JP4577030B2

JP4577030B2 - スイッチング電源装置

Info

Publication number: JP4577030B2
Application number: JP2005024565A
Authority: JP
Inventors: 渉中堀
Original assignee: TDK Corp
Current assignee: TDK Corp
Priority date: 2005-01-31
Filing date: 2005-01-31
Publication date: 2010-11-10
Anticipated expiration: 2025-01-31
Also published as: JP2006211880A

Description

本発明は、入力直流電圧をスイッチングして得られるスイッチング出力を電力変換トランスの出力巻線に取り出すように構成されたスイッチング電源装置に係わり、特にスイッチング動作に伴うサージ電圧を抑止するための回路（スナバ回路）を備えたスイッチング電源装置に関する。

従来より、スイッチング電源装置として種々のタイプのものが提案され、実用に供されている。その多くは、電力変換トランスの入力巻線に接続されたスイッチ回路のスイッチング動作により入力直流電圧をスイッチングし、スイッチング出力を電力変換トランスの出力巻線に取り出す方式である。スイッチ回路のスイッチング動作に伴い、出力巻線に現れる電圧は、整流回路によって整流された後、平滑回路によって直流に変換されて出力される。

この種のスイッチング電源装置においては、電力伝送ラインに直列に出力整流ダイオードが接続される。したがって、この出力整流ダイオードによる損失を低減させることは、スイッチング電源装置の効率を向上させる上で、極めて有効である。

出力整流ダイオードの損失を低減させるには、順方向電圧降下の小さいダイオードを使用すればよい。ところが、順方向電圧降下の低いダイオードは逆方向耐電圧も低い。このため、出力整流ダイオードとして、順方向電圧降下の低いダイオードを使用する場合には、特に、逆方向電圧を抑制する必要がある。

この種のスイッチング電源装置において、逆方向電圧として最も考慮しなければならないのは、スイッチ回路のオン・オフ動作に伴う、寄生要素に起因したサージ（スパイク）電圧である。サージ電圧は出力整流ダイオードに対して、逆方向電圧として印加される。このようなサージ電圧を抑制する手段として、従来より、いわゆるスナバ回路が知られている。

例えば、特許文献１には、コンデンサや抵抗器、ダイオードを用いたスナバ回路（Ｒスナバ回路、ＲＣスナバ回路、ＲＣＤスナバ回路）が開示されている。

また、例えば本出願人は特許文献２において、ＬＣ共振を利用したスナバ回路を提案している。このスナバ回路によればＬＣ共振を利用することで、上記サージ電圧を所定の電圧以下まで抑止することができる。

特開２００２−２０９３８３号公報特許第３４００４４３号公報

しかしながら、上記特許文献１および特許文献２のスナバ回路では、確かに出力整流ダイオードに印加されるサージ電圧は抑制される（例えば、図２５の符号Ｗ１１）ものの、例えば図２５の符号Ｗ１２で示したように、高周波の電圧振幅（リンギング）は依然として残存してしまう。このような高周波成分のリンギングは、トランスやインダクタ（リーケージインダクタを含む）におけるコアロス、または配線における高周波抵抗によって熱へと変換されることで、これらの部位での発熱の要因となる。

ここで一般に、半導体や抵抗器などにおいては放熱器による放熱が容易である一方、トランスやインダクタなどにおいてはそれらの巻線構造に起因して熱抵抗が高くなる傾向にあることから、放熱効率が低下してしまい、十分な放熱を確保するのは容易ではない。そこで従来は、熱抵抗の高いトランスやインダクタに対しても十分な放熱を確保するために、これらトランスやインダクタを大型化することで熱抵抗を下げる手法や、同様にトランスやインダクタを大型化することで磁束密度を下げ、トランスやインダクタでのコアロスを低減することにより発熱を抑制する手法がとられていた。

このように、出力整流ダイオードに対して高周波のリンギングが加わっている従来の技術では、装置全体を大型化することなく十分な放熱を確保するのは困難であり、改善の余地があった。

本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、装置全体を大型化することなく十分な放熱を確保することが可能なスイッチング電源装置を提供することにある。

本発明の第１のスイッチング電源装置は、交流電圧を変圧するトランスと、このトランスの１次側に設けられ、直流入力電圧を交流電圧に変換してトランスに供給するスイッチング回路と、トランスの２次側に設けられ、トランスの交流出力電圧を整流する整流回路と、共振用の第１のコンデンサ、電荷蓄積用の第２および第３のコンデンサ、第１ないし第３のダイオード、回生用の第１のインダクタ、ならびに緩衝用の第２のインダクタを含んで構成され、整流回路に接続されたサージ電圧抑止回路と、このサージ電圧抑止回路の第１のコンデンサと協働してＬＣ直列共振回路を構成する共振用インダクタとを備え、上記第１のダイオードのアノードが、整流回路の正極側出力端に接続され、上記第１のコンデンサが、第１のダイオードのカソードと整流回路の負極側出力端との間に接続され、上記第２のダイオードは、アノードが第１のコンデンサと第１のダイオードのカソードとの接続点に接続され、カソードが第２のインダクタを介して第２のコンデンサの一端に接続されると共に第３のダイオードのアノードに接続されるように設けられ、上記第２のコンデンサの他端が、整流回路の正極側出力端に接続され、上記第３のコンデンサが、第３のダイオードのカソードと整流回路の負極側出力端との間に接続され、上記第１のインダクタが、第３のコンデンサと第３のダイオードのカソードとの接続点と整流回路の正極側出力端との間に接続されているものである。

本発明の第２のスイッチング電源装置は、交流電圧を変圧するトランスと、このトランスの１次側に設けられ、直流入力電圧を交流電圧に変換してトランスに供給するスイッチング回路と、トランスの２次側に設けられ、トランスの交流出力電圧を整流する整流回路と、共振用の第１のコンデンサ、電荷蓄積用の第２および第３のコンデンサ、第１ないし第３のダイオード、回生用の第１のインダクタ、ならびに緩衝用の第２のインダクタを含んで構成され、整流回路に接続されたサージ電圧抑止回路と、このサージ電圧抑止回路の第１のコンデンサと協働してＬＣ直列共振回路を構成する共振用インダクタとを備え、上記第１のダイオードのカソードが、整流回路の負極側出力端に接続され、上記第１のコンデンサが、第１のダイオードのアノードと整流回路の正極側出力端との間に接続され、上記第２のダイオードは、カソードが第１のコンデンサと第１のダイオードのアノードとの接続点に接続され、アノードが第２のインダクタを介して第２のコンデンサの一端に接続されると共に第３のダイオードのカソードに接続されるように設けられ、上記第２のコンデンサの他端が、整流回路の負極側出力端に接続され、上記第３のコンデンサが、第３のダイオードのアノードと整流回路の正極側出力端との間に接続され、上記第１のインダクタが、第３のコンデンサと第３のダイオードのアノードとの接続点と整流回路の負極側出力端との間に接続されているものである。

本発明のスイッチング電源装置では、サージ電圧抑止回路の第１のコンデンサと共振用インダクタとが協動してＬＣ直列共振回路として機能することにより、第１のコンデンサに電気エネルギー（電荷）が蓄積されると共に、整流回路に加わるサージ電圧が抑止される。また、サージ電圧抑止回路の第２のコンデンサと第２のインダクタ、および第３のコンデンサと第２のインダクタとがそれぞれ協働してＬＣ直列共振回路として機能することにより、第１のコンデンサに蓄積された電荷が、第２のコンデンサおよび第３のコンデンサへと移動し、蓄積される。一方、第１のコンデンサでは、蓄積された電荷が放出されると、第１のコンデンサと共振用インダクタとのＬＣ共振作用により、再び電荷が蓄積される。このように第１のコンデンサでは、電荷が放出されてもＬＣ共振作用により補充されることから、整流回路に加わる逆電圧の降下量が小さくなり、高周波のリンギングが抑制される。

