JP2010004724A - 直列共振型コンバータ - Google Patents

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Abstract

【課題】 直列共振型コンバータの電力損失を低減し、リカバリー電流によるノイズを発生させないこと。
【解決手段】 発明の直列共振型コンバータは、トランスの２次側に接続され、かつ互いに直列に接続される第１の共振用コンデンサ５Ａと第２の共振用コンデンサ５Ｂと、互いに直列に接続される第１の一方向性素子１２Ａと第２の一方向性素子１２Ｂ、及び第１の共振用コンデンサ５Ａと第２の共振用コンデンサ５Ｂと共に作用して直列共振する共振用インダクタンス手段とを備え、第１の一方向性素子１２Ａと第２の一方向性素子１２Ｂとは、第１の共振用コンデンサ５Ａと第２の共振用コンデンサ５Ｂの電荷がトランスの１次側に放電されるのを防止することにより、第１の共振用コンデンサ５Ａと第２の共振用コンデンサ５Ｂとから入力端子へ電流が帰還されることはない。
【選択図】 図１

Description

この発明は、インダクタンスとキャパシタンスとの直列共振作用を利用した直列共振型コンバータに関する。
電力変換効率の高いコンバータとして、共振用インダクタのインダクタンスと共振用コンデンサのキャパシタンスとの直列共振を利用した直列共振型コンバータが広く使用されている。直列共振型コンバータは、主として共振用コンデンサがトランスの１次巻線または２次巻線と直列に接続される電流形直列共振コンバータ（例えば、特許文献１参照）と、共振用コンデンサがトランスの１次巻線または２次巻線と並列に接続される電圧形直列共振コンバータ（例えば、特許文献２参照）とに分類される。
このような直列共振型コンバータは、スイッチング素子を流れる電流がほぼゼロのときにスイッチング素子がスイッチングを行うゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）やスイッチング素子が遅れ電流モードでスイッチングを行うことによって、スイッチング素子のスイッチング損失を低減することができる。しかし他方では、共振回路のエネルギーがスイッチング素子と並列の帰還用ダイオードを通して直流電源に帰還されることによる電力損失の存在が指摘されている。つまり、直流電源への帰還電流は、エネルギーを直流電源に帰還するという点では電力効率を向上させるが、一旦、直流電源から共振回路に供給されたエネルギーが直流電源に戻されるため、負荷装置に供給されない電流による余分な回路損失が生じる。
また、特に直列共振によって共振用コンデンサに充電される電圧が直流電源の電圧よりも高いときには、オンしていた一方のスイッチング素子のターンオフに伴い、共振用コンデンサに蓄積されたエネルギーがそのオンしていた前記スイッチング素子に並列に接続されている帰還用ダイオードを流れる。このために、他方のスイッチング素子がターンオンした瞬間に、帰還電流を流している帰還用ダイオードに逆電圧がかかり、その帰還用ダイオードの逆方向阻止特性が回復するまでの回復時間に急峻なリカバリー電流（逆回復電流）が流れ、電力損失とノイズを発生することも知られている。
この問題点について図１０を用いて詳しく説明する。図１０は前掲の特許文献１に開示されている従来の直列共振型コンバータを示している。その従来の直列共振型コンバータの基本的な構成は、直流電源１、インバータ回路２、制御回路３、共振用インダクタ４、共振用コンデンサ５、１次巻線６Ａと２次巻線６Ｂとを有するトランス６、整流ダイオード７ａ、７ｂ、７ｃ、７ｄをフルブリッジ構成に接続してなる整流回路７、平滑用コンデンサ８、および出力端子９、１０からなる。出力端子９、１０には真空装置や通信用電源を含む一般的な設備装置などの負荷１１が接続される。
インバータ回路２は、ＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴなどのスイッチング素子２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄを周知のフルブリッジ構成に接続してなるブリッジ型のインバータである。各スイッチング素子２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄにはそれらの極性とは逆極性になるように、帰還用ダイオード２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄが並列に接続されている。スイッチング素子２Ａと２Ｄの組、およびスイッチング素子２Ｂと２Ｃの組は、制御回路３によって交互にオンオフ動作を行い、直流電圧を単相の交流電圧に変換する。共振用インダクタ４と共振用コンデンサ５とトランス６の１次巻線６Ａとは、それぞれ直列に接続されている。
