JP2005224058A

JP2005224058A - Ｄｃ／ｄｃコンバータ、及びプログラム

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Publication number: JP2005224058A
Application number: JP2004031309A
Authority: JP
Inventors: Yukiya Kimura; 幸弥木村; Yasuto Watanabe; 康人渡辺; Mitsuaki Hirakawa; 三昭平川
Original assignee: Honda Motor Co Ltd
Current assignee: Honda Motor Co Ltd
Priority date: 2004-02-06
Filing date: 2004-02-06
Publication date: 2005-08-18
Anticipated expiration: 2024-02-06
Also published as: US7151364B2; EP1562278A3; JP3751306B2; US20050174097A1; EP1562278A2

Abstract

【課題】より小型で軽量の昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】第１のコイルＬ１と第２のコイルＬ２が同一のコア上に逆向き（逆位相）に巻かれたコイルを使用し、スイッチＳＷ１をＯＮ、ＳＷ２をＯＦＦとし、第１のコイルＬ１に励磁電流を流すと同時に、第２のコイルＬ２にコアの磁化を相殺する方向に電流Ｉ２を発生させ、該第２のコイルＬ２の電流Ｉ２を出力側のコンデンサＣｏｕｔに送る。同様にして、スイッチＳＷ２をＯＮ、ＳＷ１をＯＦＦとし、第２のコイルＬ２に励磁電流を流すと同時に、第１のコイルＬ１にコアの磁化を相殺する方向に電流Ｉ１を発生させ、該第１のコイルＬ１の電流Ｉ１を出力側のコンデンサＣｏｕｔに送る。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータに関し、特に、より小型で軽量化を図った昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータ、及びプログラムに関する。

従来より、様々な昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータが提案されている。従来の昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータは、図７に示すような基本構成を有するものが多い（例えば、特許文献１および特許文献２参照）。

図７における昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ（単に、「ＤＣ／ＤＣコンバータ」ともいう）は、入力側のコンデンサＣｉｎと、出力側のコンデンサＣｏｕｔと、コイル（インダクター）Ｌと、トランジスタによるスイッチＳＷ１と、ダイオードＤ１から構成されている。

図７おいて、まず、スイッチＳＷ１をＯＮにすると、ＤＣ電源（コンデンサＣｉｎに蓄積された電荷）→コイルＬ→スイッチＳＷ１→ＧＮＤへと電流が流れる。この時、コイルＬが直流励磁されて磁気エネルギーが蓄積される。

統いて、スイッチＳＷ１をＯＦＦにすると、コイルＬに蓄積された磁気エネルギーによる誘導電圧が電源電圧（Ｃｉｎの電圧）に重畳されて、電源からの入力電圧値よりも高い電圧がコイルＬから出力され、ダイオードＤ１を介して出力電流Ｉｃが出力される。

そして、スイッチＳＷ１のＯＮ／ＯＦＦのデューティー比を変更することで、所定範囲内において所望の出力電圧を得ることができる。図８は、図７の回路における出力電流Ｉｃの時間変化を示すタイミング図である。スイッチＳＷ１のＯＦＦ期間の方がＯＮ周期よりも大きな出力電流Ｉｃが流れていることが分かる。

この図７に示すようなＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、実用的な昇圧回路であり、従来から広く知られている。
特開２００３−１１１３９０号公報特開２００３−２１６２５５号公報

しかし、上記図７に示すような回路では、電源からの電流がコイルＬを単純に直流励磁してエネルギーを蓄積する構成であるため、直流磁化された際のコイルＬにおける磁気飽和を防止するためにコイルＬのサイズは大きなものとならざるを得ない。また、一般にコイルのサイズに応じてその価格も高くなる。このため、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路全体の小型化、低価格化が困難となる。

そこで、図９に示す回路のように、コイル（インダクター）を２つ設けて、各コイルの出力側に設けられたスイッチＳＷ１、ＳＷ２を交互にＯＮ／ＯＦＦして、第１のコイルＬ１からの電流Ｉ１と、第２のコイルＬ２からの電流Ｉ２とが交互に出力側に流れるようにする構成も考えられる。図１０は、このような構成の回路における電流の時間変化を示すタイミング図である。