本発明のスイッチング電源装置では、第２のコンデンサおよび第３のコンデンサの合成容量と第２のインダクタとから構成される他のＬＣ直列共振回路の共振周波数が、第１のコンデンサと共振用インダクタとから構成される上記ＬＣ直列共振回路の共振周波数の２倍以下であるように構成することが好ましい。

なお、本発明において、「サージ電圧抑止回路」とは、サージ電圧を抑止する機能を有する回路を意味し、一般に、スナバ回路と呼ばれる。「回生用の第１のインダクタ」における「回生用」とは、サージ電圧抑止回路における電荷蓄積用の第３のコンデンサに蓄えられた電気エネルギー（電荷）を放出して利用に供し得る状態とするための、という意味である。また、「ＬＣ直列共振回路」とは、インダクタとコンデンサとが直列に配列された共振回路をいう。また、整流回路における「負極出力端」とは、トランスの２次側の接地ラインを意味し、逆に「正極出力端」とは、トランスの２次側の出力ラインを意味する。

なお、共振用インダクタは、コイル部品を実際に配置してよいが、これに代えて（あるいはこれと共に）、トランスのリーケージインダクタンスや配線などを含めた直列インダクタンスを利用して構成してもよい。

本発明のスイッチング電源装置によれば、サージ電圧抑止回路の第１のコンデンサと共振用インダクタとによりＬＣ直列共振を起こさせるようにしたので、整流回路に加わるサージ電圧を抑止することができ、消費電力を低減することができる。また、サージ電圧抑止回路においてこのような共振用の第１のコンデンサに加え電荷蓄積用の第２および第３のコンデンサを設け、第１のコンデンサに蓄えられた電荷をこれら第２および第３のコンデンサへ移動させると共に、第１のコンデンサから放出された電荷をＬＣ共振作用により補充するようにしたので、整流回路に加わる高周波のリンギングを抑制して熱抵抗の高い部位での発熱を抑制することができ、装置全体を大型化することなく十分な放熱を確保することが可能となる。また、放熱器を小さくしても十分な放熱を確保することができことから、装置全体を小型化することも可能となる。また、放熱器の大きさをそのまま保った場合には、装置全体がより高温まで耐え得るようになることから、装置の動作温度範囲を拡大することも可能となる。さらに、整流回路に加わる高周波のリンギングを抑制することができることから、装置内で発生するノイズを低減することも可能となる。

特に、第２のコンデンサおよび第３のコンデンサの合成容量と第２のインダクタとから構成される他のＬＣ直列共振回路の共振周波数を、第１のコンデンサと共振用インダクタとから構成されるＬＣ直列共振回路の共振周波数の２倍以下であるようにした場合には、高周波のリンギングをより小さくすることができ、熱抵抗の高い部位での発熱をより抑制することが可能となる。

以下、本発明を実施するための最良の形態（以下、単に実施の形態という。）について、図面を参照して詳細に説明する。

[第１の実施の形態]
図１は、本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表すものである。このスイッチング電源装置は、図示しない高圧バッテリから供給される高圧の入力直流電圧Ｖinを、より低い出力直流電圧Ｖoutに変換して、図示しない低圧バッテリに供給するＤＣ−ＤＣコンバータとして機能するものであり、後述するようにセンタタップ型カソードコモン接続のスイッチング電源装置である。

このスイッチング電源装置は、１次側高圧ラインＬ１Ｈと１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に設けられたインバータ回路１および平滑コンデンサ２と、１次側巻線３１および２次側巻線３２，３３を有するトランス３と、インバータ回路１と１次側巻線３１との間に設けられた共振用インダクタ４とを備えている。１次側高圧ラインＬ１Ｈの入力端子Ｔ１と１次側低圧ラインＬ１Ｌの入力端子Ｔ２との間には、図示しない高圧バッテリから出力される入力直流電圧Ｖinが印加されるようになっている。このスイッチング電源装置はまた、トランス３の２次側に設けられた整流回路５と、この整流回路５に接続されたスナバ回路６と、このスナバ回路６に接続された平滑回路７とを備えている。

インバータ回路１は、高圧バッテリから出力される入力直流電圧Ｖinをほぼ矩形波状の単相交流電圧に変換する単相インバータ回路であり、本発明における「スイッチング回路」の一具体例に対応する。このインバータ回路１は、図示しない制御回路から供給されるスイッチング信号（図示せず）によってそれぞれ駆動される４つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４をフルブリッジ接続してなるフルブリッジ型のスイッチング回路である。スイッチング素子としては、例えばＭＯＳ−ＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolor Transistor）などのスイッチ素子が用いられる。

スイッチング素子Ｓ１はトランス３の１次側巻線３１の一端と１次側高圧ラインＬ１Ｈとの間に設けられ、スイッチング素子Ｓ２は１次側巻線３１の他端と１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に設けられている。スイッチング素子Ｓ３は１次側巻線３１の他端と１次側高圧ラインＬ１Ｈとの間に設けられ、スイッチング素子Ｓ４は１次側巻線３１の一端と１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に設けられている。上記した共振用インダクタ４は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４の接続点と１次側巻線３１の一端との間に接続されている。

インバータ回路１では、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がオンすることにより、１次側高圧ラインＬ１Ｈから順にスイッチング素子Ｓ１、１次側巻線３１およびスイッチング素子Ｓ２を通って１次側低圧ラインＬ１Ｌに至る第１の電流経路に電流が流れる一方、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４がオンすることにより、１次側高圧ラインＬ１Ｈから順にスイッチング素子Ｓ３、１次側巻線３１、共振用インダクタ４およびスイッチング素子Ｓ４を通って１次側低圧ラインＬ１Ｌに至る第２の電流経路に電流が流れるようになっている。

トランス３の一対の２次側巻線３２，３３はセンタタップＣで互いに接続され、このセンタタップＣが接地ラインＬＧを介して出力端子Ｔ４に導かれている。つまり、このスイッチング電源装置はセンタタップ型のものである。このトランス３は、インバータ回路１によって変換された交流電圧を降圧し、一対の２次側巻線３２，３３の各端部Ａ，Ｂから、互いに１８０度位相が異なる交流電圧ＶＯ１，ＶＯ２を出力するようになっている。なお、この場合の降圧の度合いは、１次側巻線３１と２次側巻線３２，３３との巻数比によって定まる。

なお、共振用インダクタ４は、コイル部品を実際に配置してもよいが、これに代えて（これと共に）、トランス３のリーケージインダクタンス（図示せず）や配線などを含めた直列インダクタンスを利用して構成してもよい。この共振用インダクタ４は、後述するように（図３）、トランス３を介して２次側に等価なインダクタンス成分［Ｌ１／（ｎ／２）²］を生じさせ、この等価なインダクタンス成分とスナバ回路６のコンデンサＣ６１とが協働してＬＣ直列共振回路を構成することになる。

