JP2014204499A - 直流−直流コンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】電源投入時に発生する平滑コンデンサの充電電流（突入電流）に起因する直流−直流コンバータの信頼性低下が懸念される。【解決手段】直流−直流コンバータ（ＤＣ１）は、印加された直流入力電圧（Ｖｉｎ）を昇圧して昇圧パルス（Ｖｓ）を出力する昇圧部（２）と、昇圧パルスを平滑して直流出力電圧（Ｖｏｕｔ）を出力する平滑部（３）と、充電部（４）と、を備える。充電部は、直流入力電圧が昇圧部に印加される前に、平滑部が有する平滑コンデンサを設定電圧Ｖｃに充電する。【選択図】図１

Description

本発明は、入力電圧の電圧値よりも高い出力電圧を生成する直流−直流コンバータに関する。

特許文献１は、昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータの一例を開示する。そのＤＣ−ＤＣコンバータは、同一のコア上に逆向きに巻かれた２つのコイルと、そのコイルの一方に励磁電流を流すと同時に、他方のコイルにコアの磁化を相殺する方向に電流を発生させる２つのスイッチを備える。磁化を相殺させる方向に発生する電流は、出力側のコンデンサに送られる。さらに、２つのスイッチの動作を切り替え、励磁電流を流すコイルと、磁化を相殺させる電流を発生させるコイルを入れ替える。

特許文献２は、トランス、２つのトランジスタ、２つの出力ダイオード、チョークコイル、および平滑用コンデンサを備えるＤＣ−ＤＣコンバータの他の例を開示する。トランスを構成する２つの巻線の一端は直流電源が接続される入力端子と接続され、２つの巻線の他端は１対のトランジスタを介して、他の入力端子と接続される。２つの巻線からの出力は、２つのダイオードとチョークコイルを介して、平滑用コンデンサおよび負荷が接続される出力端子に供給される。

特開２００５−２２４０５８号公報 特開平７−２２２４４３号公報

特許文献１および特許文献２が開示するＤＣ−ＤＣコンバータ（以下、直流−直流コンバータ、と記載する。）は、入力端子と出力端子間に、コイルとダイオードが直列接続された電流経路を有する。その結果、直流−直流コンバータの電源投入時、コイルおよびダイオードには、平滑用コンデンサを充電する突入電流が流れる。この突入電流が流れるコイル等の回路部品への悪影響や、突入電流で発生する電磁ノイズによる周辺機器への悪影響が懸念される。その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

直流−直流コンバータは、直流入力電圧が印加される１対の直流入力端子と、直流出力電圧を出力する１対の直流出力端子と、１対のインダクタ、および１対のスイッチを有する昇圧部と、１対の直流出力端子間に接続された平滑コンデンサを有する平滑部と、充電部と、を備える。昇圧部は、直流入力電圧が印加される１対のインダクタを１対のスイッチで交互に駆動して、昇圧パルスを生成する。平滑部は、平滑コンデンサで昇圧パルスを平滑して、直流出力電圧を生成する。充電部は、１対の直流入力端子へ直流入力電圧が印加される前に、平滑コンデンサを充電する。

電気部品に流れる突入電流が抑制され、信頼性が向上した直流−直流コンバータが実現される。

実施の形態１に係る直流−直流コンバータの回路図である。 実施の形態１に係る直流−直流コンバータの昇圧動作を説明するタイミング図である。 実施の形態１に係る直流−直流コンバータの電源投入時の動作を説明する回路図である。 実施の形態１に係る直流−直流コンバータが備える充電部の第１具体例を示す回路図である。 実施の形態１に係る直流−直流コンバータが備える充電部の第２具体例を示す回路図である。 実施の形態１に係る直流−直流コンバータが備える充電部の第３具体例を示す回路図である。 実施の形態１に係る直流−直流コンバータが備える充電部の第４具体例を示す回路図である。 実施の形態１に係る直流−直流コンバータとの比較例である直流−直流コンバータの回路図である。 実施の形態２に係る直流−直流コンバータの回路図である。 実施の形態３に係る直流−直流コンバータの回路図である。 実施の形態３に係る直流−直流コンバータの昇圧動作を説明するタイミング図である。

以下、図面を参照しつつ、実施の形態について説明する。実施の形態の説明において、個数、量などに言及する場合、特に記載ある場合を除き、必ずしもその個数、量などに限定されない。実施の形態の図面において、同一の参照符号や参照番号は、同一部分または相当部分を表わすものとする。また、実施の形態の説明において、同一の参照符号等を付した部分等に対しては、重複する説明は繰り返さない場合がある。

＜実施の形態１＞
図１は、実施の形態１に係る直流−直流コンバータＤＣ１の回路図を示す。

直流−直流コンバータＤＣ１は、１対の直流入力端子、昇圧部２、平滑部３、充電部４、および１対の直流出力端子を備える。ここで、１対の直流入力端子は、高電位側直流入力端子ＤＣ＿ｉｎ＋および低電位側直流入力端子ＧＮＤで構成される。さらに、１対の直流出力端子は、高電位側直流出力端子ＤＣ＿ｏｕｔ＋および低電位側直流出力端子ＧＮＤで構成される。なお、本明細書において、記号ＧＮＤは、接地電位を意味するとともに、上述の各端子の記号としても使用される。

１対の直流入力端子には、直流電源１が出力する直流入力電圧Ｖｉｎが印加され、１対の直流出力端子からは、直流入力電圧Ｖｉｎを昇圧した直流出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。即ち、直流−直流コンバータＤＣ１は、昇圧型の直流−直流コンバータである。

昇圧部２は、トランスＬ１、ダイオードＤ１ａ、ダイオードＤ１ｂ、スイッチＳＷ１ａ、スイッチＳＷ１ｂ、および制御回路２Ｃを有する。昇圧部２は、１対の直流入力端子に印加された直流入力電圧Ｖｉｎを、昇圧パルスＶｓに変換する機能を有する。

トランスＬ１は、１つのコアに形成されたインダクタＬ１ａおよびインダクタＬ１ｂを有する。インダクタＬ１ａおよびインダクタＬ１ｂの一端はノードＮ０と接続され、その他端は、それぞれ、ノードＮ１ａおよびノードＮ１ｂと接続される。インダクタＬ１ａおよびインダクタＬ１ｂは、磁気的に相殺されるように、同一のコアに形成される。即ち、ノードＮ０からノードＮ１ａおよびノードＮ１ｂに電流が流れた場合、インダクタＬ１ａおよびインダクタＬ１ｂは、互いに逆向きの磁束を発生するように、磁気的に結合している。さらに、インダクタＬ１ａおよびインダクタＬ１ｂのコイル巻数（以下、単に、巻数と記載する場合もある）は、互いに同一に設定される。

ダイオードＤ１ａおよびダイオードＤ１ｂのアノードは、それぞれ、ノードＮ１ａおよびノードＮ１ｂと接続され、各ダイオードのカソードは、ともに、ノードＮ２と接続される。スイッチＳＷ１ａおよびスイッチＳＷ１ｂは、いずれも、トランジスタである。スイッチＳＷ１ａおよびスイッチＳＷ１ｂの一端（トランジスタのドレイン）は、それぞれ、ノードＮ１ａおよびノードＮ１ｂと接続され、各スイッチの他端（トランジスタのソース）は、低電位側直流入力端子ＧＮＤと接続される。

