JP4308035B2 - Ｄｃ／ｄｃコンバータ、及びプログラム。 - Google Patents

Description

本発明は、ＤＣ/ＤＣコンバータに関し、特に直流電圧を任意の倍率で昇圧及び降圧ができるＤＣ/ＤＣコンバータ、及びプログラムに関する。

ＤＣ（直流）電圧を電圧変換するＤＣ/ＤＣコンバータは様々な装置に使用される。例えば、太陽電池を使用した発電装置、風力発電装置、燃料電池システム、ハイブリッド自動車等である。特に、自動車のように空間的、重量的な制約が強い技術領域にＤＣ/ＤＣコンバータを適用する場合、ＤＣ/ＤＣコンバータヘの小型化・軽量化の要求が非常に強くなる。

図１１は、従来よりよく知られている昇圧型ＤＣ/ＤＣコンバータの回路構成図である。図１１に示す回路では、スイッチＳＷが交互にオン／オフされる。スイッチＳＷのオン時にインダクターＬに磁気エネルギーが蓄積され、スイッチＳＷのオフ時にインダクターＬに蓄積された磁気エネルギーが電力として出力側に供給される。この時、電源電圧にインダクターＬからの出力分が加わるので全体として昇圧された電圧が出力部で得られる。

しかし、このような昇圧方式では、インダクターＬの磁気飽和を防止しつつ十分な昇圧を行うためには、重く大型のコアを用いたインダクターＬが必要である。これは、ＤＣ/ＤＣコンバータ全体の小型化・軽量化の阻害要因となる。

そこで、携帯電話等の小型化・軽量化の必要性が強い機器においては、フライング・キャパシタと呼ばれるコンデンサを使用するチャージポンプ回路が電圧変換方式として提案されている（例えば、特許文献１参照）。また、従来より、スイッチドキャパシタンス方式を用いた安定化電源回路も提案されている（例えば、特許文献２参照）。

これらの方式では、フライング・キャパシタを電力の授受用に使用するのが一般的である。図１２は、フラング・キャパシタを用いたＤＣ/ＤＣコンバータの従来例およびその動作状態を示す図であり、スイッチＳＷ１１、ＳＷ１２等の交互切換により、図１２（ａ）及び図１２（ｂ）に示す状態が交互に繰り返される。

すなわち、図１２（ａ）に示す状態では、ＳＷ１１→ＯＮ、ＳＷ１４→ＯＮ、ＳＷ１２→ＯＦＦ、ＳＷ１３→ＯＦＦとされ、図１２（ｂ）に示す状態では、ＳＷ１１→ＯＦＦ、ＳＷ１４→ＯＦＦ、ＳＷ１２→ＯＮ、ＳＷ１３→ＯＮとされる。

図１２（ａ）に示す状態のとき、所定時間、電源Ｅ→ＳＷ１→フライング・キャパシタＣ１１→ＳＷ１４→電源Ｅのルートで電流Ｉ１が流れ、フライング・キャパシタＣ１１には電荷が蓄積される。このとき、前回の動作タイミングにおいて出力キャパシタＣ１２の正極には正電荷が蓄積されていたので、この電荷が出力側に放電される。

一方、図１２（ｂ）に示す状態のとき、所定時間、電源Ｅ→ＳＷ１３→フライング・キャパシタＣ１１→ＳＷ１２→出力側のルートで電流Ｉ２が流れる。このとき、前の動作タイミングでフライング・キャパシタＣ１１に蓄積されていた電荷が出力側に放電され、この分が電源電圧Ｅに加算されて出力側では昇圧された電圧が取り出せる（電源電圧のほぼ２倍）。また、同時に出力キャパシタＣ１２の正電極には電流Ｉｃにより充電され、この後、再び図１２（ａ）に示す状態となる。
特開２００３−６１３３９号公報 特開２００３−１１１３８８号公報

しかしながら、上記図１２を用いて説明したような、従来の方法では２倍の固定した電圧を出力できるが、１倍〜２倍（キャパシターの数によってはそれ以上）の中間的な値を必要に応じて柔軟に選択して出力することはできない。
本発明は、上記の点に鑑みてなされたものであり、小型、軽量、安価であって、所望の中間的な電圧を任意出力できる可変昇圧型の、ＤＣ/ＤＣコンバータ、及びプログラムを提供することを目的とする。

また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、ＤＣ電源入力部と、直列に接続された第１及び第２のキャパシタと、前記第１及び第２のキャパシタに接続された出力部とを備えたＤＣ／ＤＣコンバータであって、第１の接続点を介して前記ＤＣ電源入力部の正極側を、前記第１のキャパシタの正極側及び前記出力部の正極側に接続する第１のスイッチと、前記第１の接続点を介して前記ＤＣ電源入力部の正極側を、前記第１のキャパシタの負極側及び前記第２のキャパシタの正極側に接続する第２のスイッチと、第２の接続点を介して前記ＤＣ電源入力部の負極側を、前記第１のキャパシタの負極側及び前記第２のキャパシタの正極側に接続する第３のスイッチと、前記第２の接続点を介して前記ＤＣ電源入力部の負極側を、前記第２のキャパシタの負極側及び前記出力部の負極側に接続する第４のスイッチと、前記ＤＣ電源入力部の正極側と前記第１の接続点との間に、又は、前記ＤＣ電源入力部の負極側と前記第２の接続点との間に介挿されたインダクターとを有し、動作モードに応じて前記第１〜第４のスイッチそれぞれの通電を切り替えて、前記インダクター及び前記第１及び第２のキャパシタを選択的に機能させることによって、昇圧、導通、回生の何れかの動作を行うことを特徴とする。

このような構成により、第１から第４のスイッチ（例えば、図１に示すスイッチＳＷ１〜ＳＷ４）をオン／オフ制御し、ＤＣ電源入力部の直流電源からインダクター（例えば、図１に示すインダクターＬ）を通して第１のキャパシタ（例えば、図１に示すキャパシタＣ１）および第２のキャパシタ（例えば、図１に示すキャパシタＣ２）を交互に充電する。この際に、電源からインダクターを通して第１のキャパシタおよび第２のキャパシタを交互に充電すると共に、インダクターの放出電流によっても第１のキャパシタおよび第２のキャパシタを充電する（昇圧）。