図９及び図１０において、スイッチＳＷ１がＯＮするとコイルＬ１に電流が流れ、ＳＷ１がＯＦＦすると、コイルＬ１に蓄積された磁気エネルギーが電流Ｉ１としてダイオードＤ１を介して出力側に流れる。同様にして、ＳＷ２がＯＮするとコイルＬ２に電流が流れ、ＳＷ２がＯＦＦすると、コイルＬ２に蓄積された磁気エネルギーが電流Ｉ２としてダイオードＤ２を介して出力側に流れる。従って、出力側に流れる電流は図１０に示すＩｃのようになる。

この構成によれば、コイルを２つ設けているので電源からの電流が分散され、各コイルにおけるピーク電流が図７に示すものより低減されるが、スイッチング周波数はそのままであり、コアの材質には磁気損失の少ない軽量のものは使えない。すなわち、図９に示す回路ではコイル（インダクター）に磁気エネルギーを蓄積するタイプなので、磁気飽和なく十分な磁気エネルギーを蓄積できるようにするには、必然的にコアが重い材質でインダクターを形成しなければならない。これが、装置全体の小型化・軽量化、安価化を阻害していた。

一方、従来より、コアにギャップを作って磁気漏れを意図的に発生させて、磁気飽和しないようにする技術が知られていた。しかしながら、この方法では、ギャップの形成加工（コアのカット等）に高度な技術を要し、かつ回路動作時の磁気漏れのコントロールにも高度な技術を要する。また、ギャップを形成することで、コアの剛性が低下するなど、強度、コスト、手間などの面で問題が生じてしまう。

一般に、ＤＣ／ＤＣコンバータに対しては、より一層の小型化・軽量化の強い要求がある。本発明は、このような課題に鑑みてなされたものであり、より小型で軽量、安価なＤＣ／ＤＣコンバータ、及びプログラムを提供することを目的とする。

本発明は上記目的を達成するためになされたものであり、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、ＤＣ電源入力部と、前記ＤＣ電源入力部の正極側に接続されたコイル部と、前記コイル部からの出力電流により昇圧された電圧を出力する出力部とを有するＤＣ／ＤＣコンバータであって、前記コイル部は、コアと、該コア上において磁気相殺するように巻かれた第1及び第２のコイルとを有し、前記第１のコイルの出力側と前記ＤＣ電源入力部の負極側に接続され該第１のコイルへの通電を制御する第１のスイッチと、前記第２のコイルの出力側と前記ＤＣ電源入力部の負極側に接続され該第２のコイルへの通電を制御する第２のスイッチと、
を有することを特徴とする。
また、さらに、前記第１のスイッチおよび第２のスイッチを交互にＯＮ/ＯＦＦ制御する制御部を有することを特徴とする。
また、前記第１及び第２のコイルは、略１対１に逆向きに巻かれていることを特徴とする。

このような構成により、第１のスイッチ（例えば、図１に示すスイッチＳＷ１）がＯＮ、第２のスイッチ（例えば、図１のＳＷ２）がＯＦＦすると、第１のコイル（例えば、図１のコイルＬ１）には入力電源電圧が印加され励磁電流が流れる。また、この時、第１のコイルと第２のコイル（例えば、図１に示すコイルＬ２）の巻線は電磁結合（トランスとして機能）しており、また巻線の巻数比が１：１であるので、第２のコイルには第１のコイル同じ電圧が誘導される。また、巻線の位相関係から、第２のコイルの出力側は入力電源よりも電位が高くなり、第２のコイルの電流は出力側のコンデンサ（例えば、図１に示すＣｏｕｔ）を充電する。

同様にして、第２のスイッチがＯＮ、第１のスイッチがＯＦＦすると、第２のコイルには入力電源電圧が印加され励磁電流が流れる。また、この時、第１のコイルと第２のコイルの巻線は電磁結合（トランスとして機能）しており、また巻線の巻数比が１：１であるので、第１のコイルには第２のコイル同じ電圧が誘導される。また、巻線の位相関係から、第１のコイルの出力側は入力電源よりも電位が高くなり、第１のコイルの電流は出力側のコンデンサを充電する。

