JP2014204500A - 直流−直流コンバータ - Google Patents
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Abstract
Description
図1は、実施の形態1に係る直流−直流コンバータDC1の回路図を示す。
ダイオードD1bのアノードには中間タップN1b1の電圧が印加され、そのカソードから昇圧パルスVsが出力される。ダイオードD1bの順電圧は、中間タップN1b1の電圧に対して無視できる程度に小さい。以上を考慮すると、時刻ta1から時刻ta2の期間(スイッチSW1aの導通期間)における昇圧パルスVsの値は、式1で求められる。
Vs=Vin+n2/(n2+n4)*Vin
=(1+n2/(n2+n4))Vin=Vsab …… 式1
ここで、記号”*”および記号”/”は、それぞれ、乗算記号および乗算記号である。
Vs=Vin+n1/(n1+n3)*Vin
=(1+n1/(n1+n3))Vin=Vsab …… 式2
ここで、記号”*”および記号”/”は、それぞれ、乗算記号および乗算記号である。
Vout=Vin+n2/(n2+n4)*Vin*Duty
+Vin+n1/(n1+n3)*Vin*Duty …… 式3
ここで、記号”*”および記号”/”は、それぞれ、乗算記号および乗算記号である。
Vout=(1+n1/(n1+n3))*Vin*2*Duty …… 式4a
Vout=(1+n2/(n2+n4))*Vin*2*Duty …… 式4b
ここで、デューティ比Dutyは、スイッチング周期Tに対する、スイッチSW1aの導通時間、またはスイッチSW1bの導通期間の比率である。
昇圧パルスVsの最大値低下に伴い、リプル率が改善される。リプル率は、以下の式で求められる。
リプル率=(昇圧パルスVsの最大値−最小値)/昇圧パルスVsの平均値 …… 式5
巻数n3に対する巻数n1の比率(インダクタL1aの巻数比率)、および巻数n4に対する巻数n2の比率(インダクタL1bの巻数比率)が、いずれも1/2である場合、昇圧パルスVsの値は、図2に示される通り変化する。
リプル率=(4/3*Vin−Vin)/(1.25*Vin)=0.27 …… 式6
と、求められる。
平滑インダクタLcの両端に印加される電圧(Vs−Vout)は、式7に示される範囲で変動する。
VLc1≦Vs−Vout≦VLc2 …… 式7
ここで、(Vs−Vout)の下限値VLc1および上限値VLc2は、それぞれ、
VLc1=Vin−Vout …… 式7a
VLc2=(1+n1/(n1+n3))*Vin−Vout …… 式7b
VLc2=(1+n2/(n2+n4))*Vin−Vout …… 式7c
である。
ΔB∝VLc2−VLc1 …… 式8
VLc2−VLc1
=((1+n1/(n1+n3))*Vin−Vout)−(Vin−Vout)
=n1/(n1+n3)*Vin …… 式8a
=((1+n2/(n2+n4))*Vin−Vout)−(Vin−Vout)
=n2/(n2+n4)*Vin …… 式8b
ここで、記号”*”および記号”/”は、それぞれ、乗算記号および乗算記号である。
平滑インダクタLcの最大磁束密度Bmは、平滑インダクタLc両端に加わる電圧に比例する。その結果、両者は、以下の関係にある。
Bm∝(1+n1/(n1+n3))*Vin−Vout …… 式9a
Bm∝(1+n2/(n2+n4))*Vin−Vout …… 式9b
ここで、記号”*”および記号”/”は、それぞれ、乗算記号および乗算記号である。
横軸は、時刻を示し、縦軸は、主要部の動作を説明する波形を示す。縦軸および横軸とも、任意スケールである。