整流回路５は、一対のダイオード５１，５２からなる単相全波整流型のものである。ダイオード５１のアノードは２次側巻線３２の一端Ａに接続され、ダイオード５２のアノードは２次側巻線３３の一端Ｂに接続されている。ダイオード５１，５２の各カソード同士は、接続点Ｄにおいて互いに接続されると共に、出力ラインＬＯに接続されている。つまり、この整流回路５はカソードコモン接続の構造を有しており、トランス３の交流出力電圧ＶＯ１，ＶＯ２の各半波期間をそれぞれダイオード５１，５２によって個別に整流して直流電圧を得るようになっている。

スナバ回路６は、コンデンサＣ６１〜Ｃ６３と、ダイオードＤ６１〜Ｄ６３と、回生用インダクタＬ６１と、緩衝用のインダクタＬ６２とを含んで構成される。具体的には、ダイオードＤ６１のアノードは出力ラインＬＯに接続され、コンデンサＣ６１はダイオードＤ６１のカソード（接続点Ｅ）と接地ラインＬＧとの間に接続されている。ダイオードＤ６２は、そのアノードが接続点Ｅに接続され、そのカソード（接続点Ｇ）がインダクタＬ６２を介してコンデンサＣ６２の一端に接続されると共にダイオードＤ６３のアノードに接続されている。コンデンサＣ６２の他端は出力ラインＬＯに接続され、コンデンサＣ６３はダイオードＤ６３のカソード（接続点Ｆ）と接地ラインＬＧとの間に接続され、インダクタＬ６１は、接続点Ｆと出力ラインＬＯとの間に接続されている。

コンデンサＣ６１は、１次側に設けられた共振用インダクタ４と協働してＬＣ直列共振回路を構成するものであり、本発明における「第１のコンデンサ」の一具体例に対応する。また、回生用インダクタＬ６１は、後述するように電荷蓄積用のコンデンサＣ６３に蓄えられた電気エネルギー（電荷）を放出して利用に供し得る状態とするためのものであり、本発明における「第１のインダクタ」の一具体例に対応する。このような構成によりスナバ回路６は、インバータ回路１におけるスイッチング動作に伴って生ずるサージ電圧を抑止するためのサージ電圧抑止回路として機能するようになっている。なお、ダイオードＤ６１は、本発明における「第１のダイオード」の一具体例に対応する。

また、ダイオードＤ６２，Ｄ６３はいずれも、後述するように共振用のコンデンサＣ６１に蓄えられた電荷を電荷蓄積用のコンデンサＣ６２，Ｃ６３へ移動させると共に、電流が逆流するのを防止するためのものであり、それぞれ本発明における「第２のダイオード」および「第３のダイオード」の一具体例に対応する。電荷蓄積用のコンデンサＣ６２，Ｃ６３はそれぞれ、本発明における「第２のコンデンサ」および「第３のコンデンサ」の一具体例に対応する。また、緩衝用のインダクタＬ６２は、後述するように電荷蓄積用のコンデンサＣ６２，Ｃ６３とそれぞれ協働して２つのＬＣ直列共振回路を構成するものであり、これらの共振作用を利用して、上記のように共振用のインダクタＣ６１に蓄えられた電荷を、電荷蓄積用のコンデンサＣ６２，Ｃ６３へ移動させるためのものである。このような構成によりスナバ回路６はまた、後述するように整流回路５のダイオード５１，５２に加わる高周波のリンギングを抑制するためのリンギング抑制回路としても機能するようになっている。なお、インダクタＬ６２は、本発明における「第２のインダクタ」の一具体例に対応する。

平滑回路７は、チョークコイル７１と平滑コンデンサ７２とを含んで構成されている。チョークコイル７１は、出力ラインＬＯに挿入配置されており、その一端はスナバ回路６の回生用インダクタＬ６１の一端（出力ラインＬＯ側の端点）に接続され、その他端は出力ラインＬＯの出力端子Ｔ３に接続されている。平滑コンデンサ７２は、出力ラインＬＯ（具体的には、チョークコイル７１の他端）と接地ラインＬＧとの間に接続されている。接地ラインＬＧの端部には、出力端子Ｔ４が設けられている。このような構成により平滑回路７では、整流回路５で整流された直流電圧を平滑化して出力直流電圧Ｖoutを生成し、これを出力端子Ｔ３，Ｔ４から低圧バッテリ（図示せず）に給電するようになっている。

次に、以上のような構成のスイッチング電源装置の動作を説明する。まず、スイッチング電源装置の全体動作を説明する。

インバータ回路１は、入力端子Ｔ１，Ｔ２から供給される入力直流電圧Ｖinをスイッチングして交流電圧を作り出し、これをトランス３の１次側巻線３１に供給する。トランス３の２次側巻線３２，３３からは、変圧（ここでは、降圧）された交流電圧ＶＯ１，ＶＯ２が取り出される。

整流回路５は、この交流電圧をダイオード５１，５２によって整流する。これにより、センタタップＣ（接地ラインＬＧ）とダイオード５１，５２の接続点Ｄとの間に整流出力が発生する。

平滑回路７は、センタタップＣ（接地ラインＬＧ）とダイオード５１，５２の接続点Ｄとの間に生じる整流出力を平滑化して、出力端子Ｔ３，Ｔ４から出力直流電圧Ｖoutを出力する。この出力直流電圧Ｖoutは図示しない低圧バッテリに給電され、その充電に供される。

次に、図２〜図１０を参照して、本発明の特徴であるスナバ回路６の動作について説明する。なお、後述する図４は、コンデンサＣ６１の端子電圧Ｖcの時間変化をタイミング図で表したものであり、図中の電圧Ｖctは、端子電圧Ｖcの収束値を示している。

図２に示したように、インバータ回路１のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がオンになると、スイッチング素子Ｓ１からスイッチング素子Ｓ２の方向に電流Ｉc10が流れ、トランス３の２次側巻線３２，３３に現れる電圧ＶＯ１，ＶＯ２がダイオード５２に対して逆方向（逆電圧Ｖd）となり、ダイオード５１およびスナバ回路６のダイオードＤ６１に対して順方向となる。このため、２次側巻線３２からダイオード５１を通って出力ラインＬＯに電流Ｉxが流れる。

このとき、ダイオード５１、ダイオードＤ６１、コンデンサＣ６１およびトランス３の２次側巻線３２を順に通る充電ループＩc1が形成され、コンデンサＣ６１への充電（エネルギーの蓄積）が行われる。一方、ダイオード５２には逆電圧Ｖd（サージ電圧）が印加される。この充電ループＩc1において、１次側の共振インダクタ４によるインダクタ成分とコンデンサＣ６１とによりＬＣ直列共振回路が構成されるため、コンデンサＣ６１の端子電圧Ｖcは、ＬＣ共振電圧に従って上昇する（図４のタイミングｔ０〜ｔ１の区間Ｔ１）。

図３は、上記したＬＣ直列共振回路の等価回路を表すものである。等価回路は、共振用インダクタ４によって２次側に生ずるインダクタンス成分［Ｌ１／（ｎ／２）²］と、コンデンサＣ６１の容量［Ｃ］と、電源電圧［Ｖin／（ｎ／２）］とにより構成される。この等価回路によると、コンデンサＣ６１の端子間電圧Ｖcは、次の式（１）で表される。
Ｖc＝２×Ｖin×（１−ｃｏｓωｔ）／ｎ …（１）
但し、ω＝１／（Ｌ１×Ｃ／（ｎ／２）²）^1/2
ここで、Ｌ１は共振用インダクタ４のインダクタンス値であり、ＣはコンデンサＣ６１の容量である。ｎは、２次側巻線３３の巻数Ｎ２に対する１次側巻線３１の巻数Ｎ１の巻数比（Ｎ１／Ｎ２）である。なお、２次側巻線３３の巻数Ｎ３に対する１次側巻線３１の巻数Ｎ１の巻数比（Ｎ１／Ｎ３）も同様にｎであるとする。