制御回路２Ｃは、スイッチＳＷ１ａおよびスイッチＳＷ１ｂの導通状態を制御する。より具体的には、スイッチＳＷ１ａおよびスイッチＳＷ１ｂの導通状態を、交互に反転させる。即ち、一方のスイッチが導通状態（ｏｎ）に設定される期間、他方のスイッチは非導通状態（ｏｆｆ）に設定される。各スイッチの導通状態制御は、トランジスタのゲート電圧の制御により行われる。なお、スイッチＳＷ１ａ／ＳＷ１ｂは、電界効果トランジスタに限定されず、他の電気的なスイッチング素子や、その他機械的なスイッチング素子でもよい。

平滑部３は、平滑インダクタＬｃおよび平滑コンデンサＣ１を有する。平滑インダクタＬｃの一端は、ノードＮ２と接続され、その他端は、ノードＮ３と接続される。平滑コンデンサＣ１の一端は、ノードＮ３と接続され、その他端は、低電位側直流出力端子ＧＮＤと接続される。平滑部３は、リプルを有する昇圧パルスＶｓを平滑して、直流出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。

充電部４が出力する直流電圧は、平滑コンデンサＣ１の一方の端子が接続されるノードＮ３に印加される。充電部４は、後述の通り、直流電源１の直流入力電圧Ｖｉｎが直流−直流コンバータＤＣ１へ印加される前に、所定時間、平滑コンデンサＣ１を充電する機能を有する。

図２は、実施の形態１に係る直流−直流コンバータＤＣ１の昇圧動作を説明するタイミング図である。

図２は、充電部４による平滑コンデンサＣ１の充電が終了し、１対の直流入力端子に直流入力電圧Ｖｉｎが印加されている直流−直流コンバータＤＣ１の動作波形を示す。横軸は、時刻を示し、縦軸は、主要部の動作を説明する波形を示す。縦軸および横軸とも、任意スケールである。

時刻ｔａ１に、制御回路２Ｃは、スイッチＳＷ１ｂの非導通状態を維持しつつ、スイッチＳＷ１ａを非導通状態から導通状態へ変化させる。すると、スイッチＳＷ１ａで駆動されたインダクタＬ１ａには、高電位側直流入力端子ＤＣ＿ｉｎ＋から低電位側直流入力端子ＧＮＤに流れる電流が供給される。この電流により、インダクタＬ１ｂの両端には、直流入力電圧Ｖｉｎとほぼ等しい値を有する誘導電圧Ｖｉｎ１が誘起される。なお、インダクタＬ１ａおよびインダクタＬ１ｂのコイル巻数は、上述の通り、互いに同一に設定されているため、誘導電圧Ｖｉｎ１の値は、直流入力電圧Ｖｉｎの値とほぼ等しくなる。

インダクタＬ１ｂの両端に誘導電圧Ｖｉｎ１が生成されると、ノードＮ１ｂの電圧は、直流入力電圧Ｖｉｎと誘導電圧Ｖｉｎ１の加算値まで上昇する。ダイオードＤ１ｂの順方向電圧を順方向電圧Ｖｆ１ｂとすると、ノードＮ２の電圧、即ち、昇圧パルスＶｓの電圧は、以下の式で求められる。
Ｖｓ＝Ｖｉｎ＋Ｖｉｎ１−Ｖｆ１ｂ …… 式１ａ
なお、図２において、スイッチＳＷ１ａの導通時間ｔａにおける昇圧パルスＶｓの値は、式１ａの近似値として、直流入力電圧Ｖｉｎの２倍の値としている。

時刻ｔａ２から時刻ｔｂ１の期間は、スイッチＳＷ１ａおよびスイッチＳＷ１ｂとも、非導通状態に設定される。その理由は、以下の通りである。即ち、スイッチＳＷ１ａおよびスイッチＳＷ１ｂを同時に導通状態に設定すると、インダクタＬ１ａが生成する磁束とインダクタＬ１ｂが生成する磁束は互いに打ち消しあい、トランスＬ１のインダクタ成分は、ほとんど喪失される。このインダクタ成分の喪失に起因する直流電源１の出力端子間（即ち、１対の直流入力端子間）の短絡を防止するため、スイッチＳＷ１ａおよびスイッチＳＷ１ｂとも、非導通状態とする期間が設定される。

時刻ｔａ１から時刻ｔａ２の期間にインダクタＬ１ａに蓄積された励磁エネルギーは、時刻ｔａ２から時刻ｔｂ１の期間にわたり、ダイオードＤ１ａを介して、平滑部３へ放出される。同時に、インダクタＬ１ｂの電流も連続して、平滑部３へ流れる。

時刻ｔｂ１に、制御回路２Ｃは、スイッチＳＷ１ａの非導通状態を維持しつつ、スイッチＳＷ１ｂを非導通状態から導通状態に変化させる。すると、スイッチＳＷ１ｂで駆動されたインダクタＬ１ｂには、高電位側直流入力端子ＤＣ＿ｉｎ＋から低電位側直流入力端子ＧＮＤに流れる電流が供給される。この電流により、インダクタＬ１ａの両端には、直流入力電圧Ｖｉｎとほぼ等しい値を有する誘導電圧Ｖｉｎ１が誘起される。

インダクタＬ１ａの両端に誘導電圧Ｖｉｎ１が生成されると、ノードＮ１ａの電圧は、直流入力電圧Ｖｉｎと誘導電圧Ｖｉｎ１の加算値まで上昇する。ダイオードＤ１ａの順方向電圧を順方向電圧Ｖｆ１ａとすると、ノードＮ２の電圧、即ち、昇圧パルスＶｓの電圧は、以下の式で求められる。
Ｖｓ＝Ｖｉｎ＋Ｖｉｎ１−Ｖｆ１ａ …… 式１ｂ
なお、図２において、スイッチＳＷ１ｂの導通時間ｔｂにおける昇圧パルスＶｓの値は、式１ｂの近似値として、直流入力電圧Ｖｉｎの２倍の値としている。

時刻ｔｂ２から時刻ｔａ３の期間、スイッチＳＷ１ａおよびスイッチＳＷ１ｂとも、非導通状態に設定される。この期間、インダクタＬ１ｂに蓄積されていた励磁エネルギーは、ダイオードＤ１ｂを介して、平滑部３へ放出される。同時に、インダクタＬ１ａの電流も連続して、平滑部３へ流れる。

時刻ｔａ１からスイッチング周期Ｔ経過後の時刻ｔａ３以降も、制御回路２Ｃは、各スイッチング周期Ｔにおいて、スイッチＳＷ１ａおよびスイッチＳＷ１ｂを交互に導通状態に設定し、昇圧部２は、昇圧パルスＶｓを生成する。

平滑部３は、昇圧パルスＶｓを平滑インダクタＬｃおよび平滑コンデンサＣ１で平滑し、直流出力電圧Ｖｏｕｔを出力する。直流出力電圧Ｖｏｕｔは、以下の式で求められる。
Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ＋Ｖｉｎ＊２＊Ｄｕｔｙ−Ｖｆ …… 式２
順方向電圧Ｖｆは、順方向電圧Ｖｆ１ａおよび順方向電圧Ｖｆ１ｂの平均値である。