また、回生モード時に、第１から第４のスイッチをオン／オフ制御し、第１のキャパシタおよび第２のキャパシタに蓄積された回生電力をインダクターを通して電源側に返還する。この際に、第１のキャパシタおよび第２のキャパシタからインダクターを通して電源側に回生電力を交互に返還するとともに、インダクターの放出電流によっても電源側に回生電力を返還する（回生）。また、第１から第４のスイッチをオン／オフ制御し、ＤＣ電源入力部の電圧をそのまま出力部に出力する（導通）。

これにより、同一の回路で、スイッチの動作を変化させるだけで、昇圧回路、導通回路、回生回路のいずれにも使用できる。また、第１から第４のスイッチ（例えば、図１に示すスイッチＳＷ１〜ＳＷ４）をオン／オフ制御により、出力電圧を、固定された倍圧ではなく、昇圧時／降圧（回生）時に適宜任意の中間的な値にすることもできる。また、基本的に昇圧はキャパシタによる電圧積み上げ効果で達成されるので、電流制御のために用いられるインダクターは、従来型（図１１を参照）よりも大幅に小型のものでよい（例えば、２０μＨ）。すなわち、ＤＣ/ＤＣコンバータの小型化、軽量化、低価格化の実現を図れる。また、インダクターは、逆方向の降圧動作時には降圧器のインダクターとして機能し、回生逆方向降圧も可能となる。

また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、指示された動作モードと、前記ＤＣ電源入力部及び前記出力部の電圧に基づき、前記第１〜第４のスイッチのオン／オフ制御を行うスイッチング手段を更に有することを特徴とする。
このような構成により、第１〜第４のスイッチ（例えば、図１に示すスイッチＳＷ１〜ＳＷ４）を指示された動作モードでオン／オフ制御すると共に、ＤＣ電源入力部の電圧と出力部の電圧を比較して、複数のスイッチをオン／オフ制御する。
これにより、例えば、指示されたモードが昇圧モードの場合に出力部の電圧を任意の値に設定できる。また、負荷がモータ（交流モータのインバータやブラシモータを含む）であり回生ブレーキ動作により出力部の電圧が急に上昇したときに、これを検出して回生機能を作動させるように第１〜第４のスイッチ（例えば、図１に示すスイッチＳＷ１〜ＳＷ４）をオン／オフ制御することができる。

また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第１〜第４のスイッチをフライホイールダイオード付きのトランジスタスイッチとしたことを特徴とする。
このような構成により、第１〜第４のスイッチ（例えば、図１に示すスイッチＳＷ１〜ＳＷ４）をオン／オフ制御する場合において、一方方向にのみ電流が流れ、且つその電流の方向がフライホイールダイオードの順方向であるスイッチがある場合には、当該スイッチのオン／オフ制御を行わず、フライホイールダイオードのスイッチング作用（整流作用）を利用する。
これにより、オン／オフ制御するスイッチ数を減らし、スイッチング制御を簡易化できる。

また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記トランジスタスイッチは、ＩＧＢＴであることを特徴とする。
これにより、高速、大電流、高圧のスイッチング制御が可能となる。

また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第１及び第２のキャパシタは、フイルムコンデンサであることを特徴とする。
これにより、フイルムキャパシタの電荷の蓄積効率のよさ（電解キャパシタは８０％程度で、フイルムキャパシタは９８％程度）、小型、軽量、低価格という利点を利用でき、ＤＣ／ＤＣコンバータの高効率化、小型化、低価格化を実現できる。

また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第１及び第２のキャパシタは、セラミックコンデンサであることを特徴とする。
これにより、蓄電効率はフィルムコンデンサと同等レベルを維持しつつ更に小型化が図られる。

また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、昇圧モード時には、前記第１及び第４のスイッチを常時オフとし、前記第２及び第３のスイッチを交互にオン／オフさせることで、前記第２のスイッチのオン時に前記第２のスイッチ及び前記第４のスイッチのフライホイールダイオードを導通させ、前記第３のスイッチのオン時に前記第１のスイッチのフライホイールダイオード及び前記第３のスイッチを導通させ、導通モード時には、前記第１〜第４のスイッチを常時オフとし、前記第１及び第４のスイッチのフライホイールダイオードを導通させ、第１の回生モード時には、前記第２及び第３のスイッチを常時オフとし、前記第１及び第４のスイッチを交互にオン／オフさせることで、前記第１のスイッチのオン時に前記第１のスイッチ及び前記第３のスイッチのフライホイールダイオードを導通させ、前記第４のスイッチのオン時に前記第２のスイッチのフライホイールダイオード及び前記第４のスイッチを導通させ、第２の回生モード時には、前記第１のスイッチのみをオン／オフさせ、前記第２及び第３のスイッチは常時オフとし、前記第４のスイッチは常時オンとして、前記第１のスイッチのオン時に前記第１及び第４のスイッチを導通させ、前記第１のスイッチのオフ時に前記第２及び第３のスイッチのフライホイールダイオードを導通させることを特徴とする。

このような構成により、昇圧モード時には、第１及び第４のスイッチ（例えば、図６に示すスイッチＳＷ１、ＳＷ４）を常時オフとし、第２及び第３のスイッチ（例えば、図６に示すスイッチＳＷ２、ＳＷ３）を交互にオン／オフさせることで、第２のスイッチのオン時に第２のスイッチ及び第４のスイッチのフライホイールダイオード（例えば、図６に示すフライホイールダイオードＤ４）を導通させ、第２のキャパシタ（例えば、図６に示すキャパシタＣ２）を充電する。また、第３のスイッチのオン時に第１のスイッチのフライホイールダイオード（例えば、図１に示すフライホイールダイオードＤ１）及び第３のスイッチを導通させ、第１のキャパシタ（例えば、図６に示すキャパシタＣ１）を充電する。