充電ループＩc1において、ダイオードＤ６１の電圧降下分を無視すれば、ダイオード５２に印加される逆電圧Ｖdは、コンデンサＣ６１の端子電圧Ｖcとほぼ等しくなる。コンデンサＣ６１の端子電圧Ｖcは、上記したように、共振用インダクタ４に起因するインダクタンス成分とコンデンサＣ６１とにより定まるＬＣ共振電圧によって上昇する。このため、ダイオード５２に印加される逆電圧Ｖdの最大値（ピーク値）Ｖdmは、上記の式（１）から明らかなように、次の式（２）で示される値になる。
Ｖdm＝２×Ｖin×（１−ｃｏｓπ）／ｎ
＝４×Ｖin／ｎ …（２）

このように、ダイオード５２に印加される逆電圧ＶdをＬＣ共振作用によって式（２）の値以下に抑制できるので、ノイズを少なく（サージ電圧を低く）することができる。また、ダイオード５２に印加される逆電圧Ｖdを抑制できるので、ダイオード５２として、順方向電圧降下が比較的小さいものを使用することが可能になり、この結果、ダイオード５２による損失を低減し、エネルギー消費の少ない高効率のスイッチング電源装置を得ることができる。

ここで図５および図６を参照して、このスナバ回路６の特徴的な作用について説明する。図５は、コンデンサＣ６１の端子電圧Ｖcが逆電圧Ｖdの最大値であるＶdmとなった後の状態（図４のタイミングｔ１〜ｔ２の区間Ｔ２）の動作を表しており、図６は比較例として、従来のスイッチング電源装置（例えば、上記特許文献２の図１３）における図５に対応する状態の動作を表している。なお、図６に示した比較例に係るスイッチング電源装置は、図１のスナバ回路６に代えて、コンデンサＣ６１、ダイオードＤ６１および回生用インダクタＬ６１からなるスナバ回路１０６を備えたものである。具体的には、コンデンサＣ６１およびダイオードＤ６１が出力ラインＬＯと接地ラインＬＧとの間に直列に接続され、コンデンサＣ６１の一端が接地ラインＬＧに接続され、他端がダイオードＤ６１のカソードに接続点Ｅで接続されている。また、ダイオードＤ６１のアノードが出力ラインＬＯに接続され、回生用インダクタＬ６１が接続点Ｅと出力ラインＬＯとの間に、ダイオードＤ６１と並列に接続されている。

図５に示した本実施の形態のスイッチング電源装置では、ダイオード５２に印加される逆電圧Ｖdが上記の式（２）で示されるピーク値（４×Ｖin／ｎ）になると、ダイオードＤ６１が非導通となることで、コンデンサＣ６１の端子電圧Ｖcがピークホールドされる（図４のタイミングｔ１）。すると、接続点Ｄの電位が下降しようとすることから、コンデンサＣ６１に蓄積された電荷が出力ラインＬＯ側（図示しない低圧バッテリ側）に放電されようとし、ダイオードＤ６２が導通する。したがって、前述のようにスナバ回路６のコンデンサＣ６２とインダクタＬ６２、およびコンデンサＣ６３とインダクタＬ６３とがそれぞれ協働して２つのＬＣ直列共振回路が構成されることから、コンデンサＣ６１に蓄積された電荷が、それぞれ電荷移動ループＩp2，Ip3によってコンデンサＣ６２，Ｃ６３へと移動し、蓄積される。一方、コンデンサＣ６１では、蓄積された電荷が放出されることで端子電圧Ｖcが下降することから、ダイオードＤ６１が再び導通し、コンデンサＣ１と共振用インダクタ４とのＬＣ共振作用により、再び電荷が供給される。このようにしてコンデンサＣ６１では、充電ループＩc1によって蓄積された電荷が電荷移動ループＩp2，Ip3によってコンデンサＣ６２，Ｃ６３へと移動し放出されても、ダイオードＤ６１が再び導通することで充電ループＩc1が形成され、コンデンサＣ６１の端子電圧Ｖcが、コンデンサＣ１と共振用インダクタ４とがなすＬＣ共振電圧に従って緩やかに下降することから、ダイオード５２に加わる逆電圧Ｖdの降下量が抑えられる。

なお、その後は図４に示したように、タイミングｔ１〜ｔ２，ｔ３〜ｔ４，ｔ５〜ｔ６，…からなる区間Ｔ２と、ｔ０〜ｔ１，ｔ２〜ｔ３，ｔ４〜ｔ５，…からなる区間Ｔ１とが繰り返されることで、ダイオード５２に印加される逆電圧Ｖdにおいて、前述した高周波のリンギングが発生することとなる。

一方、図６に示した比較例に係るスイッチング電源装置では、本実施の形態のスイッチング電源装置と同様にして、充電ループＩc1によってコンデンサＣ６１へ電荷が蓄積され、その端子電圧Ｖcがピークホールドされる（図４のタイミングｔ１）と、ダイオードＤ６１は非導通となる。このとき、共振用インダクタ４とコンデンサＣ６１とがなすＬＣ共振電圧は最大値となっていることから、電流Ｉc10，Ｉc1は流れる方向が切り換わる零点となっており、電流Ｉc10，Ｉc1の値が減少に転じようとしている。一方、チョークコイル７１は、一方向性放電路Ｉdにより電流を流す電流源として動作している。ここで本来のＬＣ共振であれば、コンデンサＣ６１の端子電圧Ｖcが下降しながら電流Ｉc10，Ｉc1が減少することで、ＬＣ共振が継続されることとなる。しかしながらこのスナバ回路１０６では、ダイオードＤ６１によって電流Ｉc1が逆方向に流れることが阻止されることから、コンデンサＣ６１への電流供給がなされなくなる。このようにして、ダイオードＤ６１によりＬＣ共振の継続が阻止されることから、微小な容量であるダイオード５２の接合容量への電荷が供給されなくなり、それまで蓄積されていた電荷は、一方向性放電路Ｉdを介して出力ラインＬＯ側へ放電される。よって、接続点Ｄの電位は急速に下降することとなる。

このようにして、比較例に係る従来のスイッチング電源装置では、接続点Ｄの電位が急速に下降することから、図４の符号Ｇ２で示したように高周波のリンギングが大きくなる一方、本実施の形態のスイッチング電源装置では、ダイオード５２に加わる逆電圧Ｖdの降下量が抑えられ小さくなることから、図４の符号Ｇ１で示したように、比較例と比べて高周波のリンギングが抑制されることとなる。よって、熱抵抗の高い部位（例えば、トランス３や共振用インダクタ４）での発熱を抑制することができ、スイッチング電源装置全体を大型化することなく十分な放熱を確保することができる。