デューティ比Ｄｕｔｙは、スイッチング周期Ｔに対する、スイッチＳＷ１ａの導通時間ｔａ、およびスイッチＳＷ１ｂの導通時間ｔｂの比率である。スイッチング周期Ｔにおいて、スイッチＳＷ１ａおよびスイッチＳＷ１ｂの非導通時間が設定されるため、デューティ比Ｄｕｔｙは、０．５より小さく設定される。

順方向電圧Ｖｆが直流入力電圧Ｖｉｎより無視できるほど小さい場合、直流−直流コンバータＤＣ１は、最大で直流入力電圧Ｖｉｎの２倍まで昇圧された直流出力電圧Ｖｏｕｔを生成することが可能である（式２）。

図３は、実施の形態１に係る直流−直流コンバータＤＣ１の電源投入時の動作を説明する回路図である。

図３は、図１に示される直流−直流コンバータＤＣ１に直流入力電圧Ｖｉｎが印加された直後の、昇圧部２および平滑部３に流れる突入電流Ｉ１および突入電流Ｉ２を示す。突入電流Ｉ１および突入電流Ｉ２は、いずれも、直流電源１から平滑コンデンサＣ１に供給される充電電流である。本明細書において、直流−直流コンバータＤＣ１の電源投入時に発生する平滑コンデンサＣ１の充電電流は、特に、”突入電流”と表現される。

電源投入後から昇圧動作を開始するまで、制御回路２Ｃが備えるスイッチＳＷ１ａおよびスイッチＳＷ１ｂは、非導通状態にある。一方、充電部４は、直流−直流コンバータＤＣ１に直流入力電圧Ｖｉｎが印加される前に、平滑コンデンサＣ１の充電を完了し、その動作を停止する。平滑コンデンサＣ１が設定電圧Ｖｃまで充電されると、充電部４は、その後、ノードＮ３から電気的に切断される。

突入電流Ｉ１は、高電位側直流入力端子ＤＣ＿ｉｎ＋から、インダクタＬ１ｂ、ダイオードＤ１ｂ、平滑インダクタＬｃ、および平滑コンデンサＣ１を経由（以下、経路１、と記載）して、低電位側直流出力端子ＧＮＤに流れる電流である。突入電流Ｉ２は、高電位側直流入力端子ＤＣ＿ｉｎ＋から、インダクタＬ１ａ、ダイオードＤ１ａ、平滑インダクタＬｃ、および平滑コンデンサＣ１を経由（以下、経路２、と記載）して、低電位側直流出力端子ＧＮＤに流れる電流である。以下の、説明において、経路１のインピーダンスｒ１は、経路２のインピーダンスｒ２より小さい（ｒ１＜ｒ２）、とされる。

（突入電流Ｉ１の計算）
高電位側直流入力端子ＤＣ＿ｉｎ＋に直流入力電圧Ｖｉｎが印加されると、平滑コンデンサＣ１は、より小さいインピーダンスｒ１を有する経路１の突入電流Ｉ１で充電される。この時、インダクタＬ１ｂの両端には、以下の電圧ＶＬ１ｂが印加される。
Ｖｃ≦Ｖｉｎ−Ｖｆ１ｂの場合、
ＶＬ１ｂ＝Ｖｉｎ−Ｖｆ１ｂ−Ｖｃ …… 式３ａ
Ｖｃ＞Ｖｉｎ−Ｖｆ１ｂの場合、
ＶＬ１ｂ＝０ …… 式３ｂ
ここで、記号”Ｖｆ１ｂ”は、ダイオードＤ１ｂの順方向電圧である。

従って、経路１を流れる突入電流Ｉ１の最大突入電流Ｉｒ１は、以下の式で求められる。
Ｖｃ≦Ｖｉｎ−Ｖｆ１ｂの場合、
Ｉｒ１＝（Ｖｉｎ−Ｖｆ１ｂ−Ｖｃ）／ｒ１ …… 式４ａ
Ｖｃ＞Ｖｉｎ−Ｖｆ１ｂの場合、
Ｉｒ１＝０ …… 式４ｂ
ここで、記号”／”は、除算記号である。

式４ａに示される通り、設定電圧Ｖｃの値が大きい程、経路１の最大突入電流Ｉｒ１は、減少する。式４ｂに示される通り、設定電圧Ｖｃの値が、”Ｖｉｎ−Ｖｆ１ｂ”以上の値に設定されると、最大突入電流Ｉｒ１は流れなくなる。

（突入電流Ｉ２の計算）
トランスＬ１を構成するインダクタＬ１ａおよびインダクタＬ１ｂは、上述の通り、互いに逆向きの磁束を発生するように、磁気的に結合している。その結果、インダクタＬ１ｂに流れる突入電流Ｉ１に応答して、インダクタＬ１ａの両端には、以下の電圧ＶＬ１ａが誘起される。この電圧ＶＬ１ａは、高電位側直流入力端子ＤＣ＿ｉｎ＋が低電位となるように誘起される。
Ｖｃ≦Ｖｉｎ−Ｖｆ１ｂの場合、
ＶＬ１ａ＝Ｖｉｎ−Ｖｆ１ｂ−Ｖｃ …… 式５ａ
Ｖｃ＞Ｖｉｎ−Ｖｆ１ｂの場合、
ＶＬ１ａ＝０ …… 式５ｂ
ダイオードＤ１ａが導通する直前のノードＮ１ａの電圧ＶＮ１ａは、高電位側直流入力端子ＤＣ＿ｉｎ＋の電圧Ｖｉｎに、式５ａまたは式５ｂの電圧ＶＬ１ａを加算した以下の値に設定される。
Ｖｃ≦Ｖｉｎ−Ｖｆ１ｂの場合、
ＶＮ１ａ＝２＊Ｖｉｎ−Ｖｆ１ｂ−Ｖｃ …… 式６ａ
Ｖｃ＞Ｖｉｎ−Ｖｆ１ｂの場合、
ＶＮ１ａ＝Ｖｉｎ …… 式６ｂ
ここで、記号”＊”は、乗算記号である。

ダイオードＤ１ａが導通すると、経路２を流れる突入電流Ｉ２の最大突入電流Ｉｒ２は、以下の式で求められる。
Ｖｃ≦Ｖｉｎ−Ｖｆ１ａの場合、
Ｉｒ２＝（２＊Ｖｉｎ−Ｖｆ１ｂ−Ｖｃ−Ｖｆ１ａ−Ｖｃ）／ｒ２ …… 式７ａ
Ｖｃ＞Ｖｉｎ−Ｖｆ１ｂの場合、
Ｉｒ２＝（Ｖｉｎ−Ｖｆ１ａ−Ｖｃ）／ｒ２ …… 式７ｂ
ここで、記号”Ｖｆ１ａ”は、ダイオードＤ１ａの順方向電圧である。