また、導通モード時には、第１〜第４のスイッチ（例えば、図７に示すＳＷ１〜ＳＷ４）を常時オフとし、第１及び第４のスイッチのフライホイールダイオードを導通させ、ＤＣ電源入力部の電圧をそのまま出力部に出力する。
また、第１の回生モード時には、第２のスイッチ（例えば、図８に示すＳＷ２）及び第３のスイッチＳＷ３（例えば、図８に示すＳＷ３）を常時オフとし、第１のスイッチ（例えば、図８に示すＳＷ１）及び第４のスイッチ（例えば、図８に示すＳＷ２）を交互にオン／オフさせることで、第１のスイッチのオン時に、第１のスイッチ及び第３のスイッチのフライホイールダイオード（例えば、図８に示すフライホイールダイオードＤ３）を導通させ、第１のキャパシタ（例えば、図８に示すキャパシタＣ１）に蓄積された回生電力をＤＣ電源側に返還する。

また、第４のスイッチのオン時に、第２のスイッチのフライホイールダイオード（例えば、図８に示すフライホイールダイオードＤ２）及び第４のスイッチを導通させ、第２のキャパシタ（例えば、図８に示すキャパシタＣ２）に蓄積された回生電力をＤＣ電源側に返還する。
また、第２の回生モード時には、第１のスイッチ（例えば、図９に示すＳＷ１）のみをオン／オフさせ、第２のスイッチ（例えば、図９に示すＳＷ２）及び第３のスイッチ（例えば、図９に示すＳＷ３）は常時オフとし、第４のスイッチ（例えば、図９に示すＳＷ４）は常時オンとして、第１のスイッチのオン時に第１のスイッチ及び第４のスイッチを導通させ、第１のキャパシタ（例えば、図９に示すキャパシタＣ１）および第２のキャパシタ（例えば、図９に示すキャパシタＣ２）に蓄積された回生電力を電源側に返還する。また、第１のスイッチのオフ時に第２及び第３のスイッチのフライホイールダイオード（例えば、図９に示すフライホイールダイオードＤ２およびＤ３）を導通させ、インダクター（例えば、図９に示すインダクターＬ）に蓄積された電磁エネルギーを電源側に返還する。

これにより、同一の回路で、スイッチの動作を変化させるだけで、昇圧回路、導通回路、回生回路のいずれにも使用できる。また、出力電圧を、固定された電圧ではなく、昇圧時／降圧（回生）時に適宜任意の中間的な値にすることもできる。また、基本的に昇圧はキャパシタによる電圧積み上げ効果で達成されるので、電流制御のために用いられるインダクターは、従来型（図１１を参照）よりも大幅に小型のものでよい（例えば、２０μＨ）。すなわち、ＤＣ/ＤＣコンバータの小型化、軽量化、低価格化の実現を図れる。また、インダクターは、逆方向の降圧動作時には降圧器のインダクターとして機能し、回生逆方向降圧も可能となる。

また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、更に、前記第１及び第４のスイッチを常時オフとして、回生動作を阻止する回生阻止モードを有することを特徴とする。
これにより不要な回生を阻止したい場合に回生阻止モードを実現することができる。
また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第１のスイッチは、前記ＤＣ電源入力部側から前記出力部側に向かって一方向に通電する第１のダイオードと置換され、前記第４のスイッチは、前記出力部側から前記ＤＣ電源入力部側に向かって一方向に通電する第２のダイオードと置換されることを特徴とする。
これにより、スイッチの数を減らすことができる。

また、本発明のコンピュータプログラムは、ＤＣ電源入力部と、直列に接続された第１及び第２のキャパシタと、前記第１及び第２のキャパシタに接続された出力部と、第１の接続点を介して前記ＤＣ電源入力部の正極側を、前記第１のキャパシタの正極及び前記出力部の正極側に接続する第１のスイッチと、前記第１の接続点を介して前記ＤＣ電源入力部の正極側を、前記第１のキャパシタの負極側及び前記第２のキャパシタの正極側に接続する第２のスイッチと、第２の接続点を介して前記ＤＣ電源入力部の負極側を、前記第１のキャパシタの負極側及び前記第２のキャパシタの正極側に接続する第３のスイッチと、前記第２の接続点を介して前記ＤＣ電源入力部の負極側を前記第２のキャパシタの負極側及び前記出力部の負極側に接続する第４のスイッチと、前記ＤＣ電源入力部の正極側と前記第１の接続点との間に、又は、前記ＤＣ電源入力部の負極側と前記第２の接続点との間に介挿されたインダクターとを有するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記第１〜第４のスイッチの制御をコンピュータに実行させるためのプログラムであって、昇圧、導通、回生の何れかの動作モードに応じて前記第１〜第４のスイッチそれぞれの通電を制御し、前記インダクター及び前記第１及び第２のキャパシタを選択的に機能させる処理をコンピュータに実行させることを特徴とする。

また、本発明のコンピュータプログラムは、指示された動作モードと、入力電圧検出部により検出される前記ＤＣ電源入力部及び出力電圧検出部により検出される前記出力部の電圧に基づいて、前記第１〜第４のスイッチの通電制御処理をコンピュータに実行させることを特徴とする。
また、本発明のコンピュータプログラムは、前記第１のスイッチは、前記ＤＣ電源入力部側から前記出力部側に向かって一方向に通電する第１のダイオードと置換され、前記第４のスイッチは、前記出力部側から前記ＤＣ電源入力具側に向かって一方向に通電する第２のダイオードと置換されることを特徴とする。

本発明のＤＣ/ＤＣコンバータにおいては、同一の回路で、スイッチ（例えば、図１に示すスイッチＳＷ〜ＳＷ４）の動作を変化させるだけで、昇圧回路、導通回路、回生（降圧）回路のいずれにも使用できる。また、出力電圧を、固定された倍電圧ではなく、昇圧時／降圧時に適宜任意の中間的な値にすることができる。また、基本的に昇圧はキャパシタ（例えば、図１に示すキャパシタＣ１、Ｃ２）による電圧積み上げ効果で達成されるので、電流制御のために用いられるインダクター（例えば、図１に示すインダクターＬ）は、従来型（図１１を参照）よりも大幅に小型のものでよい。すなわち、本発明によれば、ＤＣ/ＤＣコンバータの小型化、軽量化、低価格化の実現を図れる。また、インダクターは、逆方向の降圧動作時には降圧器のインダクターとして機能し、回生逆方向降圧）も可能である。

また、キャパシタにフィルムコンデンサを用いることで、フイルムキャパシタの電荷の蓄積効率のよさ（電解キャパシタは８０％程度で、フイルムキャパシタは９８％程度）、小型、軽量、低価格という利点を利用でき、ＤＣ／ＤＣコンバータの高効率化、小型化、低価格化を実現できる。