このように、第１のスイッチがＯＮ、第２のスイッチがＯＦＦすると、第１のコイルに励磁電流が流れるのと同時刻に第２のコイルにもコアの磁化を相殺する方向に電流が発生し、第２のコイルからの電流（磁気エネルギー）が出力側に送られる。また、第２のスイッチがＯＮ、第１のスイッチがＯＦＦすると、第２のコイルに励磁電流が流れるのと同時刻に第１のコイルにもコアの磁化を相殺する方向に電流が発生し、第１のコイルからの電流（磁気エネルギー）が出力側に送られる。

これにより、第１のコイルと第２のコイルの巻線の電流が反対方向であることから、コア（フェライトコアなど）の直流磁化が相殺され、コアが磁気飽和しにくくなることで、従来技術よりも小さなコイルであっても、より大きな電力を扱うことが可能となる。すなわち、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータの小型化が可能になる。
また、例えば、それぞれのスイッチを２０ｋＨｚで駆動した場合、出力側に現れるリップルは２倍の４０ｋＨｚとなる。すなわち、リップル周波数が２倍になったのであり、電解コンデンサの損失を軽減するのに有利な副次的効果が得られる。さらに、コイルに流れる電流の周波数が２倍になるので、コアの材料に高周波用の物が使える。この結果、コアの更なる小型化、軽量化が可能となる。

また、本発明はＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第１のスイッチおよび第２のスイッチがＩＧＢＴであることを特徴とする。
このような構成により、本発明においては、コイルのコアが磁気飽和しにくくなることで、コイル及び回路の小型化が可能となるだけでなく、コイルに流れる電流の周波数が２倍になるので、コアの材料に高周波用の物が使え、更に小型、軽量にできる。すなわち、本発明では上下２つのコイル（インダクター）が互いに磁化を相殺するので、磁気飽和が防止されている。従って、個々のインダクターは小型のものでまかなえる。一方、なお、スイッチトしてＭＯＳ，パイポーラ等でもよい。ケイ素鋼板（Ｆｃ系）のコア→アモルファスのコア→フェライトのコアとなるに従って、高周波に対応できるようになるが、本発明ではコア部が高周波となるため、コア材として高周波対応のフェライトを使うことでコア部の軽量化が図れる。本発明では個々のスイッチング周披数は従来の周波数のもので良い。この結果、高周波に対応困難なＩＧＢＴが使用でき、大電流、高耐圧可能という効果を得る。

また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第１のコイルの出力側に接続され、前記第１のスイッチのＯＦＦ時に、前記第１のコイルからの電流を前記出力部の正極側に流す第１のダイオードと、前記第２のコイルの出力側に接続され、前記第２のスイッチのＯＦＦ時に、前記第２のコイルからの電流を前記出力部の正極側に流す第２のダイオードと有することを特徴とする。
このような構成により、第１のダイオード（例えば、図１に示すダイオードＤ１）と第２のダイオード（例えば、図１に示すダイオードＤ２）により、第１のコイル（例えば、図１に示すコイルＬ１）と第２のコイル（例えば、図１に示すコイルＬ１）間に不要な循環電流を生じさせることなく、昇圧動作を行うことができる。

また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、第１のコイルの出力側と、出力部の正極側との間に設けられた第３のスイッチと、第２のコイルの出力側と、出力部の正極側との間に設けられた第４のスイッチとを有し、前記第３、４のスイッチを交互にＯＮ／ＯＦＦかつ、第１、第２のスイッチを常時ＯＦＦさせることで出力部から入力部への電力回生を可能としたことを特徴とする。
このような構成により、例えば、図３において、第１のコイルとしてのコイルＬ１の出力側と、出力部の正極側、すなわちダイオードＤ１のアノードとの間に第３のスイッチとしてのスイッチＳＷ３と、第２のコイルとしてのコイルＬ２の出力側と、出力部の正極側、すなわちダイオードＤ２のアノードとの間に第４のスイッチとしてのスイッチＳＷ４を新たに設け、スイッチＳＷ３、ＳＷ４を交互にＯＮ／ＯＦＦさせ、かつ、第１、第２のスイッチであるスイッチＳＷ１、ＳＷ２を常時ＯＦＦさせることで出力部から入力部への電力回生をさせる回生モードの動作をさせることが可能となる。