平滑コンデンサの最大突入電流Ｉｒは、以下の式で求められる。
Ｉｒ＝Ｉｒ１＋Ｉｒ２ …… 式８
即ち、設定電圧Ｖｃの値が大きい程、最大突入電流Ｉｒは小さくなる。また、設定電圧Ｖｃの値が、式９ａおよび式９ｂの両方を満足する場合、最大突入電流Ｉｒは零、となる。
Ｖｃ≧Ｖｉｎ−Ｖｆ１ｂ …… 式９ａ
Ｖｃ≧Ｖｉｎ−Ｖｆ１ａ …… 式９ｂ
なお、経路１のインピーダンスｒ１が経路２のインピーダンスｒ２よりも高い場合、最大突入電流の計算は、上述の逆となる。

実施の形態１に係る直流−直流コンバータＤＣ１の効果は、以下の通りである。
（インダクタ対を交互に駆動する構成の効果）
直流−直流コンバータＤＣ１は、トランスＬ１を構成する１対のインダクタＬ１ａ／Ｌ１ｂを１対のスイッチＳＷ１ａ／ＳＷ１ｂで交互に駆動し、１対のダイオードＤ１ａ／Ｄ１ｂのカソードに昇圧パルスＶｓを生成する構成を有する。従って、１対のインダクタＬ１ａ／Ｌ１ｂのそれぞれと、および１対のダイオードＤ１ａ／Ｄ１ｂのそれぞれと、に流れる電流の周波数は、１対のスイッチＳＷ１ａ／ＳＷ１ｂのスイッチング周波数の２倍となる。

その結果、インダクタに流れる電流の周波数とそのインダクタを駆動するスイッチのスイッチング周波数が同一である場合と比較し、トランスＬ１のコアの磁束密度を、より低くすることが可能となる。即ち、トランスＬ１の、より一層の小型化が実現される。加えて、１対のダイオードＤ１ａ／Ｄ１ｂのカソードに生成される昇圧パルスＶｓの周波数も２倍になるため、平滑インダクタＬｃの磁束密度を低く設定することが可能となる。即ち、平滑インダクタＬｃの、より一層の小型化が実現される。

また、平滑コンデンサＣ１に流れる電流のリプルも小さくなるため、平滑コンデンサＣ１の内部発熱が減少する。即ち、平滑コンデンサＣ１の長寿命化が実現される。さらに、１対のスイッチＳＷ１ａ／ＳＷ１ｂのスイッチング周波数を低く設定できるため、スイッチング損失が低下し、発熱の減少さらには直流−直流コンバータＤＣ１の効率向上が図れる。

直流−直流コンバータＤＣ１が備える１対のインダクタＬ１ａ／Ｌ１ｂは、磁気的に相殺されるように同一のコアに形成される。この結果、コアの磁気飽和への余裕が増加し、トランスＬ１の小型化が実現される。このトランスＬ１の小型化により、トランスＬ１の鉄損が減少し、直流−直流コンバータＤＣ１の効率が向上する。

（充電部の効果）
充電部４は、直流入力電圧Ｖｉｎが直流−直流コンバータＤＣ１へ印加される（電源投入）前に、所定時間、平滑コンデンサＣ１を充電する機能を有する。電源投入前に、平滑コンデンサＣ１を設定電圧Ｖｃまで充電することで、直流電源１から直流−直流コンバータＤＣ１を構成する各回路部品に流れる突入電流Ｉ１／Ｉ２を大幅に削減、さらには、零にすることが可能となる。

突入電流Ｉ１／Ｉ２は、１対のインダクタＬ１ａ／Ｌ１ｂで構成されるトランスＬ１、１対のダイオードＤ１ａ／Ｄ１ｂ、および平滑インダクタＬｃを経由して、平滑コンデンサＣ１を充電する。

充電部４で直流−直流コンバータＤＣ１に搭載されるインダクタ等の回路部品に流れる突入電流を抑制することで、突入電流を考慮せずに、即ち、本来想定される動作電流値に基づき、回路部品の大きさを決定することが可能となる。その結果、充電部４は、トポロジー的には、１対のインダクタ、１対のダイオード、および平滑インダクタＬｃの小型化、即ち、直流−直流コンバータＤＣ１の小型化に寄与する。

一方、充電部４を備えない引用文献２のＤＣ−ＤＣコンバータの場合、電源投入時に、トランスを構成するインダクタ対、ダイオード対、およびチョークコイル等の回路部品に流れる突入電流のため、トランスおよびチョークコイルの磁気飽和や、ダイオード特性の劣化が懸念される。その対策として、ＤＣ−ＤＣコンバータに搭載される回路部品は、本来想定される動作電流値以上の値を有する突入電流を考慮した大きなサイズのものを選択する必要がある。その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータの大きさは、必要以上に大型化する。

突入電流に起因して発生する電磁ノイズは、ＤＣ−ＤＣコンバータの周辺に配置される機器に、電磁的影響を与える。さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータの前段に他の回路が接続されている場合、電源投入時に発生する突入電流は、その前段の回路から過大な電流を引き込むことになる。その結果、前段の回路において、回路部品の電流定格の増加を招く。

充電部４を備える直流−直流コンバータＤＣ１は、電源投入時に発生する突入電流を大幅に削減可能であり、突入電流に起因する前段の他の回路への悪影響が解消される。

図４は、実施の形態１に係る直流−直流コンバータＤＣ１が備える充電部４の第１具体例である充電部４１を示す回路図である。

図４において、図１と同一符号が付されたものは両者とも同一構成を有し、それらの重複説明は省略される。

直流電源１は、直流電圧源ＢＴおよびスイッチＳＷｂｔ１を備える。直流電圧源ＢＴの正極は、ノードＮｂｔ１を介して、スイッチＳＷｂｔ１の一端と接続される。スイッチＳＷｂｔ１の他端は、高電位側直流入力端子ＤＣ＿ｉｎ＋と接続される。直流電圧源ＢＴの負極は、低電位側直流入力端子ＧＮＤと接続される。なお、スイッチＳＷｂｔ１は、上述の位置へ配置する代わりに、直流電圧源ＢＴの負極と低電位側直流入力端子ＧＮＤ間に配置してもよい。

充電部４１は、直流電圧源ＢＴの正極と、高電位側直流出力端子ＤＣ＿ｏｕｔ＋と、の間に配置される。充電部４１は、ノードＮ１ｃとノードＮ２ｃとの間に直列接続された抵抗Ｒｃ１およびスイッチＳＷｃ１を有する。抵抗Ｒｃ１の一端と接続されるノードＮ１ｃは、直流電圧源ＢＴの正極と接続されるノードＮｂｔ１と、接続される。スイッチＳＷｃ１の一端と接続されるノードＮ２ｃは、高電位側直流出力端子ＤＣ＿ｏｕｔ＋と接続される。抵抗Ｒｃ１の他端は、スイッチＳＷｃ１の他端と接続される。なお、充電部４１において、直列接続される抵抗Ｒｃ１およびスイッチＳＷｃ１の位置は、入れ替えてもよい。

直流−直流コンバータＤＣ１への電源投入前において、スイッチＳＷｂｔ１は非導通状態（開いた状態）に設定される。その状態において、スイッチＳＷｃ１は、所定時間、導通状態（閉じた状態）に設定される。スイッチＳＷｃ１が非導通状態から導通状態に設定されると、直流電圧源ＢＴは、抵抗Ｒｃ１およびスイッチＳＷｃ１を介して、平滑コンデンサＣ１を設定電圧Ｖｃまで充電する。