時刻ta1から時刻ta2の期間、制御回路2Cは、スイッチSW1bの非導通状態を維持しつつ、スイッチSW1aを非導通状態から導通状態へ変化させる。すると、スイッチSW1aで駆動されたインダクタL1aには、高電位側直流入力端子DC_in+から低電位側直流入力端子GNDに流れる電流が供給される。上述の通り、インダクタLraの巻数およびインダクタLrbの巻数は、互いに等しく設定されている。
時刻ta1からスイッチング周期T経過後の時刻ta3以降も、制御回路2Cは、各スイッチング周期Tにおいて、スイッチSW1aおよびスイッチSW1bを交互に導通状態に設定し、昇圧部2は、昇圧パルスVsrを生成する。平滑部3は、昇圧パルスVsrを平滑し、直流出力電圧Voutを生成する。
Vout=Vin+Vin*2*Duty …… 式10
ここで、デューティ比Dutyは、スイッチング周期Tに対する、スイッチSW1aの導通時間、またはスイッチSW1bの導通期間の比率である。実施の形態1に係る直流−直流コンバータDC1における直流出力電圧Voutの計算式(式2)と異なり、式9には、インダクタLraおよびインダクタLrbの巻数は現れない。
実施の形態1に係る直流−直流コンバータDC1との対比のため、直流出力電圧Voutを、直流入力電圧Vinの1.25倍に昇圧する場合の条件を検討する。その条件は、図4に示される通りである。即ち、スイッチング周期Tのうち、直流入力電圧Vinの2倍の電圧を有する昇圧パルスVsrを、0.25/2(=0.125)のデューティ比Dutyで生成し、残りの期間は直流入力電圧Vinと等しい昇圧パルスVsrを直流入力電圧にすることで得られる。なお、図4において、数値0.25および数値0.75は、スイッチング周期Tの半周期(T/2)に対する各波形幅の比率である。
リプル率=(2*Vin−Vin)/(1.25*Vin)=0.8 …… 式11
と、計算される。
平滑インダクタLcの両端に印加される電圧(Vs−Vout)は、式12に示される範囲で変動する。
VLc1≦Vs−Vout≦VLc2 …… 式12
ここで、(Vs−Vout)の下限値VLc1および上限値VLc2は、
VLc1=Vin−Vout …… 式12a
VLc2=2*Vin−Vout …… 式12b
である。
ΔB∝VLc2−VLc1
=(2*Vin−Vout)−(Vin−Vout)=Vin …… 式13a
平滑インダクタLcの鉄損は、磁束密度Bの変化量ΔBに比例する。従って、式13aより、鉄損は、直流入力電圧Vinに比例する。
平滑インダクタLcの最大磁束密度Bmは、平滑インダクタLcの両端に加わる電圧に比例する。その結果、両者は、以下の関係にある。
Bm∝2*Vin−Vout …… 式13b
ここで、記号”*”および記号”/”は、それぞれ、乗算記号および乗算記号である。
図4および式11に示される通り、直流−直流コンバータDCRにおける昇圧パルスVsのリプル率は、0.8である。それに対し、図2および式6に示される通り、直流−直流コンバータDC1における昇圧パルスVsのリプル率は、0.27である。直流−直流コンバータDCRは、直流入力電圧Vinの2倍の電圧を有する昇圧パルスVsを、デューティ比0.125で生成する。
式13aに示される通り、直流−直流コンバータDCRにおける磁束密度Bの変化量ΔBは、直流入力電圧Vinに比例する。その結果、平滑インダクタLcの鉄損は、直流入力電圧Vinに比例する。
直流−直流コンバータDCRにおける平滑インダクタLcの最大磁束密度Bm(式13b参照)に対し、直流−直流コンバータDC1における平滑インダクタLcの最大磁束密度Bm(式9aおよび式9b参照)は、小さい。その結果、飽和磁束密度の小さいコア材選択が可能となり、コア材の選択肢が広がる。
図5は、実施の形態2に係る直流−直流コンバータDC2の回路図である。
ta/T≦0.5 …… 式14a
tb/T≦0.5 …… 式14b
ここで、記号”T”は、スイッチSW1aおよびスイッチSW1bのスイッチング周期である。
ta*n2/(n2+n4)*(n2+n4)/(n1+n3)