なお、このような本実施の形態のスイッチング電源装置では、コンデンサＣ６２およびコンデンサＣ６３の合成容量とインダクタＬ６２とから構成されるＬＣ直列共振回路の共振周波数が、コンデンサＣ６１と共振用インダクタ４とから構成されるＬＣ直列共振回路の共振周波数の２倍以下であるように構成することが好ましい。このように構成した場合には、コンデンサＣ６１と共振用インダクタ４とがなすＬＣ共振、およびコンデンサＣ６２およびコンデンサＣ６３の合成容量とインダクタＬ６２とがなすＬＣ共振において、電流Ｉc1および電流Ｉp2，Ip3がそれぞれ、ダイオードＤ６１またはダイオードＤ６２によって阻止されにくくなり、それぞれのＬＣ共振が互いに継続しやすくなることから、ダイオード５２に加わる逆電圧Ｖdの降下量がより抑えられ、高周波のリンギングがより小さなものなる。よってこの場合には、熱抵抗の高い部位での発熱をより抑制することが可能となる。なお、このことは以降の実施の形態においても同様である。

スナバ回路６全体の動作説明に戻り、次に図７に示したように、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がオンからオフになると（図４のタイミングｔ７〜ｔ８の区間Ｔ３）、トランス３の２次側巻線３３に現れる電圧［−ＶＯ２］は、ダイオード５２に対して順方向となる。このため、２次側巻線３３からダイオード５２を通って出力ラインＬＯに電流Ｉxが流れる。このとき、回生用インダクタＬ６１は、コンデンサＣ６２，Ｃ６３に対する一方向性放電路Ｉd2，Ｉd3として機能し、これらコンデンサＣ６２，Ｃ６３に蓄積されたコンデンサＣ６１からの移動電荷はそれぞれ、一方向性放電路Ｉd2，Ｉd3を介して出力ラインＬＯ側（図示しない低圧バッテリ側）に回生され、利用に供される。この結果、図４に示したようにダイオード５２に加わる逆電圧Ｖdが０Ｖにリセットされると共に、スイッチング電源装置のエネルギー効率が向上する。

次に、図８に示したように、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４がオフからオンになると（再び、図４のタイミングｔ０〜ｔ１の区間Ｔ１に対応する）、スイッチング素子Ｓ３からスイッチング素子Ｓ４の方向に電流Ｉc20が流れ、トランス３の２次側巻線３２，３３に現れる電圧［−ＶＯ１］、［−ＶＯ２］がダイオード５２に対して順方向になる一方、ダイオード５１に対して逆方向（逆電圧Ｖd）となる。このため、２次側巻線３３からダイオード５２を通って出力ラインＬＯに電流Ｉxが流れる。

このとき、ダイオード５２、ダイオードＤ６１、およびトランス３の２次側巻線３３の順に通る充電ループＩc2が形成され、コンデンサＣ６１への充電が行われる。一方、ダイオード５１には逆電圧Ｖdが印加されるが、充電ループＩc2において１次側の共振用インダクタ４によるインダクタンス成分とコンデンサＣ６１とによりＬＣ直列共振回路が構成されるため、ダイオード５１に印加される逆電圧Ｖdは上記の式（２）の値以下に抑制される。

また、ダイオード５１に加わる逆電圧Ｖdが上記の式（２）で示されるピーク値になると、コンデンサＣ６１の端子電圧Ｖcがピークホールドされ、ダイオードＤ６１は非導通となる。このときも図９に示したように（再び、図４のタイミングｔ１〜ｔ２の区間Ｔ２に対応する）、充電ループＩc2によってコンデンサＣ６１に蓄積された電荷が、前述のように電荷移動ループＩp2，Ip3によってコンデンサＣ６２，Ｃ６３へと移動し、放出される。したがって、ダイオードＤ６１が再び導通することで充電ループＩc2が形成され、コンデンサＣ６１の端子電圧ＶcがコンデンサＣ１と共振用インダクタ４とがなすＬＣ共振電圧に従って緩やかに下降することから、ダイオード５１に加わる逆電圧Ｖdの降下量が抑えられ、熱抵抗の高い部位での発熱も抑制される。

最後に、図１０に示したように、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４がオンからオフになると（再び、図４のタイミングｔ７〜ｔ８の区間Ｔ３に対応する）、トランス３の２次側巻線３２に現れる電圧［−ＶＯ１］はダイオード５１に対して順方向となる。このため、２次側巻線３２からダイオード５１を通って出力ラインＬＯに電流Ｉxが流れる。このときも、回生用インダクタＬ６１はコンデンサＣ６２，Ｃ６３に対する一方向性放電路Ｉd2，Ｉd3として機能することで、これらコンデンサＣ６２，Ｃ６３に蓄積されたコンデンサＣ６１からの移動電荷がそれぞれ、一方向性放電路Ｉd2，Ｉd3を介して出力ラインＬＯ側（図示しない低圧バッテリ側）に回生され、利用に供される。

図１１は、図１の整流回路５（ダイオード５１，５２）における逆電圧Ｖdの実測波形を表すものである。この図において、（Ａ）は従来のスイッチング電源装置（例えば、図６に示した構成のもの）における逆電圧Ｖdの電圧波形を示しており、（Ｂ）は、（Ａ）における符号Ｗ１で示した領域の一部を拡大して示したものである。また、（Ｃ）は本実施の形態のスイッチング電源装置における逆電圧Ｖdの電圧波形を示しており、（Ｄ）は、（Ｃ）における符号Ｗ２で示した領域の一部を拡大して示したものである。

このように、従来のスイッチング電源装置（図１１（Ａ），（Ｂ））においては、符号Ｗ１で示したように、振幅の大きい高周波のリンギングが出現している一方、本実施の形態のスイッチング電源装置（図１１（Ｃ），（Ｄ））においては、符号Ｗ２で示したように、従来のスイッチング電源装置と比べて、高周波のリンギングの振幅が抑制されていることが分かる。よって、本実施の形態のスナバ回路６を設けることで、整流回路５（ダイオード５１，５２）における逆電圧（サージ電圧）Ｖdにおいて、実際に高周波のリンギングが抑制されることが分かる。

以上のように、本実施の形態では、スナバ回路６のコンデンサＣ６１と共振用インダクタ４とによりＬＣ直列共振を起こさせるようにしたので、整流回路５のダイオード５１，５２に加わるサージ電圧を抑止することができ、消費電力を低減することができる。

また、スナバ回路６においてこのような共振用のコンデンサＣ６１に加え、電荷蓄積用のコンデンサＣ６２，Ｃ６３を設け、コンデンサＣ６１に蓄えられた電荷をこれらコンデンサＣ６２，Ｃ６３へ移動させると共に、コンデンサＣ６１から放出された電荷をＬＣ共振作用により補充するようにしたので、整流回路５のダイオード５１，５２に加わる高周波のリンギングを抑制して熱抵抗の高い部位（例えば、トランス３や共振用インダクタ４）での発熱を抑制することができ、スイッチング電源装置全体を大型化することなく十分な放熱を確保することができる。よって、放熱するための部材を小さくしても十分な放熱を確保することができ、装置全体を小型化することも可能となる。また、放熱部材の大きさをそのまま保った場合には、装置全体がより高温まで耐え得るようになることから、装置の動作温度範囲を拡大することも可能となる。さらに、整流回路５のダイオード５１，５２に加わる高周波のリンギングを抑制することができることから、装置内で発生するノイズを低減することも可能となる。

なお、本実施の形態では、図１に示したようなセンタタップ型カソードコモン接続のスイッチング電源装置について説明してきたが、例えば図１２に示したように、本実施の形態のスナバ回路６を、センタタップ型アノードコモン接続のスイッチング電源装置に対して適用することも可能である。このように構成した場合でも、本実施の形態の場合と同様の効果を得ることができる。