充電電流の最大値Ｉｐは式１０ａで、充電の時定数τは式１０ｂで、それぞれ求められる。
Ｉｐ＝Ｖｉｎ／Ｒｃ１ …… 式１０ａ
τ＝Ｒｃ１＊Ｃ１ …… 式１０ｂ
ここで、式１０ａまたは式１０ｂにおいて、記号Ｖｉｎは直流電圧源ＢＴの電圧値であり、他の記号は、それぞれに付された記号に対応する抵抗またはコンデンサの値である。式１０ａおよび式１０ｂから理解される通り、抵抗Ｒｃ１の値が大きい程充電電流の最大値Ｉｐは抑えられるが、充電に要する時間は増加する。

平滑コンデンサＣ１が設定電圧Ｖｃに達すると、スイッチＳＷｃ１は非導通状態に設定され、充電部４１の動作は停止する。その後、直流電源１が備えるスイッチＳＷｂｔ１が導通状態に設定され、高電位側直流入力端子ＤＣ＿ｉｎ＋に直流入力電圧Ｖｉｎが印加されるとともに、昇圧部２の動作が開始される。なお、スイッチＳＷｃ１を非導通状態に設定するタイミングの判断は、平滑コンデンサＣ１の電圧が設定電圧Ｖｃに達したか否かを測定する代わりに、抵抗Ｒｃ１の両端電圧に基づき判断してもよい。

平滑コンデンサＣ１の電圧が設定電圧Ｖｃに達した時、スイッチＳＷｃ１に流れる電流ＩＳＷは式１０ｃで、抵抗Ｒｃ１両端の電圧ＶＲｃ１は式１０ｄで、それぞれ求められる。
ＩＳＷ＝（Ｖｉｎ−Ｖｃ）／Ｒｃ１ …… 式１０ｃ
ＶＲｃ１＝Ｖｉｎ−Ｖｃ …… 式１０ｄ
即ち、電流ＩＳＷおよび電圧ＶＲｃ１は、平滑コンデンサＣ１の設定電圧Ｖｃにより、一意に定まる。

スイッチＳＷｃ１を非導通状態にするタイミング設定は、上述の電圧や電流の監視に基づく判断の他に、スイッチＳＷｃ１に電流が流れ始めてからの経過時間等、時間に基づき判断しても良い。この時間に基づく判断手法により、平滑コンデンサＣ１の充電電圧の制御を、単純な構成で実現することが可能となる。

充電部４１によれば、直流−直流コンバータＤＣ１に直流入力電圧Ｖｉｎを印加する前に、その直流入力電圧Ｖｉｎを出力する直流電源１で、平滑コンデンサＣ１を充電することが可能となる。充電部４１は、直列に接続されたスイッチＳＷｃ１および抵抗Ｒｃ１という単純な構成を有する。スイッチＳＷｃ１または抵抗Ｒｃ１の電流、電圧、または経過時間を測定することで、平滑コンデンサＣ１を設定電圧Ｖｃに容易に充電することが可能となる。

図５は、実施の形態１に係る直流−直流コンバータＤＣ１が備える充電部４の第２具体例である充電部４２を示す回路図である。

図５において、図１と同一符号が付されたものは両者とも同一構成を有し、それらの重複説明は省略される。

充電部４２は、充電用直流電圧源ＢＴｃによる平滑コンデンサＣ１の充電を制御する。充電用直流電圧源ＢＴｃは、直流電源１が有する直流電圧源ＢＴとは別に用意される。充電用直流電圧源ＢＴｃの正極は、充電部４２を介して、高電位側直流出力端子ＤＣ＿ｏｕｔ＋と接続される。

充電部４２は、ノードＮ１ｃとノードＮ２ｃとの間に直列接続された抵抗Ｒｃ２およびスイッチＳＷｃ２を有する。抵抗Ｒｃ２の一端と接続されるノードＮ１ｃは、充電用直流電圧源ＢＴｃの正極と接続される。スイッチＳＷｃ２の一端と接続されるノードＮ２ｃは、高電位側直流出力端子ＤＣ＿ｏｕｔ＋と接続される。抵抗Ｒｃ２の他端は、スイッチＳＷｃ２の他端と接続される。なお、充電部４２において、直列接続される抵抗Ｒｃ２およびスイッチＳＷｃ２の位置は、入れ替えてもよい。

直流−直流コンバータＤＣ１への電源投入前において、スイッチＳＷｃ２は、所定時間、導通状態（閉じた状態）に設定される。スイッチＳＷｃ２が非導通状態から導通状態に設定されると、充電用直流電圧源ＢＴｃは、抵抗Ｒｃ２およびスイッチＳＷｃ２を介して、平滑コンデンサＣ１を設定電圧Ｖｃまで充電する。平滑コンデンサＣ１が設定電圧Ｖｃに達すると、スイッチＳＷｃ２は非導通状態に設定され、充電部４２の動作は停止する。その後、高電位側直流入力端子ＤＣ＿ｉｎ＋に直流入力電圧Ｖｉｎが印加されるとともに、昇圧部２の動作が開始される。

充電部４２によれば、直流−直流コンバータＤＣ１への電源投入前における直流入力電圧Ｖｉｎが不安定な場合であっても、確実に、平滑コンデンサＣ１を所望の設定電圧Ｖｃに充電することが可能となる。

図６は、実施の形態１に係る直流−直流コンバータＤＣ１が備える充電部４の第３具体例である充電部４３を示す回路図である。

図６において、図１と同一符号が付されたものは両者とも同一構成を有し、それらの重複説明は省略される。

充電部４３は、直流電圧源ＢＴの正極と、高電位側直流出力端子ＤＣ＿ｏｕｔ＋と、の間に配置される。充電部４３は、ノードＮ１ｃとノードＮ２ｃとの間に接続されたスイッチＳＷｃ３、電流検出回路４３ａ、電圧検出回路４３ｖ、および充電制御回路４３ｃを有する。電流検出回路４３ａは、スイッチＳＷｃ３に流れる電流を検出する。電圧検出回路４３ｖは、ノードＮ２ｃ、即ち、高電位側直流出力端子ＤＣ＿ｏｕｔ＋の電圧を検出する。充電制御回路４３ｃは、電流検出回路４３ａおよび電圧検出回路４３ｖの各出力に基づき、スイッチＳＷｃ３の導通状態を制御する。

スイッチＳＷｃ３に流れる電流の上限値、および充電部４３の出力電圧（ノードＮ２ｃの電圧）の目標値は、それぞれ、ＩＳＷおよびＶｃに設定されているとする。直流−直流コンバータＤＣ１への電源投入前において、充電制御回路４３ｃは、スイッチＳＷｃ３の電流および充電部４３の出力電圧が、それぞれ、上限値ＩＳＷおよび設定値Ｖｃ以下となるように、スイッチＳＷｃ３の導通状態を制御する。

ノードＮ２ｃの電圧が設定値Ｖｃと等しくなると、充電部４３は、その動作を停止し、スイッチＳＷｃ３を非導通状態に維持する。その後、直流電源１が備えるスイッチＳＷｂｔ１が導通状態に設定され、高電位側直流入力端子ＤＣ＿ｉｎ＋に直流入力電圧Ｖｉｎが印加されるとともに、昇圧部２の動作が開始される。