次に本発明を実施するための最良の形態について図面を参照して説明する。

図１は、本発明によるＤＣ/ＤＣコンバータの原理的構成例を示す図である。本発明のＤＣ/ＤＣコンバータは、昇圧（例えば、ＤＣ電源入力部の電源電圧の１倍〜２倍に昇圧する）機能、電源回生機能を有する。

図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータは、ＤＣ電源入力部の電源Ｅ、磁気エネルギーを蓄積するインダクターＬ、複数のスイッチＳＷ１〜ＳＷ４を備えるスイッチング部１、第１のキャパシタＣ１、第２のキャパシタＣ２、出力部を有する。なお、第１のキャパシタＣ１と第２のキャパシタＣ２は直列接続されている。

図２は、キャパシタを用いた基本回路を示す図である。本発明のＤＣ/ＤＣコンバータは、図２（ａ）に示すスイッチング部１と２つの直列に接続キャパシタＣ１とＣ２からなる回路を基本に、さらに、図２（ｂ）に示すように、インダクターＬ追加した点に特徴を有する。図２（ａ）に示した回路自体が、２倍昇圧回路、導通回路、回生回路としての機能を有しており、インダクターＬを追加して、その機能を拡張している。詳細については後述する。

図１に戻り、制御回路部２中の、入力電圧検出部３は、電源電圧Ｅを検出する機能を有し、出力電圧検出部４は、出力部の出力電圧を検出する機能を有する。電圧比較部５は、入力電圧検出部３により検出された電源電圧Ｅと、出力電圧検出部４により検出された出力電圧とを比較する機能を有する。

また、回生負荷検出部６は、電圧比較部５おける電源電圧と出力電圧の比較結果を基に、例えば、２倍昇圧時に「出力電圧＞２×電源電圧Ｅ」になるなど出力部の電圧が必要以上に上昇した場合に、回生負荷（回生ブレーキ時のモータなど、電力を発生している状態にある負荷）が接続されていると判断する機能を有している。また、スイッチング制御部１０は、スイッチング部１内のスイッチＳＷ１〜ＳＷ４のオン／オフ制御を行う機能を有する。また、スイッチング制御部１０は、スイッチング部１内のスイッチＳＷ１〜ＳＷ４のオン／オフ時間のデューティー制御を行い、出力部の電圧を任意の値に調整する機能も有している。

なお、この制御回路部２内の電圧比較部５およびスイッチング制御部１０は、専用のハードウェアにより実現されるものであってもよく、また、制御回路部２内にメモリおよびＣＰＵ等のコンピュータシステムを設け、電圧比較部５およびスイッチング制御部１０の機能を実現するためのプログラム（図示せず）をメモリにロードして実行することによりその機能を実現させるものであってもよい。

図１に示す構成により、本発明のＤＣ/ＤＣコンバータにおいては、第１のスイッチＳＷ１、第２のスイッチＳＷ２、第３のスイッチＳＷ３、第４のスイッチＳＷ４のオン／オフ制御を調整することにより、昇圧モード（例えば、電源電圧の１倍〜２倍の間の任意の電圧に昇圧）、導通モード（整流モード）、電源回生モードの３種類の動作モードを実現することができる。動作モードの選択はアプリケーション等によって決められる。本発明を電気自動車に採用する場合、例えば、高速運転時に２倍昇圧モードが用いられ、低速運転時に１倍昇圧モードが用いられる。

なお、図２（ａ）に示す回路（インダクターＬのない回路）自体が、前述したように、２倍昇圧モード、導通モード（１倍昇圧モード）、回生モードの機能を有するが、このうち、２倍昇圧モードについて簡単に説明しておく。なお、他のモードについては、実施例の中で合わせて説明される。

図３は、２倍昇圧モードについて説明するための図であり、図２（ａ）に示す回路中のスイッチＳＷ１とスイッチＳＷ４をダイオードに置き換えたものである。すなわち、図３に示す２倍昇圧モードでは、スイッチＳＷ１（ダイオードＤ１置き換え）、スイッチＳＷ４（ダイオードＤ４で置き換え）に流れる電流の方向は各々について常に一定方向であり、ダイオードのスイッチング作用（整流作用）を利用するにとどめ、スイッチング制御するスイッチ数自体を減らすように工夫したものである。

図３において、まず最初に、ＳＷ３をオンとし、スイッチＳＷ２をオフとし、キャパシタＣ１を電源電圧Ｅに充電する。次に、スイッチＳＷ２をオンとし、スイッチＳＷ３をオフとし、キャパシタＣ２を電源電圧Ｅに充電する。このスイッチング制御を交互に繰り返す。これにより、キャパシタＣ１及びキャパシタＣ２それぞれは電圧Ｅに充電され、キャパシタＣ１とキャパシタＣ２は直列に接続されているので、出力部に約２Ｅの電圧出力を得ることができる。

なお、図３は、スイッチＳＷ１をダイオードＤ１に、スイッチＳＷ４をダイオードＤ４に置き換えた例を示しているが、本発明のＤＣ/ＤＣコンバータでは、ダイオードのスイッチング作用（電流を一方向に流す作用）が利用できる場合には、ダイオードをスイッチの変わりに積極的に利用している。具体的な例については、実施例の項で示される。

次に、本発明の実施例について説明する。図４は、本発明のＤＣ/ＤＣコンバータにおける昇圧モードについて説明するための図である。

図４に示すＤＣ/ＤＣコンバータは、ＤＣ電源入力部（電源電圧Ｖ１）、入力側の平滑コンデンサ（電解コンデンサ）Ｃ４、インダクターＬ、２個（一対）のＩＧＢＴ素子を内蔵するＩＧＢＴ部１およびＩＧＢＴ部２、キャパシタＣ１、Ｃ２、Ｃ３を有する。なお、キャパシタＣ１、Ｃ２、Ｃ３はフィルムコンデンサである。また、制御回路部２は図１に示したものである。この電解コンデンサＣ４は、電源のインピーダンスを下げるために設けられている（例えば、電源が回路部から離れ電源配線が長くなった場合、電源のインピーダンスが上昇し、制御の誤動作を招くことがあるが電解コンデンサＣ４はこれを防止する。）