[第２の実施の形態]
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。

図１３は、本実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表すものである。この図において、図１に示した構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。このスイッチング電源装置は、上記第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置（図１）において、スナバ回路６に代えてスナバ回路１６を備えたものである。その他の部分の構成は、図１の場合と同様である。

スナバ回路１６は、第１の実施の形態におけるスナバ回路６と同様に、コンデンサＣ６１〜Ｃ６３と、ダイオードＤ６１〜Ｄ６３と、回生用インダクタＬ６１と、緩衝用のインダクタＬ６２とを含んで構成される。ただしそれらの接続関係がスナバ回路６のものとは異なっており、具体的には、ダイオードＤ６１のカソードは接地ラインＬＧに接続され、コンデンサＣ６１はダイオードＤ６１のアノード（接続点Ｅ）と出力ラインＬＯとの間に接続されている。ダイオードＤ６２は、そのカソードが接続点Ｅに接続され、そのアノード（接続点Ｇ）がインダクタＬ６２を介してコンデンサＣ６２の一端に接続されると共にダイオードＤ６３のカソードに接続されている。コンデンサＣ６２の他端は接地ラインＬＧに接続され、コンデンサＣ６３はダイオードＤ６３のアノード（接続点Ｆ）と接地ラインＬＧとの間に接続され、インダクタＬ６１は、接続点Ｆと出力ラインＬＯとの間に接続されている。なお、このスナバ回路１６に含まれるコンデンサＣ６１〜Ｃ６３、ダイオードＤ６１〜Ｄ６３、回生用インダクタＬ６１および緩衝用のインダクタＬ６２がなす機能については、第１の実施の形態におけるスナバ回路６のものと同様であるので、その説明を省略する。

次に、図１４（Ａ）〜（Ｃ）および図１５（Ａ）〜（Ｃ）を参照して、以上のような構成のスイッチング電源装置の動作を説明する。なお、図１４および図１５では、１次側の回路部分の図示を省略している。また、このスイッチング電源装置のＤＣ−ＤＣコンバータとしての基本動作は図１の場合と同様であるので、その説明を省略し、スナバ回路１６の動作のみを説明する。

まず、図１４（Ａ）に示したように、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がオフからオンになると、ダイオード５１から２次側巻線３２を通って、出力ラインＬＯに電流Ｉxが流れる。また、ダイオード５１、コンデンサＣ６１、ダイオードＤ６１およびトランス３の２次側巻線３２を順に通る充電ループＩc1が形成され、コンデンサＣ６１への充電が行われる。また、ダイオード５２には逆電圧Ｖdが印加されるが、充電ループＩc1において１次側の共振用インダクタ４によるインダクタンス成分とコンデンサ６１とによりＬＣ直列共振回路が構成されるため、ダイオード５２に印加される逆電圧Ｖdは、前述の式（２）の値以下に抑制される。

また、ダイオード５２に加わる逆電圧Ｖdが上記の式（２）で示されるピーク値になると、コンデンサＣ６１の端子電圧Ｖcがピークホールドされ、ダイオードＤ６１は非導通となる。すると図１４（Ｂ）に示したように、充電ループＩc1によってコンデンサＣ６１に蓄積された電荷が、前述のように電荷移動ループＩp2，Ip3によってコンデンサＣ６２，Ｃ６３へと移動し、放出される。したがって、ダイオードＤ６１が再び導通することで充電ループＩc1が形成され、コンデンサＣ６１の端子電圧ＶcがコンデンサＣ１と共振用インダクタ４とがなすＬＣ共振電圧に従って緩やかに下降することから、ダイオード５２に加わる逆電圧Ｖdの降下量が抑えられ、熱抵抗の高い部位での発熱も抑制される。

次に、図１４（Ｃ）に示したように、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がオンからオフになると、トランス３の２次側巻線３３に現れる電圧［−ＶＯ２］はダイオード５２に対して順方向となる。このため、２次側巻線３３からダイオード５２を通って出力ラインＬＯに電流Ｉxが流れる。このとき、回生用インダクタＬ６１はコンデンサＣ６２，Ｃ６３に対する一方向性放電路Ｉd2，Ｉd3として機能することで、これらコンデンサＣ６２，Ｃ６３に蓄積されたコンデンサＣ６１からの移動電荷がそれぞれ、一方向性放電路Ｉd2，Ｉd3を介して出力ラインＬＯ側（図示しない低圧バッテリ側）に回生され、利用に供される。

次に、図１５（Ａ）に示したように、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４がオフからオンになると、ダイオード５２から２次側巻線３３を通って、出力ラインＬＯに電流Ｉxが流れる。また、ダイオード５２、コンデンサＣ６１、ダイオードＤ６１およびトランス３の２次側巻線３３を順に通る充電ループＩc2が形成され、コンデンサＣ６１への充電が行われる。また、ダイオード５１には逆電圧Ｖdが印加されるが、充電ループＩc2において１次側の共振用インダクタ４によるインダクタンス成分とコンデンサ６１とによりＬＣ直列共振回路が構成されるため、ダイオード５１に印加される逆電圧Ｖdは、前述の式（２）の値以下に抑制される。

また、ダイオード５１に加わる逆電圧Ｖdが上記の式（２）で示されるピーク値になると、コンデンサＣ６１の端子電圧Ｖcがピークホールドされ、ダイオードＤ６１は非導通となる。このときも図１５（Ｂ）に示したように、充電ループＩc2によってコンデンサＣ６１に蓄積された電荷が、前述のように電荷移動ループＩp2，Ip3によってコンデンサＣ６２，Ｃ６３へと移動し、放出される。したがって、ダイオードＤ６１が再び導通することで充電ループＩc2が形成され、コンデンサＣ６１の端子電圧ＶcがコンデンサＣ１と共振用インダクタ４とがなすＬＣ共振電圧に従って緩やかに下降することから、ダイオード５１に加わる逆電圧Ｖdの降下量が抑えられ、熱抵抗の高い部位での発熱も抑制される。

次に、図１５（Ｃ）に示したように、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４がオンからオフになると、トランス３の２次側巻線３２に現れる電圧［−ＶＯ１］はダイオード５１に対して順方向となる。このため、２次側巻線３２からダイオード５１を通って出力ラインＬＯに電流Ｉxが流れる。このときも、回生用インダクタＬ６１はコンデンサＣ６２，Ｃ６３に対する一方向性放電路Ｉd2，Ｉd3として機能することで、これらコンデンサＣ６２，Ｃ６３に蓄積されたコンデンサＣ６１からの移動電荷がそれぞれ、一方向性放電路Ｉd2，Ｉd3を介して出力ラインＬＯ側（図示しない低圧バッテリ側）に回生され、利用に供される。

以上のように、本実施の形態のスイッチング電源装置においても、上記第１の実施の形態の場合と同様の効果を得ることができる。すなわち、スナバ回路１６において共振用のコンデンサＣ６１に加え電荷蓄積用のコンデンサＣ６２，Ｃ６３を設け、コンデンサＣ６１に蓄えられた電荷をこれらコンデンサＣ６２，Ｃ６３へ移動させると共にコンデンサＣ６１から放出された電荷をＬＣ共振作用により補充するようにしたので、整流回路５のダイオード５１，５２に加わる高周波のリンギングを抑制し、熱抵抗の高い部位での発熱を抑制することができる。よって、スイッチング電源装置全体を大型化することなく十分な放熱を確保することができる。