充電部４３によれば、平滑コンデンサＣ１の充電電圧を設定値Ｖｃに設定する場合、直流電圧源ＢＴの正極および高電位側直流出力端子ＤＣ＿ｏｕｔ＋間の電流通路に抵抗を配置せずに、スイッチＳＷｃ３の導通状態が制御可能となる。その結果、充電部４３に起因する電力損失が低減される。

図７は、実施の形態１に係る直流−直流コンバータＤＣ１が備える充電部４の第４具体例である充電部４４を示す回路図である。

図７において、図１と同一符号が付されたものは両者とも同一構成を有し、それらの重複説明は省略される。

充電部４４は、直流電圧源ＢＴの正極と、高電位側直流出力端子ＤＣ＿ｏｕｔ＋と、の間に配置される。充電部４４は、ノードＮ１ｃとノードＮ２ｃとの間に直列接続されたダイオードＤｃ４および抵抗Ｒｃ４を有する。ダイオードＤｃ４のアノードと接続されるノードＮ１ｃは、直流電圧源ＢＴの正極と接続される。抵抗Ｒｃ４の一端と接続されるノードＮ２ｃは、高電位側直流出力端子ＤＣ＿ｏｕｔ＋と接続される。ダイオードＤｃ４のカソードは、抵抗Ｒｃ４の他端と接続される。

直流−直流コンバータＤＣ１への電源投入前において、直列接続されたダイオードＤｃ４および抵抗Ｒｃ４は、平滑コンデンサＣ１を、略直流入力電圧Ｖｉｎまで充電し、充電部４４の動作は停止する。その後、直流電源１が備えるスイッチＳＷｂｔ１が導通状態に設定され、高電位側直流入力端子ＤＣ＿ｉｎ＋に直流入力電圧Ｖｉｎが印加されるとともに、昇圧部２の動作が開始される。

充電部４４によれば、スイッチおよびスイッチの制御回路が不要となり、回路構成が簡略化される。

図８は、実施の形態１に係る直流−直流コンバータＤＣ１との比較例である直流−直流コンバータＤＣＲの回路図である。

図８において、図１と同一符号が付されたものは両者とも同一構成を有し、それらの重複説明は省略される。図８に示される直流−直流コンバータＤＣＲは、図１に示される直流−直流コンバータＤＣ１と、以下の点において相違する。即ち、直流−直流コンバータＤＣＲは、高電位側直流入力端子ＤＣ＿ｉｎ＋と昇圧部２のノードＮ０（図１参照）と、の間に挿入されたサーミスタＲｓを備えるが、充電部４を備えない。

サーミスタＲｓは、直流−直流コンバータＤＣＲの電源投入時に発生する突入電流を低減する目的で配置される。サーミスタＲｓは、その温度上昇に従い、その抵抗値が低下する特性を有する。つまり、起動時は、高い抵抗値を有するサーミスタＲｓにより、直流−直流コンバータＤＣＲの突入電流が抑えられる。さらに、起動時から所定時間経過後の定常動作時は、直流電源１から供給される電源電流に起因するジュール熱により、サーミスタＲｓは、低い抵抗値を維持する。その結果、起動時の突入電流と定常動作時の定常損失が抑えられた直流−直流コンバータＤＣＲが実現される。なお、サーミスタＲｓを、各種トランジスタやサイリスタ等に置き換えても、同様の効果を奏する。

サーミスタＲｓを直流電源１と高電位側直流入力端子ＤＣ＿ｉｎ＋間に接続することで、起動時の突入電流の影響を低減することは可能である。しかしながら、その後の定常動作時中の直流−直流コンバータＤＣＲにおいて、サーミスタＲｓに起因する電力損失が発生する。それに対し、実施の形態１に係る直流−直流コンバータＤＣ１は、起動時において、充電部４の充電動作により、突入電流が抑制される。さらに、その後の定常動作時において、動作を停止した充電部４は、電力を消費しない。その結果、信頼性が高く、かつ、効率の良い直流−直流コンバータＤＣ１が実現される。

＜実施の形態２＞
図９は、実施の形態２に係る直流−直流コンバータＤＣ２の回路図である。

図９において、図１と同一符号が付されたものは両者とも同一構成を有し、それらの重複説明は省略される。

昇圧部２２は、図１に示される昇圧部２と、以下の点で相違する。
即ち、図１に示される昇圧部２は、１対のインダクタＬ１ａ／Ｌ１ｂ、１対のスイッチＳＷ１ａ／ＳＷ１ｂ、および１対のダイオードＤ１ａ／Ｄ１ｂを備える。１対のインダクタＬ１ａ／Ｌ１ｂの一方の端子対は、ノードＮ０と接続され、その他方の端子対は、それぞれ、ノードＮ１ａ／ノードＮ１ｂと接続される。さらに、ノードＮ１ａ／ノードＮ１ｂは、それぞれ、１対のスイッチＳＷ１ａ／ＳＷ１ｂで交互に駆動される。

それに対し、図９に示される昇圧部２２が備えるトランスＬ２は、１つのコアに形成された１対のインダクタを有する。１対のインダクタは、磁気的に相殺されるように、同一のコアに形成される。

１対のインダクタの一方は、ノードＮ０および中間タップＮ１ａ１間に接続されたインダクタＬ１ａ１（巻数ｎ１）と、中間タップＮ１ａ１およびノードＮ１ａ２間に接続されたインダクタＬ１ａ２（巻数ｎ２）と、を有する。即ち、１対のインダクタの一方は、中間タップＮ１ａ１を介して直列接続されたインダクタＬ１ａ１およびインダクタＬ１ａ２で構成される。

１対のインダクタの他方は、ノードＮ０および中間タップＮ１ｂ１間に接続されたインダクタＬ１ｂ１（巻数ｎ１）と、中間タップＮ１ｂ１およびノードＮ１ｂ２間に接続されたインダクタＬ１ｂ２（巻数ｎ２）と、を有する。即ち、１対のインダクタの他方は、中間タップＮ１ｂ１を介して直列接続されたインダクタＬ１ｂ１およびインダクタＬ１ｂ２で構成される。

ダイオードＤ１ａおよびダイオードＤ１ｂのアノードは、それぞれ、ノードＮ１ａ２およびノードＮ１ｂ２と接続され、各ダイオードのカソードは、ともに、ノードＮ２と接続される。スイッチＳＷ１ａおよびスイッチＳＷ１ｂは、いずれも、トランジスタである。スイッチＳＷ１ａおよびスイッチＳＷ１ｂの一端（トランジスタのドレイン）は、それぞれ、中間タップＮ１ａ１および中間タップＮ１ｂ１と接続され、各スイッチの他端（トランジスタのソース）は、低電位側直流入力端子ＧＮＤと接続される。