ＩＧＢＴ部１の上側のＩＧＢＴ素子（ＳＷ１）及びフライホイールダイオードＤ１が、図１に示すスイッチＳＷ１に相当し、ＩＧＢＴ部１の下側のＩＧＢＴ素子（ＳＷ２）及びフライホイールダイオードＤ２が、図１に示すスイッチＳＷ２に相当し、ＩＧＢＴ部２の上側のＩＧＢＴ素子（ＳＷ３）及びフライホイールダイオードＤ３が、図１に示すスイッチＳＷ３に相当し、また、ＩＧＢＴ部２の下上側のＩＧＢＴ素子（ＳＷ４）及びフライホイールダイオードＤ４が、図１に示すスイッチＳＷ４に相当する。

図４に示すＤＣ/ＤＣコンバータでは、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ４は常時オフとし、図４（ｂ）に示すように、ＩＧＢＴ部１のスイッチＳＷ２と、ＩＧＢＴ部２のスイッチＳＷ３を交互にオン／オフするようにゲート電圧が制御回路部２から印加される。

また、図４（ｂ）に示すように、各スイッチＳＷ２およびＳＷ３のオン時間のデューティー（ＤＵＴＹ）を０〜５０％（実際には、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２の短絡防止用のデッドタイムを考慮して５０％以下の値、例えば４５％など）の間に変化させることにより、入力の電圧を１〜２倍に昇圧して出力することができる。すなわち、デューティー比を変化させることにより、出力電圧を任意の値に連続的に可変にすることができる。詳細は後述する。

図５は、本発明のＤＣ/ＤＣコンバータにおける降圧動作時のモード（回生モード）について説明するための図である。回生モードでは、回生負荷側から電力が返還されるため、図４と比較して、入力と出力とが反対となる。

この降圧動作モード（回生モード）では、スイッチＳＷ２とスイッチＳＷ３は常時オフとし、図５（ｂ）に示すように、ＩＧＢＴ部１のスイッチＳＷ１と、ＩＧＢＴ部２のスイッチＳＷ４を交互にオン／オフするようにゲート電圧が印加される。

また、図５（ｂ）に示すように、各スイッチＳＷ１およびＳＷ４のオン時間のデューティー（ＤＵＴＹ）を０〜５０％（実際には、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２の短絡防止用のデッドタイムを考慮して５０％以下の値、例えば４５％など）の間に変化させることにより、入力の電圧（回生電圧Ｖ２）を、例えば１〜０．５倍に適宜降圧して出力することができる。なお、降圧率が低い場合は、スイッチＳＷ４を常時オンし、スイッチＳＷ１だけをオン／オフする（この動作については後述する）。

続いて、各モード動作について詳細に説明する。先ず、図６の昇圧動作の説明図を参照して、本発明のＤＣ/ＤＣコンバータにおける昇圧動作について説明する。本発明のＤＣ/ＤＣコンバータでは、キャパシタＣ１とＣ２を交互に充電するのと同時に、インダクターＬに磁気エネルギーを蓄積させて昇圧を行う。図６（ａ）および図６（ｂ）は、キャパシタＣ２を充電する場合の動作を示し、図６（ｃ）および図６（ｄ）にキャパシタＣ１を充電する場合の動作を示している。

最初に、キャパシタＣ２の充電動作について説明する。図６（ａ）および図６（ｂ）を参照して、時刻ｔ１に、ＩＧＢＴ部１内のスイッチＳＷ２にゲート電圧が印加されスイッチＳＷ２がオンすると（他のスイッチＳＷ１、スイッチＳＷ３、スイッチＳＷ４はオフ）、電源Ｅ→インダクターＬ→スイッチＳＷ２→キャパシタＣ２→フライホイールダイオードＤ４→電源Ｅのルートで充電電流Ｉ１が流れる。このとき、キャパシタＣ２が電源Ｅにより充電される（図６（ｂ）のＩ１：Ｃ２の充電電流波形を参照）。この時、インダクターＬに磁気エネルギーが蓄積される。また、同時にキャパシタＣ１、Ｃ２はキャパシタＣ３と負荷Ｒにも接続されているので、キャパシタＣ３が充電されるとともに、負荷Ｒに出力電流が流れる。

次に、時刻ｔ２において、スイッチＳＷ２がオフすると（他のスイッチＳＷ１、スイッチＳＷ３、スイッチＳＷ４もオフ）、インダクターＬに蓄積された磁気エネルギーによる充電電流Ｉ２が、インダクターＬ→フライホイールダイオードＤ１→キャパシタＣ１→キャパシタＣ２→フライホイールダイオードＤ４→電源Ｅのルートで流れる（（図６（ｂ）のＩ２：Ｌ放出電流波形を参照）。

続いて、キャパシタＣ１の充電動作について説明する。図６（ｃ）および図６（ｄ）を参照して、時刻ｔ３に、ＩＧＢＴ部２内のスイッチＳＷ３にゲート電圧が印加されスイッチＳＷ３がオンすると（他のスイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２、スイッチＳＷ４はオフ）、電源Ｅ、→インダクターＬ→フライホイールダイオードＤ１→キャパシタＣ１→スイッチＳＷ３→→電源Ｅのルートで充電電流Ｉ３が流れる。このとき、キャパシタＣ１が電源Ｅにより充電される（図６（ｄ）のＩ３：Ｃ１の充電電流波形を参照）。この時、インダクタＬに磁気エネルギーが蓄積される。また、同時にキャパシタＣ１、Ｃ２はキャパシタＣ３と負荷Ｒにも接続されているので、キャパシタＣ３が充電されるとともに、負荷Ｒに出力電流が流れる。

次に、時刻ｔ４において、スイッチＳＷ３がオフすると（他のスイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２、スイッチＳＷ４もオフ）、インダクターＬに蓄積された磁気エネルギーによる充電電流Ｉ４が、インダクターＬ→フライホイールダイオードＤ１→キャパシタＣ１→キャパシタＣ２→フライホイールダイオードＤ４→電源Ｅのルートで流れる（（図６（ｄ）のＩ４：Ｌ放出電流波形を参照）。