また、本発明のコンピュータプログラムは、ＤＣ電源入力部と、前記ＤＣ電源入力部の正極側に接続されたコイル部と、前記コイル部からの出力電流により昇圧された電圧を出力する出力部とを有するＤＣ／ＤＣコンバータであって、前記コイル部は、コアと、該コア上において同一の巻数で互いに逆相に巻かれた第1及び第２のコイルとを有し、前記第１のコイルの出力側と前記ＤＣ電源入力部の負極側に接続され該第１のコイルへの通電を制御する第１のスイッチと、前記第２のコイルの出力側と前記ＤＣ電源入力部の負極側に接続され該第２のコイルへの通電を制御する第２のスイッチと、前記第１のスイッチおよび第２のスイッチを交互にＯＮ/ＯＦＦ制御する制御部とを有するＤＣ／ＤＣコンバータにおける前記制御部内のコンピュータに、前記第１のスイッチおよび第２のスイッチを所定のデューティー比で交互にＯＮ/ＯＦＦ制御する処理を実行させるためのプログラムである。

本発明のＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、第１のコイルと第２のコイルが磁気相殺するように巻かれたコイル部を使用し、第１のコイルに電流を流すと同時に第２のコイルにコアの磁化を相殺する方向に電流を発生させ、該第２のコイルの電流を出力側に送る。同様にして、第２のコイルに電流を流すと同時に第１のコイルにコアの磁化を相殺する方向に電流を発生させ、第２のコイルからの電流を出力側に送る。

これにより、相互の巻線の電流が反対方向であることから、鉄心の直流磁化は相殺され、従来技術よりも小さなコイルであっても、より大きな電力を扱うことが可能となる。すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータの小型化が可能になる。

また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータでは、簡単な回路構成により、容易に略２倍電圧を生じる昇圧回路を提供することができる。また、電源電圧に同じ電圧値を積み重ねただけなので、特殊な制御をしなくても、ほぼ入力の２倍の電圧が保たれる。スイッチングデユーティー比は、それぞれ５０％に近く、可能な限り大きく、かつ、異常電流が流れない値で固定してやれば良い。

また、それぞれのスイッチを例えば、２０ｋＨｚで駆動した場合、出力側に現れるリップルは２倍の４０ｋＨｚとなる。すなわち、リップル周波数が２倍になったのであり、結果としてリップル電流が低減でき、電解コンデンサの損失を軽減できるという効果が得られる。

また、コイルのコアが磁気飽和しにくくなることで、コイル及び回路の小型化が可能となるだけでなく、コイルに流れる電流の周波数が２倍になるので、コアの材料に高周波用の物が使え、更に小型、軽量にできる。一般に、ケイ素鋼板（Ｆｃ系）のコア→アモルファスのコア→フェライトのコアとなるに従って、高周波に対応できるようになるが、本発明ではコア材として高周波対応のフェライトを使うことができる。これは磁気結合したコア部において高周波が得られるからである。これは、コア部の軽量化につながる。反面、個々のスイッチング周波数は従来の周波数のもので良い。この結果、本発明ではスイッチとして高周波に対応困難なＩＧＢＴが使用でき、大電流、高耐圧可能という効果を得る。

次に本発明を実施するための最良の形態について図面を参照して説明する。

図１は、本発明による昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ（単に、「ＤＣ／ＤＣコンバータ」ともいう）の原理回路図である。また、図２は、図１の回路における電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉｃの時間変化を示すタイミング図である。

本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、図１に示す如く一つのコア上に巻かれた２個のコイルＬＩ、Ｌ２、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、２個の整流用のダイオードＤ１、Ｄ２、入力側の平滑用のコンデンサＣｉｎ、出力側の平滑用のコンデンサＣｏｕｔ、スイッチＳＷ１及びスイッチＳＷ２をＯＮ／ＯＦＦ制御する制御部１を有している。なお、本実施例では、２個のコイルＬ１、Ｌ２の巻き数比は１：１であり、逆方向（逆相）に巻かれている。