なお、本実施の形態においても、例えば図１６に示したように、本実施の形態のスナバ回路１６を、センタタップ型アノードコモン接続のスイッチング電源装置に対して適用することも可能である。このように構成した場合でも、本実施の形態の場合と同様の効果を得ることができる。

[第３の実施の形態]
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。本実施の形態では、フォワード型カソードコモン接続のスイッチング電源装置について説明する。

図１７は、本実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表すものである。この図において、図１に示した構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。

本実施の形態のスイッチング電源装置は、１次側巻線３１と２次側巻線３２とを有するトランス１３を用いて構成されたフォワード型（一方向型）のスイッチング電源装置であり、トランス１３の１次側に、図１のインバータ回路１に代えて、１つのスイッチング素子Ｓ０からなるインバータ回路１１を備えている。このスイッチング電源装置はまた、トランス１３の２次側に設けられた整流回路１５と、この整流回路１５に接続されたスナバ回路６と、このスナバ回路６に接続された平滑回路７とを備えている。整流回路１５は、アノードがトランス１３の２次側巻線３２の一端Ａに接続されたダイオード５１と、アノードがトランス１３の２次側巻線３２の他端Ｃに接続されカソードがダイオード５１のカソードに共通接続されたダイオード５２とにより構成されたカソードコモン接続の構造を有する。なお、スナバ回路６および平滑回路７を始めとするその他の部分の構成は、図１の場合と同様である。

次に、図１８および図１９を参照して、以上のような構成のスイッチング電源装置の動作を説明する。

本実施の形態では、図１８に示したように、インバータ回路１１のスイッチング素子Ｓ０がオンになると、トランス１３の２次側巻線３２に現れる電圧ＶＯ１は、ダイオード５２に対して逆方向（逆電圧Ｖd）となり、ダイオード５１およびスナバ回路６のダイオードＤ６１に対して順方向となる。このため、２次側巻線３２からダイオード５１を通って出力ラインＬＯに電流Ｉxが流れる。このとき、ダイオード５１、ダイオードＤ６１、コンデンサＣ６１、およびトランス１３の２次側巻線３２を順に通る充電ループＩcが形成され、コンデンサＣ６１への充電が行われる。一方、ダイオード５２には逆電圧Ｖd（サージ電圧）が印加されるが、充電ループＩcにおいて、１次側の共振用インダクタ４によるインダクタ成分とコンデンサＣ６１とによりＬＣ直列共振回路が構成されるため、ダイオード５２に印加される逆電圧Ｖdは前述の式（２）以下の値に抑制される。

また、ダイオード５２に印加される逆電圧Ｖdが前述の式（２）で示されるピーク値になると、コンデンサＣ６１の端子電圧Ｖcがピークホールドされ、ダイオードＤ６１は非導通となる。すると充電ループＩcによってコンデンサＣ６１に蓄積された電荷が、前述のように電荷移動ループＩp2，Ip3によってコンデンサＣ６２，Ｃ６３へと移動し、放出される。したがって、ダイオードＤ６１が再び導通することで充電ループＩcが形成され、コンデンサＣ６１の端子電圧ＶcがコンデンサＣ１と共振用インダクタ４とがなすＬＣ共振電圧に従って緩やかに下降することから、ダイオード５２に加わる逆電圧Ｖdの降下量が抑えられ、熱抵抗の高い部位での発熱も抑制される。

次に、図１９に示したように、インバータ回路１１のスイッチング素子Ｓ０がオフになると、トランス１３の２次側巻線３２に現れる電圧［−ＶＯ１］はダイオード５１に対して逆方向（逆電圧Ｖd）となる。この時、接地ラインＬＧからダイオード５２を通って出力ラインＬＯに電流Ｉxが流れる。このとき、回生用インダクタＬ６１はコンデンサＣ６２，Ｃ６３に対する一方向性放電路Ｉd2，Ｉd3として機能し、これらコンデンサＣ６２，Ｃ６３に蓄積されたコンデンサＣ６１からの移動電荷がそれぞれ、一方向性放電路Ｉd2，Ｉd3を介して出力ラインＬＯ側（図示しない低圧バッテリ側）に回生され、利用に供される。

以上のように、本実施の形態のスイッチング電源装置においても、上記第１および第２の実施の形態の場合と同様の効果を得ることができる。すなわち、スナバ回路６において共振用のコンデンサＣ６１に加え電荷蓄積用のコンデンサＣ６２，Ｃ６３を設け、コンデンサＣ６１に蓄えられた電荷をこれらコンデンサＣ６２，Ｃ６３へ移動させると共にコンデンサＣ６１から放出された電荷をＬＣ共振作用により補充するようにしたので、整流回路５のダイオード５２に加わる高周波のリンギングを抑制し、熱抵抗の高い部位での発熱を抑制することができる。よって、スイッチング電源装置全体を大型化することなく十分な放熱を確保することができる。

なお、本実施の形態においては、図１７に示したようなフォワード型カソードコモン接続のスイッチング電源装置について説明してきたが、例えば図２０に示したように、本実施の形態のスナバ回路６を、フォワード型アノードコモン接続のスイッチング電源装置に対して適用することも可能である。このように構成した場合でも、本実施の形態の場合と同様の効果を得ることができる。

[第４の実施の形態]
次に、本発明の第４の実施の形態について説明する。

図２１は、本実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表すものである。このスイッチング電源装置は、上記第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置（図１７）において、スナバ回路６に代えてスナバ回路１６を備えたものである。その他の部分の構成は、図１７の場合と同様である。

次に、図２２および図２３を参照して、以上のような構成のスイッチング電源装置の動作を説明する。

本実施の形態では、図２２に示したように、インバータ回路１１のスイッチング素子Ｓ０がオンになると、トランス１３の２次側巻線３２に現れる電圧ＶＯ１は、ダイオード５２に対して逆方向（逆電圧Ｖd）となり、ダイオード５１およびスナバ回路６のダイオードＤ６１に対して順方向となる。このため、２次側巻線３２からダイオード５１を通って出力ラインＬＯに電流Ｉxが流れる。このとき、ダイオード５１、コンデンサＣ６１、ダイオードＤ６１およびトランス１３の２次側巻線３２を順に通る充電ループＩcが形成され、コンデンサＣ６１への充電が行われる。一方、ダイオード５２には逆電圧Ｖd（サージ電圧）が印加されるが、充電ループＩcにおいて、１次側の共振用インダクタ４によるインダクタ成分とコンデンサＣ６１とによりＬＣ直列共振回路が構成されるため、ダイオード５２に印加される逆電圧Ｖdは前述の式（２）以下の値に抑制される。

次に、図２３に示したように、インバータ回路１１のスイッチング素子Ｓ０がオフになると、トランス１３の２次側巻線３２に現れる電圧［−ＶＯ１］はダイオード５１に対して逆方向（逆電圧Ｖd）となる。この時、接地ラインＬＧからダイオード５２を通って出力ラインＬＯに電流Ｉxが流れる。このとき、回生用インダクタＬ６１はコンデンサＣ６２，Ｃ６３に対する一方向性放電路Ｉd2，Ｉd3として機能し、これらコンデンサＣ６２，Ｃ６３に蓄積されたコンデンサＣ６１からの移動電荷がそれぞれ、一方向性放電路Ｉd2，Ｉd3を介して出力ラインＬＯ側（図示しない低圧バッテリ側）に回生され、利用に供される。