=tb*n1/(n1+n3)*(n1+n3)/(n2+n4)
従って、スイッチSW1bの導通時間tbは、以下の式で求められる。
tb=ta*(n2*(n2+n4))/(n1*(n1+n3)) …… 式15
ここで、記号”*”および記号”/”は、それぞれ、乗算記号および乗算記号である。
n1:n3=n2:n4=1:2
(n1+n3):(n2+n4)=1:2
この場合、直流出力電圧Voutの値は、1.25*Vinに設定される。
(期間ta)
Vs=Vsa
Vsa=(1+n2/(n1+n3))*Vin=5/3*Vin …… 式16a
ta/T=0.125
(期間tb)
Vs=Vsb
Vsb=(1+n1/(n2+n4))*Vin=7/6*Vin …… 式16b
tb/T=0.5
(期間tc)
Vs=Vin
tc/T=0.375 …… 式16c
ここで、記号”*”および記号”/”は、それぞれ、乗算記号および乗算記号である。
Vout=(n2/(n1+n3)*Vin*ta
+n1/(n2+n4)*Vin*tb)+Vin …… 式17
式15を式17に当てはめると、直流出力電圧Voutは、以下の通りとなる。
Vout=2*Vin*ta*n2/((n1+n3)*T)+Vin …… 式18
なお、式17の導出に際し、ダイオードD1aおよびダイオードD1bの順電圧は無視されている。
まず、実施の形態1に係る直流−直流コンバータDC1と同様に、比較例である直流−直流コンバータDCRと対比すると、昇圧パルスVsのリプル率が大きく改善される。また、平滑コンデンサC1の長寿命化や、平滑インダクタLcの小型化が図れる。
Claims (16)
- 直流−直流コンバータであって、
直流入力電圧が印加される1対の直流入力端子と、
直流出力電圧を出力する1対の直流出力端子と、
1対の中間タップを有する1対のインダクタ、および1対のスイッチを有する昇圧部と、を備え、
前記1対のインダクタの一方の端子対は、前記1対の直流入力端子の一方と接続され、
前記1対のインダクタの他方の端子対は、前記1対のスイッチで交互に駆動され、
前記昇圧部は、前記1対の中間タップに生成される電圧に応答して、前記直流出力電圧を生成する、直流−直流コンバータ。 - 前記昇圧部は、さらに、1対のダイオードを備え、
前記1対のダイオードのアノード対は、前記1対の中間タップと接続され、
前記1対のダイオードのカソード対は、互いに接続されるとともに、昇圧パルスを生成する、請求項1記載の直流−直流コンバータ。 - 直流−直流コンバータは、さらに、前記1対の直流出力端子間に接続された平滑コンデンサを有する平滑部を備え、
前記平滑部は、前記平滑コンデンサで前記昇圧パルスを平滑して、前記直流出力電圧を生成する、請求項2記載の直流−直流コンバータ。 - 前記平滑部は、さらに、平滑インダクタを備え、
前記平滑インダクタの一端は、前記1対のダイオードのカソード対と接続され、
前記平滑インダクタの他端は、前記1対の直流出力端子の高電位側と接続される、請求項3記載の直流−直流コンバータ。 - 前記1対のインダクタは、磁気的に相殺されるようにコアに形成される、請求項1記載の直流−直流コンバータ。
- 前記昇圧部は、さらに、制御回路を有し、
前記制御回路は、前記1対のスイッチの導通状態を交互に反転させる、請求項5記載の直流−直流コンバータ。 - 前記昇圧部は、さらに、1対のダイオードを備え、
前記1対の中間タップは、第1中間タップおよび第2中間タップを有し
前記1対のインダクタの一方は、
前記1対の直流入力端子の高電位側および前記第1中間タップに接続される第1インダクタと、
前記第1中間タップおよび前記1対のスイッチの一方と接続される第2インダクタと、
を備え、
前記1対のインダクタの他方は、
前記1対の直流入力端子の高電位側および前記第2中間タップに接続される第3インダクタと、