直流−直流コンバータＤＣ２が生成する直流出力電圧Ｖｏｕｔは、以下の通りである。
図２に示される実施の形態１に係る直流−直流コンバータＤＣ１の駆動タイミングと同様に、中間タップＮ１ａ１および中間タップＮ１ｂ１を、それぞれ、スイッチング周期Ｔにおいてデューティ比Ｄｕｔｙで駆動すると、直流出力電圧Ｖｏｕｔは、以下の式１１で求められる。
Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ＋Ｖｉｎ（（ｎ１＋ｎ２）／ｎ１）＊２＊Ｄｕｔｙ
＝Ｖｉｎ＋Ｖｉｎ（１＋ｎ２／ｎ１）＊２＊Ｄｕｔｙ …… 式１１
ここで、ｎ１は、インダクタＬ１ａ１およびインダクタＬ１ｂ１の巻数であり、ｎ２は、インダクタＬ１ａ２およびインダクタＬ１ｂ２の巻数である。

実施の形態２に係る直流−直流コンバータＤＣ２によれば、トランスＬ２の巻数ｎ１および巻数ｎ２を変更することで、直流出力電圧Ｖｏｕｔを、直流入力電圧Ｖｉｎの２倍以上の任意の値を有する電圧に、昇圧することが可能となる。

また、式１１より、直流出力電圧Ｖｏｕｔは、巻数ｎ１に対する巻数ｎ２の比（ｎ２／ｎ１）により決定される。従って、インダクタＬ１ａ１およびインダクタＬ１ａ２の巻数比と、インダクタＬ１ｂ１およびインダクタＬ１ｂ２の巻数比と、を同一に設定することで、直流出力電圧Ｖｏｕｔを、直流入力電圧Ｖｉｎの２倍以上の任意の値を有する電圧に、昇圧することが可能となる。即ち、トランスＬ２が有する１対のインダクタの一方（Ｌ１ａ１／Ｌ１ａ２）の巻数と、１対のインダクタの他方（Ｌ１ｂ１／Ｌ１ｂ２）の巻数が異なる場合であっても、上述の直流出力電圧Ｖｏｕｔを出力することが可能である。

＜実施の形態３＞
図１０は、実施の形態３に係る直流−直流コンバータＤＣ３の回路図である。

図１０において、図１と同一符号が付されたものは両者とも同一構成を有し、それらの重複説明は省略される。

昇圧部２３は、図１に示される昇圧部２と、以下の点で相違する。即ち、昇圧部２が備えるトランスＬ１は、互いに同一の巻数を有するインダクタＬ１ａおよびインダクタＬ１ｂを有する。それに対し、昇圧部２３が備えるトランスＬ３が有するインダクタＬ３ａ（巻数ｎａ）およびインダクタＬ３ｂ（巻数ｎｂ）は、互いに異なる巻数（ｎａ≠ｎｂ）を有する。

図１１は、実施の形態３に係る直流−直流コンバータＤＣ３の昇圧動作を説明するタイミング図である。

図１１は、充電部４による平滑コンデンサＣ１の充電が終了し、１対の直流入力端子に直流入力電圧Ｖｉｎが印加されている直流−直流コンバータＤＣ３の動作波形を示す。横軸は、時刻を示し、縦軸は、主要部の動作を説明する波形を示す。縦軸および横軸とも、任意スケールである。

スイッチング周期Ｔにおいて、インダクタＬ３ａおよびインダクタＬ３ｂは、それぞれ、導通時間ｔａ（時刻ｔａ１〜ｔａ２）および導通時間ｔｂ（時刻ｔｂ１〜ｔｂ２）で駆動される。インダクタＬ３ａおよびインダクタＬ３ｂは、互いに逆向きの磁束が発生するように、磁気的に結合している。

式１２ａは、トランスＬ３の磁化が相殺される条件を示す。
ｔａ／ｎａ＝ｔｂ／ｎｂ …… 式１２ａ
従って、スイッチＳＷ１ｂの導通時間ｔｂは、式１２ｂで求められる。
ｔｂ＝ｔａ＊ｎｂ／ｎａ …… 式１２ｂ
ここで、記号”＊”および記号”／”は、それぞれ、乗算記号および除算記号である。

図１１に示される通り、昇圧パルスＶｓは、導通時間ｔａおよび導通時間ｔｂにおいて、それぞれ、電圧Ｖｓ２および電圧Ｖｓ１の値となる。ここで、電圧Ｖｓ１は式１２ｃ、電圧Ｖｓ２は式１２ｄで、求められる。
Ｖｓ１＝（１＋ｎａ／ｎｂ）＊Ｖｉｎ …… 式１２ｃ
Ｖｓ２＝（１＋ｎｂ／ｎａ）＊Ｖｉｎ …… 式１２ｄ
ここで、記号Ｖｉｎは、直流入力電圧の値である。

直流出力電圧Ｖｏｕｔは、昇圧パルスＶｓの平均値であり、式１２ｅで求められる。
Ｖｏｕｔ＝（Ｖｓ１＊ｔａ＋Ｖｓ２＊ｔｂ）／Ｔ＋Ｖｉｎ …… 式１２ｅ
さらに、式１２ａ〜式１２ｄを考慮すると、
Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ＊ｔａ＊（１＋ｎｂ／ｎａ）／Ｔ＋Ｖｉｎ …… 式１２ｆ
ダイオードＤ１ａ／Ｄ１ｂの順方向電圧は直流入力電圧Ｖｉｎに対して無視できるほど小さいため、式１２ｃ〜式１２ｆの導出において、順方向電圧は考慮されていない。

実施の形態３に係る直流−直流コンバータＤＣ３によれば、巻数ｎａおよび巻数ｎｂの比率で、ノードＮ１ａおよびノードＮ１ｂの最大電圧を変更することが可能である。その結果、スイッチＳＷ１ａおよびスイッチＳＷ１ｂに印加される最大電圧を調整することが可能となり、スイッチＳＷ１ａ／ＳＷ１ｂの選択自由度が増加する。同様に、ノードＮ１ａおよびノードＮ１ｂの最大電圧を変更することで、ダイオードＤ１ａおよびダイオードＤ１ｂに印加される逆電圧、即ち、リカバリー電流を調整することが可能となる。その結果、ダイオードＤ１ａ／Ｄ１ｂの選択自由度も増加する。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

ＢＴ 直流電圧源、ＢＴｃ 充電用直流電圧源、Ｃ１ 平滑コンデンサ、Ｄ１ａ，Ｄ１ｂ ダイオード、ＤＣ＿ｉｎ 高電位側直流入力端子、ＤＣ＿ｏｕｔ 高電位側直流出力端子、ＤＣ１，ＤＣ２，ＤＣ３，ＤＣＲ 直流コンバータ、ＧＮＤ 接地電位、Ｉ１，Ｉ２ 突入電流、Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３ トランス、Ｌ１ａ，Ｌ１ａ１，Ｌ１ａ２，Ｌ１ｂ，Ｌ１ｂ１，Ｌ１ｂ２，Ｌ２ａ，Ｌ３ａ，Ｌ３ｂ インダクタ、Ｌｃ 平滑インダクタ、Ｎ０，Ｎ１ａ，Ｎ１ａ２，Ｎ１ｂ，Ｎ１ｂ２，Ｎ１ｃ，Ｎ２，Ｎ２ｃ，Ｎ３，Ｎｂｔ１ ノード、Ｎ１ａ１，Ｎ１ｂ１ 中間タップ、Ｒｓ サーミスタ、ＳＷ１ａ，ＳＷ１ｂ，ＳＷｂｔ１，ＳＷｃ１，ＳＷｃ２，ＳＷｃ３ スイッチ、Ｔ スイッチング周期、ＶＬ１ａ，ＶＬ１ｂ，ＶＮ１ａ，ＶＲｃ１ 電圧、Ｖｃ 設定電圧、Ｖｉｎ 直流入力電圧、Ｖｉｎ１ 誘導電圧、Ｖｏｕｔ 直流出力電圧、Ｖｓ 昇圧パルス、ｎ１，ｎ２，ｎａ，ｎｂ 巻数、ｒ１，ｒ２ インピーダンス、ｔａ，ｔｂ 導通時間、１ 直流電源、２ 昇圧部、２Ｃ 制御回路、３ 平滑部、４ 充電部、２２，２３ 昇圧部、４１，４２，４３，４４ 充電部、４３ａ 電流検出回路、４３ｃ 充電制御回路、４３ｖ 電圧検出回路。