また、制御部１はスイッチＳＷ１及びスイッチＳＷ２をＯＮ／ＯＦＦ制御する機能を有するが、この制御部１は、専用のハードウェアにより実現されるものであってもよく、また、制御部１内にメモリおよびＣＰＵ等のコンピュータシステムを設け、制御部１の機能を実現するためのプログラム（図示せず）をメモリにロードして実行することによりその機能を実現させるものであってもよい。

以下、図１の回路の動作について、図２を用いて説明する。
時刻ｔ１（図２参照）においてスイッチＳＷ１がＯＮすると、Ａ点（図１）の電位は、ＧＮＤ（０Ｖ）レベルに引き下げられる。そして、コイルＬ１（上側の巻線）には入力電圧（例えば、１０Ｖ）が印加され、電流Ｉ１が流れる。

この時、コイルＬ１（上側の巻線）とコイルＬ２（下側の巻線）の巻線は磁気的に結合（トランスとして機能）しており、また巻線の巻数比が１：１であるので、コイルＬ２にはコイルＬ１と同じ１０Ｖが誘導される。また、巻線の位相関係から、コイルＬ２の巻線のドットが付いた側、すなわち、Ｂ点の方がコイルＬ２の上流側（電源側）よりも電位が高くなる。

すなわち、コイルＬ２の入力側は電源の＋側に接続されているので、コイルＬ２に誘導された電圧分は入力電源電圧の上に積み上がることになる。その結果、Ｂ点の電位はほぼ２０Ｖとなり、スイッチＳＷ１がＯＮの期間中に、コイルＬ２の電流Ｉ２はダイオードＤ２を経由して出力側に電流Ｉｃとして出力されていく。

このように、スイッチＳＷ１がＯＮしてコイルＬ１（上側の巻き線）に電流Ｉ１が流れるのと同時刻にコイルＬ２（下側の巻線）にも電流Ｉ２が鉄心の磁化を相殺する方向に発生し、コイルＬ２からの電流が出力側に送られる。

一方、スイッチＳＷ１がＯＦＦし、代ってスイッチＳＷ２が時刻ｔ２においてＯＮすると、上述した動作と全く同様にしてコイルＬ１（上側の巻線）に入力電圧の略２倍の電圧が発生し、コイルＬ１からの電流Ｉ１がダイオードＤ１を経由して出力側に電流Ｉｃとして出力されていく。

これらの動作を繰り返して、入力の略２倍（正確には出力側のダイオードの順電圧降下、コイルの巻線抵抗による損失等で約１〜２Ｖ程度電圧降下するので、２倍を若干下回る）の電圧が出力され続ける。

なお、ここで、万が一スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２とが同時にＯＮすると、２巻線のインダクタンス分が失われて、それぞれの巻線はほとんど短絡状態になってしまう。従って、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２は、同時にＯＮさせてはならない。すなわち、スイッチＳＷ１、ＳＷ２のそれぞれの最大ＯＮデューティーは５０％未満である必要がある（現実のスイッチは理想的ではなく、ＯＮ／ＯＦＦに有限の過渡時間がかかるので、実際の上限は例えば、デューティー４５％程度になる)。このデューティー比は、コイルＬ１、Ｌ２、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、コンデンサＣｉｎ、Ｃｏｕｔ等の特性に応じて、回路が最も効率良く上昇動作をするように設定される。

このように本発明のＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、２個のコイルＬ１、Ｌ２が一つのコア上に巻かれ、各巻線に流れる電流の向きを逆向きにすることで、磁気的な結合を形成し、コアである鉄心などの直流磁化を相殺する点に特徴がある。また、コイルを２つ設けることによって、各コイルのビーク電流が低減する。これは、磁気飽和への余裕を増し、コイルの小型化に大いに貢献する。また、片方のコイルに電流を流すことで、反対側のコイルにトランス効果による電圧が発生するため、そのコイルにも電流が流れる。この結果、２倍の周波数でスイッチングしていることとなる。この結果、本願では軽量で磁気損失の少ない例えばフェライトをコアに使用できる。また、コアの磁束は反対側のコイルが吸収するため、磁気飽和しにくくなり、コアの小型化が可能となる。