本実施の形態のスイッチング電源装置においても、上記第１〜第３の実施の形態の場合と同様の効果を得ることができる。すなわち、スナバ回路１６において共振用のコンデンサＣ６１に加え電荷蓄積用のコンデンサＣ６２，Ｃ６３を設け、コンデンサＣ６１に蓄えられた電荷をこれらコンデンサＣ６２，Ｃ６３へ移動させると共にコンデンサＣ６１から放出された電荷をＬＣ共振作用により補充するようにしたので、整流回路５のダイオード５２に加わる高周波のリンギングを抑制し、熱抵抗の高い部位での発熱を抑制することができる。よって、スイッチング電源装置全体を大型化することなく十分な放熱を確保することができる。

なお、本実施の形態においても、例えば図２４に示したように、本実施の形態のスナバ回路１６を、フォワード型アノードコモン接続のスイッチング電源装置に対して適用することも可能である。このように構成した場合でも、本実施の形態の場合と同様の効果を得ることができる。

以上、実施の形態を挙げて本発明を説明したが、本発明はこの実施の形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。例えば、上記実施の形態では、スイッチング電源装置の回路構成を具体的に挙げて説明したが、回路構成はこれに限定されるものではない。例えば、インバータ回路を、８つのスイッチング素子を用いたフルブリッジ型、２つのスイッチング素子を用いたフォワード型、または２つもしくは４つのスイッチング素子を用いたハーフブリッジ型により構成してもよい。また例えば、スイッチング素子全体を、フライバック型などの昇圧型などにより構成してもよい。

本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。図１のスイッチング電源装置の動作を説明するための回路図である。図２に示した状態におけるＬＣ直列共振回路の等価回路を表す回路図である。図１のスイッチング電源装置の動作を説明するためのタイミング図である。図１のスイッチング電源装置の動作を説明するための他の回路図である。比較例に係るスイッチング電源装置の動作を説明するための回路図である。図１のスイッチング電源装置の動作を説明するための他の回路図である。図１のスイッチング電源装置の動作を説明するための他の回路図である。図１のスイッチング電源装置の動作を説明するための他の回路図である。図１のスイッチング電源装置の動作を説明するための他の回路図である。図１の整流回路における逆電圧の実測波形を表す特性図である。第１の実施の形態の変形例に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。図１２のスイッチング電源装置の動作を説明するための回路図である。図１２のスイッチング電源装置の動作を説明するための他の回路図である。第２の実施の形態の変形例に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。本発明の第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。図１７のスイッチング電源装置の動作を説明するための回路図である。図１７のスイッチング電源装置の動作を説明するための他の回路図である。第３の実施の形態の変形例に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。本発明の第４の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。図２１のスイッチング電源装置の動作を説明するための回路図である。図２１のスイッチング電源装置の動作を説明するための他の回路図である。第４の実施の形態の変形例に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。従来のスイッチング電源装置の整流回路における逆電圧（サージ電圧）の実測波形を表す特性図である。

符号の説明

１…インバータ回路、２…平滑コンデンサ、３，１３…トランス、３１…１次側巻線、３２，３３…２次側巻線、４…共振用インダクタ、５，１５，２５…整流回路、５１，５２…ダイオード、６，１６…スナバ回路、Ｃ６１〜Ｃ６３…コンデンサ、Ｄ６１〜Ｄ６３…ダイオード、Ｌ６１…回生用インダクタ、Ｌ６２…緩衝用インダクタ、７…平滑回路、７１…チョークコイル、７２…平滑コンデンサ、Ｓ０，Ｓ１〜Ｓ４…スイッチング素子、Ｌ１Ｈ…１次側高圧ライン、Ｌ１Ｌ…１次側低圧ライン、ＬＯ…出力ライン、ＬＧ…接地ライン、Ｔ１，Ｔ２…入力端子、Ｔ３，Ｔ４…出力端子、Ｉc0，Ｉc10，Ｉc20…１次側電流、Ｉc，Ｉc1，Ｉc2…充電ループ、Ｉd2，Ｉd3…放電路、Ｉp2，Ｉp3…電荷移動路、Ｖd…逆電圧（サージ電圧）、Ｖin…入力直流電圧、Ｖout…出力直流電圧。

Claims

交流電圧を変圧するトランスと、
前記トランスの１次側に設けられ、直流入力電圧を交流電圧に変換して前記トランスに供給するスイッチング回路と、
前記トランスの２次側に設けられ、前記トランスの交流出力電圧を整流する整流回路と、
共振用の第１のコンデンサ、電荷蓄積用の第２および第３のコンデンサ、第１ないし第３のダイオード、回生用の第１のインダクタ、ならびに緩衝用の第２のインダクタを含んで構成され、前記整流回路に接続されたサージ電圧抑止回路と、
前記サージ電圧抑止回路の前記第１のコンデンサと協働してＬＣ直列共振回路を構成する共振用インダクタと
を備え、
前記第１のダイオードのアノードは、前記整流回路の正極側出力端に接続され、
前記第１のコンデンサは、前記第１のダイオードのカソードと前記整流回路の負極側出力端との間に接続され、
前記第２のダイオードは、アノードが前記第１のコンデンサと前記第１のダイオードのカソードとの接続点に接続され、カソードが前記第２のインダクタを介して前記第２のコンデンサの一端に接続されると共に前記第３のダイオードのアノードに接続されるように設けられ、
前記第２のコンデンサの他端は、前記整流回路の正極側出力端に接続され、
前記第３のコンデンサは、前記第３のダイオードのカソードと前記整流回路の負極側出力端との間に接続され、
前記第１のインダクタは、前記第３のコンデンサと前記第３のダイオードのカソードとの接続点と前記整流回路の正極側出力端との間に接続されている
ことを特徴とするスイッチング電源装置。
交流電圧を変圧するトランスと、
前記トランスの１次側に設けられ、直流入力電圧を交流電圧に変換して前記トランスに供給するスイッチング回路と、
前記トランスの２次側に設けられ、前記トランスの交流出力電圧を整流する整流回路と、
共振用の第１のコンデンサ、電荷蓄積用の第２および第３のコンデンサ、第１ないし第３のダイオード、回生用の第１のインダクタ、ならびに緩衝用の第２のインダクタを含んで構成され、前記整流回路に接続されたサージ電圧抑止回路と、
前記サージ電圧抑止回路の前記第１のコンデンサと協働してＬＣ直列共振回路を構成する共振用インダクタと
を備え、
前記第１のダイオードのカソードは、前記整流回路の負極側出力端に接続され、
前記第１のコンデンサは、前記第１のダイオードのアノードと前記整流回路の正極側出力端との間に接続され、
前記第２のダイオードは、カソードが前記第１のコンデンサと前記第１のダイオードのアノードとの接続点に接続され、アノードが前記第２のインダクタを介して前記第２のコンデンサの一端に接続されると共に前記第３のダイオードのカソードに接続されるように設けられ、
前記第２のコンデンサの他端は、前記整流回路の負極側出力端に接続され、
前記第３のコンデンサは、前記第３のダイオードのアノードと前記整流回路の正極側出力端との間に接続され、
前記第１のインダクタは、前記第３のコンデンサと前記第３のダイオードのアノードとの接続点と前記整流回路の負極側出力端との間に接続されている
ことを特徴とするスイッチング電源装置。
前記第２のコンデンサおよび前記第３のコンデンサの合成容量と前記第２のインダクタとから構成される他のＬＣ直列共振回路の共振周波数は、前記第１のコンデンサと前記共振用インダクタとから構成される前記ＬＣ直列共振回路の共振周波数の２倍以下である
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源装置。