发电机9的输入电压Vin进行降压，作为输出电压Vout输出到作为低压侧的端子的第1端子600a（Vcom）－第2端子600b（VL）之间，对蓄电池2进行充电。对于其他结构，与图22所示的结构相同，所以对相当的部分附加相同的符号而省略说明。

直流电压变换部601具有作为半导体电路串联电路的开关元件/二极管串联电路601a和充放电电容器101f。开关元件/二极管串联电路601a是将作为第1以及第2半导体电路及单向传导元件的2个碳化硅制的二极管D1、D2和作为具有开关功能的第3以及第4半导体电路的开关元件S3、S4分别经由第1连接部601b、第2连接部601c、第3连接部601d并按照该顺序串联连接而构成的。该开关元件/二极管串联电路601a是将图1中的开关元件串联电路101a的开关元件S1、S2置换为二极管D1、D2而成的。控制装置609与图22的控制装置409的不同点在于为了进行降压动作而对开关元件S3、S4进行开闭控制，但同样地将输出电压Vout控制为目标输出电压Vout^＊，并且将充放电电容器电压Vcf控制为目标充放电电容器电压Vcf^＊。在该情况下，也能够同样地防止作为具有开关功能的半导体电路的开关元件S3、S4、作为半导体电路的二极管D1、D2的绝缘破坏。

另外，在上述控制装置409、509中，能够与图8所示的第4控制块34、图10所示的第5控制块44、图12所示的减法器52、图13所示的减法器52和第5控制块44进行组合。另外，在控制装置609中，也可以采用图15所示的第6控制块54、图18所示的第7控制块64、图20所示的第8控制块74、图21所示的第9控制块84。

另外，在上述各实施方式中，以开关元件S1~S4为IGBT，以二极管D3、D4为碳化硅制而进行了说明，但也可以将开关元件设为MOSFET、JFET等。另外，开关元件、二极管元件也可以由带隙大于硅的宽带隙半导体形成。作为宽带隙半导体，例如有碳化硅（SiC）、氮化镓系材料或者金刚石。由这样的宽带隙半导体形成的开关元件、二极管元件（二极管）由于耐电压性高，容许电流密度也高，所以能够实现开关元件、二极管元件的小型化，并通过使用这些小型化的开关元件、二极管元件，能够使嵌入了这些元件的半导体模块小型化。另外，耐热性也高，所以能够使散热器的散热片小型化，将水冷部变为空气冷却，所以能够使半导体模块进一步小型化。进而，由于电力损失低，所以能够使开关元件、二极管元件高效化，甚至能够使半导体模块高效化。另外，虽然开关元件以及二极管元件这两方也可以由宽带隙半导体构成，但也可以某一方的元件由宽带隙半导体构成，能够得到该实施方式记载那样的效果。

Claims (21)

1.一种DC/DC转换器，具备：

低压侧平滑电容器，保持低压侧电压；

高压侧平滑电容器，该高压侧平滑电容器的负极侧端子与所述低压侧平滑电容器的负极侧端子连接，并保持高压侧电压；

第1半导体电路，该第1半导体电路的一端与所述低压侧平滑电容器的负极侧端子连接；

第2半导体电路，该第2半导体电路的一端与所述第1半导体电路的另一端连接，该第2半导体电路的另一端经由电抗器连接于所述低压侧平滑电容器的正极侧端子；

第3半导体电路，该第3半导体电路的一端与所述第2半导体电路的另一端连接；

第4半导体电路，该第4半导体电路的一端与所述第3半导体电路的另一端连接，该第4半导体电路的另一端与所述高压侧平滑电容器的正极侧端子连接；

中间电容器，该中间电容器的一端与所述第1半导体电路和所述第2半导体电路的中间连接点连接，该中间电容器的另一端与所述第3半导体电路和所述第4半导体电路的中间连接点连接；以及

控制装置，控制各所述半导体电路，

该DC/DC转换器能够进行升压动作和/或降压动作，

在所述升压动作中，使所述第1以及第2半导体电路都具有开关元件的功能，使所述第3以及第4半导体电路都具有二极管元件的功能，通过使所述第1以及第2半导体电路具有的开关元件的导通截止开关功能，将所输入的所述低压侧平滑电容器的电压变换为升压了的电压而输出到所述高压侧平滑电容器，

在所述降压动作中，使所述第3以及第4半导体电路都具有开关元件的功能，使所述第1以及第2半导体电路都具有二极管元件的功能，通过使所述第3以及第4半导体电路具有的开关元件的导通截止开关功能，将所输入的所述高压侧平滑电容器的电压变换为降压了的电压而输出到所述低压侧平滑电容器，

其中，

所述控制装置具有第1运算部、第2运算部、以及开闭控制部，

所述第1运算部根据所述高压侧电压的指令值与所述高压侧电压的检测值的差电压、或者所述低压侧电压的指令值与所述低压侧电压的检测值的差电压计算第1运算值，

所述第2运算部根据所述中间电容器的电压指令值与所述中间电容器的电压检测值的差电压运算第2运算值，

所述开闭控制部根据所述第1运算值和所述第2运算值求出通电率，根据该通电率控制具有所述导通截止开关功能的所述第1以及第2半导体电路或者具有所述导通截止开关功能的所述第3以及第4半导体电路的开闭动作，从而控制所述高压侧电压或者所述低压侧电压以及所述充放电电容器的电压。