Claims (14)

1. 直流−直流コンバータであって、
   直流入力電圧が印加される１対の直流入力端子と、
   直流出力電圧を出力する１対の直流出力端子と、
   １対のインダクタ、および１対のスイッチを有する昇圧部と、
   前記１対の直流出力端子間に接続された平滑コンデンサを有する平滑部と、
   充電部と、
   を備え、
   前記昇圧部は、前記直流入力電圧が印加される前記１対のインダクタを前記１対のスイッチで交互に駆動して、昇圧パルスを生成し、
   前記平滑部は、前記平滑コンデンサで前記昇圧パルスを平滑して、前記直流出力電圧を生成し、
   前記充電部は、前記１対の直流入力端子へ前記直流入力電圧が印加される前に、前記平滑コンデンサを充電する、直流−直流コンバータ。
2. 前記昇圧部は、さらに、１対のダイオードを備え、
   前記１対のインダクタの一方の端子対は、前記１対の直流入力端子の一方と接続され、
   前記１対のインダクタの他方の端子対は、前記１対のダイオードのアノード対と接続され、
   前記１対のスイッチの一方の端子対は、前記１対のインダクタの他方の端子対と接続され、
   前記１対のスイッチの他方の端子対は、前記１対の直流入力端子の他方と接続され、
   前記１対のダイオードのカソード対は、互いに接続されるとともに、前記昇圧パルスを生成する、請求項１記載の直流−直流コンバータ。
3. 前記平滑部は、さらに、平滑インダクタを備え、
   前記平滑インダクタの一端は、前記１対のダイオードのカソード対と接続され、
   前記平滑インダクタの他端は、前記１対の直流出力端子の高電位側と接続される、請求項２記載の直流−直流コンバータ。
4. 前記１対のインダクタは、磁気的に相殺されるようにコアに形成される、請求項１記載の直流−直流コンバータ。
5. 前記昇圧部は、さらに、制御回路を有し、
   前記制御回路は、前記１対のスイッチの導通状態を交互に反転させる、請求項４記載の直流−直流コンバータ。
6. 直流−直流コンバータであって、
   直流入力電圧が印加される１対の直流入力端子と、
   直流出力電圧を出力する１対の直流出力端子と、
   １対の中間タップが設けられた１対のインダクタ、および１対のスイッチを有する昇圧部と、
   前記１対の直流出力端子間に接続された平滑コンデンサを有する平滑部と、
   充電部と、
   を備え、
   前記昇圧部は、前記直流入力電圧が印加される前記１対のインダクタが有する前記１対の中間タップを前記１対のスイッチで交互に駆動して、昇圧パルスを生成し、
   前記平滑部は、前記平滑コンデンサで前記昇圧パルスを平滑して、前記直流出力電圧を生成し、
   前記充電部は、前記１対の直流入力端子へ前記直流入力電圧が印加される前に、前記平滑コンデンサを充電する、直流−直流コンバータ。
7. 前記昇圧部は、さらに、１対のダイオードを備え、
   前記１対のインダクタの一方の端子対は、前記１対の直流入力端子の一方と接続され、
   前記１対のインダクタの他方の端子対は、前記１対のダイオードのアノード対と接続され、
   前記１対のスイッチの一方の端子対は、前記１対の中間タップと接続され、
   前記１対のスイッチの他方の端子対は、前記１対の直流入力端子の他方と接続され、
   前記１対のダイオードのカソード対は、互いに接続されるとともに、前記昇圧パルスを生成する、請求項６記載の直流−直流コンバータ。
8. 前記平滑部は、さらに、平滑インダクタを備え、
   前記平滑インダクタの一端は、前記１対のダイオードのカソード対と接続され、
   前記平滑インダクタの他端は、前記１対の直流出力端子の高電位側と接続される、請求項７記載の直流−直流コンバータ。
9. 前記１対のインダクタは、磁気的に相殺されるようにコアに形成される、請求項６記載の直流−直流コンバータ。
10. 前記昇圧部は、さらに、制御回路を有し、
    前記制御回路は、前記１対のスイッチの導通状態を交互に反転させる、請求項９記載の直流−直流コンバータ。
11. 前記充電部は、第１充電ノードおよび第２充電ノード間に直列に接続された第１抵抗および第３スイッチを有し、
    前記第１充電ノードは、前記１対の直流入力端子の高電位側と第１電源スイッチを介して接続され、
    前記第２充電ノードは、前記１対の直流出力端子の高電位側と接続され、
    前記第３スイッチは、前記１対の直流入力端子に前記直流入力電圧が印加される前に、所定期間、導通状態に設定される、請求項１記載の直流−直流コンバータ。
12. 前記充電部は、第１充電ノードおよび第２充電ノード間に直列に接続された第２抵抗および第４スイッチを有し、
    前記第１充電ノードには直流電圧が印加され、
    前記第２充電ノードは、前記１対の直流出力端子の高電位側と接続され、
    前記第４スイッチは、前記１対の直流入力端子に前記直流入力電圧が印加される前に、、所定時間、導通状態に設定される、請求項１記載の直流−直流コンバータ。
13. 前記充電部は、第１充電ノードおよび第２充電ノード間に直列に接続された電流検出回路および第５スイッチと、前記第２充電ノードの電圧を測定する電圧検出回路と、前記電流検出回路および前記電圧検出回路の出力に基づき、前記第５スイッチの導通状態を制御する予備充電制御回路と、を有し、
    前記第１充電ノードは、前記１対の直流入力端子の高電位側と第１電源スイッチを介して接続され、
    前記第２充電ノードは、前記１対の直流出力端子の高電位側と接続され、
    前記第５スイッチは、前記１対の直流入力端子に前記直流入力電圧が印加される前に、所定時間、導通状態に設定される、請求項１記載の直流−直流コンバータ。
14. 前記充電部は、第１充電ノードおよび第２充電ノード間に直列に接続された充電ダイオードおよび第２抵抗を有し、
    前記第１充電ノードは、前記１対の直流入力端子の高電位側と第１電源スイッチを介して接続され、
    前記第２充電ノードは、前記１対の直流出力端子の高電位側と接続される、請求項１記載の直流−直流コンバータ。

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