前記第2中間タップおよび前記1対のスイッチの他方と接続される第4インダクタと、
を備え、
前記1対のダイオードは、
アノードが前記第1中間タップと接続された第1ダイオードと、
アノードが前記第2中間タップと接続された第2ダイオードと、
を備え、
前記第1ダイオードのカソードおよび前記第2ダイオードのカソードは、互いに接続される、請求項5記載の直流−直流コンバータ。 - 前記1対のスイッチは、
前記第2インダクタおよび前記1対の直流入力端子の低電位側と接続される第1スイッチと、
前記第4インダクタおよび前記1対の直流入力端子の低電位側と接続される第2スイッチと、を備え、
前記第1スイッチまたは前記第2スイッチの導通時間は、前記第1スイッチおよび前記第2スイッチがともに非導通である時間より大きい、請求項7記載の直流−直流コンバータ。 - 前記第1インダクタの巻き数および前記第3インダクタの巻き数は、互いに等しく、
前記第2インダクタの巻き数および前記第4インダクタの巻き数は、互いに等しい、
請求項8記載の直流−直流コンバータ。 - 直流−直流コンバータであって、
直流入力電圧が印加される1対の直流入力端子と、
前記直流入力電圧を昇圧した直流出力電圧を出力する1対の直流出力端子と、
第1インダクタ対、第2インダクタ対、およびスイッチ対を有する昇圧部と、を備え、
前記第1インダクタ対の一方の端子対は、前記1対の直流入力端子の一方と接続され、
前記第1インダクタ対の他方の端子対は、ノード対と接続され、
前記第2インダクタ対の一方の端子対は、前記ノード対と接続され、
前記第2インダクタ対の他方の端子対は、前記スイッチ対で駆動され、
前記昇圧部は、前記ノード対に生成される電圧に応答して、前記直流出力電圧を生成する、直流−直流コンバータ。 - 前記昇圧部は、さらに、1対のダイオードを備え、
前記1対のダイオードのアノード対は、前記ノード対と接続され、
前記1対のカソード対は、互いに接続されるとともに、昇圧パルスを生成する、請求項10記載の直流−直流コンバータ。 - 直流−直流コンバータは、さらに、前記1対の直流出力端子間に接続された平滑コンデンサを有する平滑部を備え、
前記平滑部は、前記平滑コンデンサで前記昇圧パルスを平滑して、前記直流出力電圧を生成する、請求項11記載の直流−直流コンバータ。 - 前記平滑部は、さらに、平滑インダクタを備え、
前記平滑インダクタの一端は、前記1対のダイオードのカソード対と接続され、
前記平滑コンダクタの他端は、前記1対の直流出力端子の高電位側と接続される、請求項12記載の直流−直流コンバータ。 - 前記第1インダクタ対は、磁気的に相殺されるように第1コアに形成され、
前記第2インダクタ対は、磁気的に相殺されるように第2コアに形成される、請求項10記載の直流−直流コンバータ。 - 前記昇圧部は、さらに、制御回路を有し、
前記制御回路は、前記スイッチ対の導通状態を交互に反転させる、請求項14記載の直流−直流コンバータ。 - 前記昇圧部は、さらに、1対のダイオードを備え、
前記第1インダクタ対は、
前記1対の直流入力端子の一方および前記ノード対の一方との間に接続された第1インダクタと、
前記1対の直流入力端子の一方および前記ノード対の他方との間に接続された第2インダクタと、
を備え、
前記第2インダクタ対は、
前記ノード対の一方と前記スイッチ対の一方と接続される第3インダクタと、
前記ノード対の他方と前記スイッチ対の他方と接続される第4インダクタと、
を備え、
前記1対のダイオードは、
アノードが前記ノード対の一方と接続された第1ダイオードと、
アノードが前記ノード対の他方と接続された第2ダイオードと、
を備え、
前記第1ダイオードのカソードおよび前記第2ダイオードのカソードは、互いに接続される、請求項14記載の直流−直流コンバータ。
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