図３は、本発明による昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの第１の実施例を示す図である。図３に示す回路では、入力側のコンデンサＣｉｎと出力側のコンデンサＣｏｕｔの電気容量を４７０μＦとし、コイルＬ１、Ｌ２のインダクタンスを１１０μＨとし、スイッチＳＷ１、ＳＷ２のスイッチング周波数を２０ｋＨｚとした。

図４は、図３に示す回路により測定した波形図であり、図３の回路において入力電圧２５Ｖ、出力電圧５０Ｖ弱(実際には４７．５Ｖ程であった)、１５０Ｗ運転時に得られた波形図である。

なお、図４においては、上から順番に、Ａ点（図３）の電圧（コイルＬ１の出力側の電圧）、Ｉａ（コイルＬ１に流れる電流）、Ｉｂ（コイルＬ２に流れる電流）の時間変化を示したものである。

時刻ｔ１においてスイッチＳＷ１がＯＮ、スイッチＳＷ２がＯＦＦすると、Ａ点の電位は、ＧＮＤ（０Ｖ）レベルに引き下げられる。そして、コイルＬ１（上側の巻線）には入力電圧（例えば、１０Ｖ）が印加され、電流Ｉａが流れる。この時、コイルＬ１（上側の巻線）とコイルＬ２（下側の巻線）の巻線は磁気的に結合（トランスとして機能）しており、電流Ｉｂが流れる。

また、時刻ｔ２においてスイッチＳＷ１がＯＦＦ、スイッチＳＷ２がＯＮすると、コイルＬ２（下側の巻線）には入力電圧（例えば、１０Ｖ）が印加され、電流Ｉｂが流れる。この時、コイルＬ２（下側の巻線）とコイルＬ１（上側の巻線）の巻線は磁気的に結合（トランスとして機能）しており、電流Ｉａが流れる。

図５は、本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータの第２の実施例を示す図である。図５に示す例では、入力側のコンデンサＣｉｎの電気容量を４７０μＦとし、出力側のコンデンサＣｏｕｔの電気容量を１５００μＦとし、コイルＬ１、Ｌ２のインダクタンスを５５０μＨ（相互インダクタンスを１０００μＨ）とし、負荷抵抗を５０Ωとし、スイッチＳＷ１、ＳＷ２をＦＥＴトランジスタで構成した例である。入力電源電圧を２０Ｖ、スイッチＳＷ１、ＳＷ２のスイッチング周波数を２０ｋＨｚとした。

また、図６は、本発明を用いた実際の回路における各部の波形測定例を示す図であり、入力電圧１５０Ｖ、出力電圧２９７Ｖ、出力３．３７ｋＷ時の波形を示したものである。

図６中の、符号ａ１はスイッチＳＷ２をオン／オフするためのゲート波形、ａ２はスイッチＳＷ１に印加される電圧波形、ａ３はスイッチＳＷ１をオン／オフするためのゲート波形、ａ４はスイッチＳＷ２に印加される電圧波形、ａ５はダイオードＤ１から流れる電流波形、ａ６はダイオードＤ２から流れる電流波形、ａ７はコイルＬ１から流れる電流波形、ａ８はコイルＬ２から流れる電流波形を示している。

なお、図３において、第１のコイルとしてのコイルＬ１の出力側と、出力部の正極側、すなわちダイオードＤ１のアノードとの間に第３のスイッチとしてのスイッチＳＷ３と、第２のコイルとしてのコイルＬ２の出力側と、出力部の正極側、すなわちダイオードＤ２のアノードとの間に第４のスイッチとしてのスイッチＳＷ４を新たに設け、スイッチＳＷ３、ＳＷ４を交互にＯＮ／ＯＦＦさせ、かつ、第１、第２のスイッチであるスイッチＳＷ１、ＳＷ２を常時ＯＦＦさせることで出力部から入力部への電力回生をさせる回生モードの動作をさせることが可能となる。