このように、２個直列にされたキャパシタＣ１、Ｃ２へ電源Ｅから交互に充電電流（Ｉ１およびＩ３）を流すことと、キャパシタＣ１、Ｃ２への充電電流（Ｉ１およびＩ３）でインダクターＬに磁気エネルギーを蓄積し、このインダクターＬの放出電流（Ｉ２およびＩ４）によりキャパシタＣ１、Ｃ２を充電することにより昇圧動作を行わせることができる。

図４（ｂ）に示したように、各スイッチＳＷ２およびＳＷ３のオン時間のデューティー（ＤＵＴＹ）を０〜５０％（実際には、スイッチＳＷ２とスイッチＳＷ３の短絡防止用のデッドタイムを考慮して５０％以下の値、例えば４５％など）の間に変化させることにより、入力の電圧を１〜２倍に任意に昇圧して出力することができる。すなわち、デューティー比を変化させ、電源ＥからのキャパシタＣ１、Ｃ２への充電電流およびインダクターＬによる放出電流を制御（調整）することにより、出力電圧を任意の値に連続的に可変にすることができる。

本発明のＤＣ/ＤＣコンバータでは、昇圧回路としてだけでなく、整流回路としても機能させることもできる。図７は、スイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２、スイッチＳＷ３およびスイッチＳＷ４を常時オフとし、通常の整流回路（導通回路：１倍昇圧回路）として動作させる場合の例を示したものである。

スイッチＳＷ１乃至スイッチＳＷ４のスイッチングが停止すると、電源Ｅから、インダクターＬ、ＩＧＢＴ部１のフライホイールダイオードＤ１、負荷Ｒ、フライホイールダイオＤ４の電流ルートにより、負荷Ｒに電流Ｉ１が流れる。この場合、キャパシタＣ１、Ｃ２は昇圧に特に寄与せず、出力電圧は、入力電圧の約１倍となる。

次に、本発明のＤＣ/ＤＣコンバータおける降圧モード（回生モード）の動作について説明する。例えば、出力側の負荷としてモータなどが使用されており、モータの回転数を減速制御（回生ブレーキ動作）し、出力（負荷）側の電圧が上昇した場合に、出力（負荷）側の電圧を降圧して（入力側にエネルギーを還し）、入力側のバッテリ等の電源を充電することができる。

図８は、降圧モード（回生モード）の動作について説明するための図である。回生モードでは、ＩＧＢＴ部１のスイッチＳＷ２とＩＧＢＴ部２のスイッチＳＷ３を常時オフとし、ＩＧＢＴ部１のスイッチＳＷ１と、ＩＧＢＴ部２のスイッチＳＷ４を交互にオン／オフ制御する。

降圧率が高い場合、すなわち回生負荷が大きく回生電圧が大きい場合、例えば、図８に示す回生時の電源Ｅｇ（出力部の電圧）と、負荷Ｒｇ（ＤＣ電源入力部の電源）に印加する電圧比が、「１：０．５」〜「１：０．８」程度の場合には、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ４を交互にオン／オフし、キャパシタＣ１とキャパシタＣ２を交互にオン／オフする。

最初に、スイッチＳＷ１をオンし、キャパシタＣ１に蓄積された回生電荷を放電させる場合の動作について説明する。図８（ａ）および図８（ｂ）を参照して、時刻ｔ１において、スイッチＳＷ１がオン（他のスイッチＳＷ２、スイッチＳＷ３、スイッチＳＷ４はオフ）のときは、キャパシタＣ１→スイッチＳＷ１→インダクターＬ→負荷Ｒｇ→フライホイールダイオードＤ３→キャパシタＣ１のルートで電流Ｉ１が流れる。このとき、負荷Ｒｇ（ＤＣ電源入力部の電源）がキャパシタＣ１により充電される（（図８（ｂ）のＩ１：Ｃ１放電電流波形を参照）。またこの時、インダクターレに磁気エネルギーが蓄積される。

次に、時刻ｔ２において、スイッチＳＷ１がオフすると（他のスイッチＳＷ２、スイッチＳＷ３、スイッチＳＷ４もオフ）、インダクターＬに蓄積された磁気エネルギーによる充電電流Ｉ２が、インダクターＬ→負荷Ｒｇ→フライホイールダイオードＤ３→フライホイールダイオードＤ２→インダクターＬのルートで流れる（（図８（ｂ）のＩ２：Ｌ放出電流波形を参照）。

このようにして、キャパシタＣ１に蓄積された回生電力が電源側に返還され、キャパシタＣ１の電圧が降下する。

次に、キャパシタＣ２の放電動作について説明する。図８（ｃ）および図８（ｄ）を参照して、時刻ｔ３に、ＩＧＢＴ部２内のスイッチＳＷ４にゲート電圧が印加されスイッチＳＷ４がオンすると（他のスイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２、スイッチＳＷ３はオフ）、キャパシタＣ２、→フライホイールダイオードＤ２→インダクターＬ→負荷Ｒｇ→スイッチＳＷ４→キャパシタＣ２ルートで放電電流Ｉ３が流れる。このとき、負荷Ｒｇ（ＤＣ電源入力部の電源）がキャパシタＣ２により充電される（図８（ｄ）のＩ３：Ｃ２の放電電流波形を参照）。また、この時、インダクターＬに磁気エネルギーが蓄積される。

次に、時刻ｔ４において、スイッチＳＷ４がオフすると（他のスイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２、スイッチＳＷ３もオフ）、インダクターＬに蓄積された磁気エネルギーによる充電電流Ｉ４が、インダクターＬ→負荷Ｒｇ→フライホイールダイオードＤ３→フライホイールダイオードＤ２→インダクターＬのルートで流れる（（図８（ｄ）のＩ４：Ｌ放出電流波形を参照）。

このようにして、キャパシタＣ２に蓄積された回生電力が電源側に返還され、キャパシタＣ２の電圧が降下する。

このように、キャパシタＣ１とＣ２を交互に放電することで、出力部に接続された回生負荷からの回生電力を入力部に返還することが可能となる。なお、回生電力が増大し、出力部の電圧が上昇して、逆方向（出力部→ＤＣ電源入力部）へ還す電力が大きくなっても、回生電流が大きくなるだけで、常に同一のデューティー比のまま動作させることができる。