2.根据权利要求1所述的DC/DC转换器，其特征在于，

所述第1~第4半导体电路全部具有开关功能，

所述控制装置对所述第1~第4半导体电路进行开闭控制。

3.根据权利要求1所述的DC/DC转换器，其特征在于，

在所述第1以及第2半导体电路具有开关功能时，所述第3以及第4半导体电路是单向传导元件或者同步整流电路，

在所述第3以及第4半导体电路具有开关功能时，所述第1以及第2半导体电路是单向传导元件或者同步整流电路。

4.根据权利要求1~3中的任意一项所述的DC/DC转换器，其特征在于，

所述开闭控制部根据所述第1运算值与所述第2运算值的相加值以及所述第1运算值与所述第2运算值的相减值来求出所述通电率。

5.根据权利要求4所述的DC/DC转换器，其特征在于，

具有电抗器电流判定部，该电抗器电流判定部判定流经所述电抗器的电流的大小，

所述第2运算部根据所述电抗器电流判定部的判定结果，使所述第2运算值的大小变化。

6.根据权利要求4所述的DC/DC转换器，其特征在于，

具有电抗器电流判定部，该电抗器电流判定部判定流经所述电抗器的电流的大小，

所述第2运算部具有第2运算值调整部，该第2运算值调整部进行调整以使不论所述电抗器电流判定部的判定结果如何所述第2运算值的大小都成为一定值。

7.根据权利要求4所述的DC/DC转换器，其特征在于，

具有电抗器电流判定部，该电抗器电流判定部判定流经所述电抗器的电流的大小，

所述第1运算部根据所述高压侧电压的指令值与所述高压侧电压的检测值的差电压或者所述低压侧电压的指令值与所述低压侧电压的检测值的差电压、和流经所述电抗器的电流的大小的判定结果，运算所述第1运算值以使流经所述电抗器的电流成为规定值。

8.根据权利要求7所述的DC/DC转换器，其特征在于，

所述第2运算单元根据所述电抗器的电流的大小，使所述第2运算值的大小变化。

9.根据权利要求1~3中的任意一项所述的DC/DC转换器，其特征在于，

所述DC/DC转换器是进行降压动作的DC/DC转换器，

所述第1运算部具有电压控制用运算值变更部，该电压控制用运算值变更部在电气设备连接在所述低压侧并在运转过程中所述电气设备的连接被切断了的情况下，代替所述第1运算值而输出另一运算值作为所述第1运算值，以使所述低压侧电压成为期望的电压。

10.根据权利要求9所述的DC/DC转换器，其特征在于，

所述电压控制用运算值变更部在电气设备连接在所述低压侧并在运转过程中所述电气设备的连接被切断了的情况下，代替所述第1运算值而输出所述另一运算值，以使所述低压侧电压成为期望的一定的电压。

11.根据权利要求9所述的DC/DC转换器，其特征在于，

所述电压控制用运算值变更部在电气设备连接在所述低压侧并在运转过程中所述电气设备的连接被切断了的情况下，输出所述另一运算值，以使所述低压侧电压成为与所述电气设备的连接即将被切断之前的所述低压侧电压相比大小不同的其他电压。

12.根据权利要求9所述的DC/DC转换器，其特征在于，

被指令所述低压侧电压的指令值，

所述电压控制用运算值变更部在电气设备连接在所述低压侧并在运转过程中所述电气设备的连接被切断了的情况下，输出所述另一运算值，以使所述低压侧电压与所述低压侧电压的指令值一致。

13.根据权利要求9所述的DC/DC转换器，其特征在于，

所述电气设备是蓄电池。

14.根据权利要求1~3中的任意一项所述的DC/DC转换器，其特征在于，

所述DC/DC转换器是进行降压动作的DC/DC转换器，

所述第1运算部具有电流控制用运算值变更部，该电流控制用运算值变更部在电气设备连接在所述低压侧并在运转过程中所述电气设备的连接被切断了的情况下，代替所述第1运算值而输出另一运算值，以使期望的电流从所述电抗器流向所述低压侧平滑电容器。

15.根据权利要求14所述的DC/DC转换器，其特征在于，

所述电流控制用运算值变更部在电气设备连接在所述低压侧并在运转过程中所述电气设备的连接被切断了的情况下，输出所述另一运算值，以使从所述电抗器流向所述低压侧平滑电容器的电流与对流经所述电抗器的电流进行指令的电抗器电流指令值一致。

16.根据权利要求14所述的DC/DC转换器，其特征在于，

所述电气设备是蓄电池。

17.根据权利要求1或者2所述的DC/DC转换器，其特征在于，

具有电抗器电流方向检测部，该电抗器电流方向检测部检测流经所述电抗器的电流的方向，

所述第2运算部根据所述电抗器电流方向检测部的检测结果，使所述第2运算值的极性变化。

18.根据权利要求17所述的DC/DC转换器，其特征在于，

所述电抗器电流方向检测部根据电流流过的所述第1~第4半导体电路中的具有开关功能的半导体电路的开闭端子间电压，检测流经所述电抗器的电流的方向。

19.根据权利要求17所述的DC/DC转换器，其特征在于，

所述电抗器电流方向检测部根据所述半导体电路的动作状态和所述充放电电容器的电压变化，检测流经所述电抗器的电流的方向。

20.根据权利要求1~3中的任意一项所述的DC/DC转换器，其特征在于，

所述半导体电路具有由宽带隙半导体形成的半导体元件。

21.根据权利要求20所述的DC/DC转换器，其特征在于，

所述宽带隙半导体是碳化硅、氮化镓系材料或者金刚石。

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