この回生モードは、例えば、出力側側の負荷としてモータなどが使用されており、回転数を減速制御（回生ブレーキ動作など）し、出力（負荷）の電圧が上昇した場合、出力（負荷）側が入力（電源）側の電圧の２倍となるように、出力（負荷）側の電圧を降圧して（入力側にエネルギーを還す）、入力側のバッテリ等の電源に充電する場合等に使用される。

本発明においては、コイル部及びＤＣ／ＤＣコンバータの小型化／軽量化を実現できるので、直流電流の電圧変換を行う様々な回路に適用することができる。例えば、ソーラーセルが太陽光から発電し、発電電圧を系統電圧レベルまで上昇させるインバータヘの入力（ＦＣ（燃料電池）、風力発電なども同様）、自動のハイブリッドシステムのモータ駆動電圧の昇圧、一般のバッテリー電圧以上の電圧が必要な負荷を使用するシステム、自動車等の移動体や設置場所が狭い家庭用電気機器への用途に利用できる。

本発明による昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの原理回路図。図１に示す回路の波形図。本発明による昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの第１の実施例を示す図。図３に示す回路により測定した波形図。本発明による昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの第２の実施例を示す図。実際の回路における各部の波形測定例を示す図。従来の昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの例を示す図。図７の回路における出力電流Ｉｃの時間変化を示すタイミング図。従来の昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの他の例を示す図。図９の回路における各部の電流の時間変化を示すタイミング図。

符号の説明

１制御部
Ｃｉｎ入力側のコンデンサ
Ｃｏｕｔ出力側のコンデンサ
Ｄ１、Ｄ２ダイオード
Ｌ１、Ｌ２コイル（インダクター）
ＳＷ１、ＳＷ２スイッチ

Claims

ＤＣ電源入力部と、前記ＤＣ電源入力部の正極側に接続されたコイル部と、前記コイル部からの出力電流により昇圧された電圧を出力する出力部とを有するＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記コイル部は、コアと、該コア上において磁気相殺するように巻かれた第1及び第２のコイルとを有し、
前記第１のコイルの出力側と前記ＤＣ電源入力部の負極側に接続され該第１のコイルへの通電を制御する第１のスイッチと、
前記第２のコイルの出力側と前記ＤＣ電源入力部の負極側に接続され該第２のコイルへの通電を制御する第２のスイッチと、
を有することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
さらに、前記第１のスイッチおよび第２のスイッチを交互にＯＮ/ＯＦＦ制御する制御部を有することを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記第１及び第２のコイルは、略１対１に逆向きに巻かれていることを特徴とする請求項１または２のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記第１のスイッチおよび第２のスイッチがＩＧＢＴであることを特徴とする請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記第１のコイルの出力側と、前記出力部の正極側との間に設けられた第１のダイオードと、
前記第２のコイルの出力側と、前記出力部の正極側との間に設けられた第２のダイオードと有することを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
第１のコイルの出力側と、出力部の正極側との間に設けられた第３のスイッチと、
第２のコイルの出力側と、出力部の正極側との間に設けられた第４のスイッチとを有し、
前記第３、４のスイッチを交互にＯＮ／ＯＦＦかつ、第１、第２のスイッチを常時ＯＦＦさせることで出力部から入力部への電力回生を可能としたことを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
ＤＣ電源入力部と、前記ＤＣ電源入力部の正極側に接続されたコイル部と、前記コイル部からの出力電流により昇圧された電圧を出力する出力部とを有するＤＣ／ＤＣコンバータであって、前記コイル部は、コアと、該コア上において磁気相殺するように巻かれた第1及び第２のコイルとを有し、前記第１のコイルの出力側と前記ＤＣ電源入力部の負極側に接続され該第１のコイルへの通電を制御する第１のスイッチと、前記第２のコイルの出力側と前記ＤＣ電源入力部の負極側に接続され該第２のコイルへの通電を制御する第２のスイッチと、前記第１のスイッチおよび第２のスイッチを交互にＯＮ/ＯＦＦ制御する制御部とを有するＤＣ／ＤＣコンバータにおける前記制御部内のコンピュータに、
前記第１のスイッチおよび第２のスイッチを所定のデューティー比で交互にＯＮ/ＯＦＦ制御する処理を実行させるためのプログラム。