また、図９は、降圧率が低い場合（回生負荷が小さい場合）の動作について説明するための図である。降圧率の低い場合、例えば、図９に示す回生時の電源Ｅｇ（出力部の電圧）と、負荷Ｒｇ（ＤＣ電源入力部の電源）に印加する電圧比が、「１：０．８」〜「１：１」程度の場合には、スイッチＳＷ２およびスイッチＳＷ３をオフとし、スイッチＳＷ４を常時オンとし、スイッチＳＷ１のみをオン／オフさせて制御を行う。

最初に、時刻ｔ１において、スイッチＳＷ１をオンとし、キャパシタＣ１→スイッチＳＷ１→インダクターＬ→負荷Ｒｇ→スイッチＳＷ４→キャパシタＣ２のルートで電流Ｉ１が流れる。このとき、負荷Ｒｇ（ＤＣ電源入力部の電源）がキャパシタＣ１およびキャパシタＣ２により充電される（（図９（ｂ）のＩ１：Ｃ１、Ｃ２の放電電流波形を参照）。また、この時、インダクターＬに磁気エネルギーが蓄積される。

次に、時刻ｔ２において、スイッチＳＷ１がオフすると、インダクターＬに蓄積された磁気エネルギーによる充電電流Ｉ２が、インダクターＬ→負荷Ｒｇ→フライホイールダイオードＤ３→フライホイールダイオードＤ２のルートで流れる（（図９（ｂ）のＩ２：Ｌ放出電流波形を参照）。

このように、降圧率の低い場合（回生負荷が小さい場合）は、スイッチＳＷ１のオン／オフ制御だけで回生を行うことができる。

図１０は、本発明を用いた実際の回路における各部の波形測定例を示す図であり、昇圧動作時の波形を示したものである（図６参照）。

図１０中の、符号ａ１は、スイッチＳＷ２をオン／オフするためのゲート波形、ａ２は、ＤＣ電源入力部から回路に流れる電流波形、ａ３は、スイッチＳＷ２の電流波形、ａ４は、インダクターＬの出力側とＤＣ電源入力部の負極側との間の電圧波形、ａ５は、スイッチＳＷ４の電流波形、ａ６は、スイッチＳＷ１の電流波形を示している。

なお、電流ａ５の円で囲んだ部分の電流波形ｂ１及びｂ２の部分については、電流ａ３と電流ａ６を加えた波形となっている。

以上説明したように、本発明のＤＣ/ＤＣコンバータにおいては、出力電圧を、固定された倍圧ではなく、昇圧時／降圧時に適宜任意の中間的な値にすることができる。また、基本的に昇圧はキャパシタによる電圧積み上げ効果で達成されるので、電流制御のために用いられるインダクターＬは、従来型（図１１を参照）よりも大幅に小型のものでよい（例えば、２０μＨ）。これにより、本発明によれば、ＤＣ/ＤＣコンバータの小型化、軽量化、低価格化の実現を図れる。

また、インダクターＬは、逆方向の降圧動作時には降圧器のインダクターとして機能し、回生逆方向降圧も可能である。

また、キャパシタＣ１、Ｃ２などにフィルムコンデンサを用いることで、フイルムキャパシタの電荷の蓄積効率のよさ（電解キャパシタは８０％程度で、フイルムキャパシタは９８％程度）、小型、軽量、低価格という利点を利用でき、ＤＣ／ＤＣコンバータの高効率化、小型化、低価格化を実現できる。

また、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２を１つのＩＧＢＴ部１で形成し、スイッチＳＷ３とスイッチＳＷ４を他のもう一つのＩＧＢＴ部２で形成できる（２Ｗａｙタイプ）、従って、スイッチング回路の小型、軽量化、配線の簡略化が図れる。

また、出力電圧を２個のキャパシタＣ１、Ｃ２で分圧しているので高耐圧のキャパシタが不要となるため、低価格のものが使える。通常の回路においてキャパシタを直列で使用する場合は、電圧の偏りを防ぐ為のブリーダ抵抗が必要となるが、本発明ではそれも不要の為、その分電力変換効率が向上する。また、スイッチング制御するスイッチの数は常に２個以下であり、スイッチング制御が容易である。また、同一の回路で、スイッチングする素子を変化させるだけで、昇圧回路、導通回路、回生回路のいずれにも使用できる。

なお、実施例ではインダクターＬが電源の正極側にある場合を説明したが、インダクターＬは電源の負極側にあっても同様の機能／効果を実現することができる。
また、実施例では第１及び第２のキャパシタがフィルムコンデンサの場合を説明したが、セラミックコンデンサ等の他のコンデンサを用いてもよい。セラミックコンデンサを使用した場合、蓄電効率はフィルムコンデンサと同等レベルを維持しつつ更に小型化が図られる。
更に本発明によれば、不要な回生を阻止したい場合に回生阻止モードを実現することもできる。この回生阻止モードではスイッチＳＷ１、ＳＷ４を常時オフとし、それぞれのフライホイールダイオードを機能させればよい。

以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明のＤＣ/ＤＣコンバータは、上述の図示例にのみ限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加え得ることは勿論である。例えば、本発明の原理を３倍以上の昇圧回路に適用することも可能である。

本発明においては、可変昇圧型のＤＣ/ＤＣコンバータの小型化、軽量化、低価格化を実現でき、また、電力変換の高効率化を実現できる効果を有するので、本発明は、ソーラーセルが太陽光から発電し、発電電圧を系統電圧レベルまで上昇させるインバータヘの入力（ＦＣ（燃料電池）、風力発電なども同様）、自動車のハイブリット゛システムのモータ駆動電圧の昇圧、一般のバッテリ電圧以上の電圧が必要な負荷を使用するシステム、自動車等の移動体や設置場所が狭い家庭用電気機器への用途等に利用できる。

本発明によるＤＣ/ＤＣコンバータの原理的構成例を示す図。 キャパシタを用いた基本回路を示す図。 図２に示す基本回路の２倍昇圧の原理を説明するための図。 本発明のＤＣ/ＤＣコンバータにおける昇圧モードについて説明するための図。 本発明のＤＣ/ＤＣコンバータにおける降圧モードについて説明するための図。 昇圧動作の例を示す図。 通常の整流回路（１倍昇圧回路）として動作させる例を示す図。 降圧動作の例を示す図その１。 降圧動作の例を示す図その２． 具体的な回路における各部の波形測定例を示す図。 従来の昇圧型ＤＣ/ＤＣコンバータの例を示す図。 従来のフライングキャパシタを用いたＤＣ/ＤＣコンバータの例を示す図。

符号の説明

１ スイッチング部
２ 制御回路部
３ 入力電圧検出部
４ 出力電圧検出部
５ 電圧比較部
６ 回生負荷検出部
１０ スイッチング制御部
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３ キャパシタ
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４ ダイオード
Ｌ インダクター
ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４ スイッチ

Claims (12)

1. ＤＣ電源入力部と、直列に接続された第１及び第２のキャパシタと、前記第１及び第２のキャパシタに接続された出力部とを備えたＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   第１の接続点を介して前記ＤＣ電源入力部の正極側を、前記第１のキャパシタの正極側及び前記出力部の正極側に接続する第１のスイッチと、
   前記第１の接続点を介して前記ＤＣ電源入力部の正極側を、前記第１のキャパシタの負極側及び前記第２のキャパシタの正極側に接続する第２のスイッチと、
   第２の接続点を介して前記ＤＣ電源入力部の負極側を、前記第１のキャパシタの負極側及び前記第２のキャパシタの正極側に接続する第３のスイッチと、
   前記第２の接続点を介して前記ＤＣ電源入力部の負極側を、前記第２のキャパシタの負極側及び前記出力部の負極側に接続する第４のスイッチと、
   前記ＤＣ電源入力部の正極側と前記第１の接続点との間に、又は、前記ＤＣ電源入力部の負極側と前記第２の接続点との間に介挿されたインダクターとを有し、
   動作モードに応じて前記第１〜第４のスイッチそれぞれの通電を切り替えて、前記インダクター及び前記第１及び第２のキャパシタを選択的に機能させることによって、昇圧、導通、回生の何れかの動作を行う
   ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. 前記第１及び第２のキャパシタは、フイルムコンデンサであることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
3. 前記第１及び第２のキャパシタは、セラミックコンデンサであることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
4. 指示された動作モードと、前記ＤＣ電源入力部及び前記出力部の電圧に基づき、前記第１〜第４のスイッチのオン／オフ制御を行うスイッチング手段を
   更に有することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
5. 前記第１〜第４のスイッチをフライホイールダイオード付きのトランジスタスイッチとしたことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
6. 前記トランジスタスイッチは、ＩＧＢＴであることを特徴とする請求項５に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
7. 昇圧モード時には、前記第１及び第４のスイッチを常時オフとし、前記第２及び第３のスイッチを交互にオン／オフさせることで、前記第２のスイッチのオン時に前記第２のスイッチ及び前記第４のスイッチのフライホイールダイオードを導通させ、前記第３のスイッチのオン時に前記第１のスイッチのフライホイールダイオード及び前記第３のスイッチを導通させ、
   導通モード時には、前記第１〜第４のスイッチを常時オフとし、前記第１及び第４のスイッチのフライホイールダイオードを導通させ、
   第１の回生モード時には、前記第２及び第３のスイッチを常時オフとし、前記第１及び第４のスイッチを交互にオン／オフさせることで、前記第１のスイッチのオン時に前記第１のスイッチ及び前記第３のスイッチのフライホイールダイオードを導通させ、前記第４のスイッチのオン時に前記第２のスイッチのフライホイールダイオード及び前記第４のスイッチを導通させ、
   第２の回生モード時には、前記第１のスイッチのみをオン／オフさせ、前記第２及び第３のスイッチは常時オフとし、前記第４のスイッチは常時オンとして、前記第１のスイッチのオン時に前記第１及び第４のスイッチを導通させ、前記第１のスイッチのオフ時に前記第２及び第３のスイッチのフライホイールダイオードを導通させる
   ことを特徴とする請求項５又は請求項６に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
8. 更に、前記第１及び第４のスイッチを常時オフとして、回生動作を阻止する回生阻止モードを有することを特徴とする請求項１から請求項７のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
9. 前記第１のスイッチは、前記ＤＣ電源入力部側から前記出力部側に向かって一方向に通電する第１のダイオードと置換され、
   前記第４のスイッチは、前記出力部側から前記ＤＣ電源入力部側に向かって一方向に通電する第２のダイオードと置換される
   ことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
10. ＤＣ電源入力部と、
    直列に接続された第１及び第２のキャパシタと、
    前記第１及び第２のキャパシタに接続された出力部と、
    第１の接続点を介して前記ＤＣ電源入力部の正極側を、前記第１のキャパシタの正極及び前記出力部の正極側に接続する第１のスイッチと、
    前記第１の接続点を介して前記ＤＣ電源入力部の正極側を、前記第１のキャパシタの負極側及び前記第２のキャパシタの正極側に接続する第２のスイッチと、
    第２の接続点を介して前記ＤＣ電源入力部の負極側を、前記第１のキャパシタの負極側及び前記第２のキャパシタの正極側に接続する第３のスイッチと、
    前記第２の接続点を介して前記ＤＣ電源入力部の負極側を前記第２のキャパシタの負極側及び前記出力部の負極側に接続する第４のスイッチと、
    前記ＤＣ電源入力部の正極側と前記第１の接続点との間に、又は、前記ＤＣ電源入力部の負極側と前記第２の接続点との間に介挿されたインダクターと
    を有するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記第１〜第４のスイッチの制御をコンピュータに実行させるためのプログラムであって、
    昇圧、導通、回生の何れかの動作モードに応じて前記第１〜第４のスイッチそれぞれの通電を制御し、前記インダクター及び前記第１及び第２のキャパシタを選択的に機能させる処理をコンピュータに実行させる
    ことを特徴とするプログラム。
11. 指示された動作モードと、入力電圧検出部により検出される前記ＤＣ電源入力部及び出力電圧検出部により検出される前記出力部の電圧に基づいて、前記第１〜第４のスイッチの通電制御処理をコンピュータに実行させる
    ことを特徴とする請求項１０に記載のプログラム。
12. 前記第１のスイッチは、前記ＤＣ電源入力部側から前記出力部側に向かって一方向に通電する第１のダイオードと置換され、
    前記第４のスイッチは、前記出力部側から前記ＤＣ電源入力具側に向かって一方向に通電する第２のダイオードと置換される
    ことを特徴とする請求項１０又は請求項１１に記載のプログラム。

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