このような回路構成の直列共振型コンバータでは、出力を最大にするために、インバータ回路２の変換周波数、つまりスイッチング素子２Ａと２Ｄ、およびスイッチング素子２Ｂと２Ｃのスイッチング周波数を、共振用インダクタ４のインダクタンスＬと共振用コンデンサ５のキャパシタンスＣとで決まる共振周波数に近づけるように、制御回路３がスイッチング素子２Ａと２Ｄ、およびスイッチング素子２Ｂと２Ｃのスイッチング周波数を制御する。図１１は、前述のようにインバータ回路２の変換周波数を共振用インダクタ４と共振用コンデンサ５とで決まる共振周波数に近づけた場合の、トランス６の１次巻線６Ａを流れる共振電流の波形の一例を示す図である。
図１１の期間Ｔ１において、スイッチング素子２Ａと２Ｄが共にオンしているとき、直流電源１の正極Ｐからスイッチング素子２Ａ、共振用インダクタ４、共振用コンデンサ５、１次巻線６Ａ、スイッチング素子２Ｄを通して直流電源１の負極Ｎに、共振電流ｉｏの部分ａが流れる。期間Ｔ１の最後の時刻ｔ１で共振電流ｉｏがほぼゼロになり、このときスイッチング素子２Ａと２Ｄがターンオフし、共振用コンデンサ５の共振電圧Ｖｃは図１０で示された極性で最大値Ｖ１に達する。この電圧Ｖ１は直流電源１の直流電圧Ｅよりも高い。
期間Ｔ１に続く期間Ｔ２では、スイッチング素子２Ａと２Ｄ、およびスイッチング素子２Ｂと２Ｃの双方共にオフである。共振用コンデンサ５の電圧Ｖｃが直流電源１の直流電圧Ｅよりも高いことによって、共振用コンデンサ５に蓄えられた共振エネルギーは、共振用コンデンサ５、共振用インダクタ４、直前までオンしていたスイッチング素子２Ａに並列に接続されている帰還用ダイオード２ａ、直流電源１、直前までオンしていたスイッチング素子２Ｄに並列に接続されている帰還用ダイオード２ｄおよびトランス６の１次巻線６Ａからなる電流経路で大きな帰還電流として流れ、直流電源１に帰還される。
次の半サイクルの開始時刻ｔ２でスイッチング素子２Ｂと２Ｃとが同時にターンオンすると、帰還電流を流している帰還用ダイオード２ａおよび帰還用ダイオード２ｄに直流電源１の直流電圧Ｅが逆電圧としてかかり、帰還用ダイオード２ａおよび帰還用ダイオード２ｄにリカバリー電流が流れる。同様にして、次の半サイクルの開始時刻でスイッチング素子２Ａと２Ｄが同時にターンオンするときも、帰還電流を流している帰還用ダイオード２ｂおよび帰還用ダイオード２ｃに直流電源１の直流電圧Ｅが逆電圧としてかかり、帰還用ダイオード２ｂおよび帰還用ダイオード２ｃにリカバリー電流が流れる。上述したように、このような回路構成の電流直列共振型コンバータでは、正負の半サイクル毎に帰還用ダイオードに大きな帰還電流が流れると共に、帰還電流を流している帰還用ダイオードを通してリカバリー電流が流れるという問題がある。
また、前掲の特許文献２に開示されている電圧形直列共振コンバータも同様である。電圧形直列共振コンバータの場合は、トランスの１次巻線または２次巻線と並列に共振用コンデンサが接続されるが、共振時に共振用コンデンサの電圧が直流電源の直流電圧よりも高くなると、電流型直列共振型コンバータと同様な電流経路で大きな帰還電流が流れ、かつ正負の半サイクル毎に帰還用ダイオードにリカバリー電流が流れるという問題がある。
特許文献３に開示されている電圧形直列共振コンバータについては、図示しないが、共振用インダクタとトランスの１次側に並列に接続した共振用コンデンサとの共振動作を利用し、共振用コンデンサは直流電源電圧以上に充電される。この共振用コンデンサの電荷は直流電源に帰還され、帰還ダイオードにリカバリー電流が流れる。この回路では、４個のダイオードで構成されるブリッジ整流回路の２個のダイオードにそれぞれ２つのコンデンサが並列に接続されているが、これらのコンデンサは本発明のように共振用インダクタと直列共振するようには選定されていない。特許文献３に開示されている電圧形直列共振コンバータでは、整流回路を、出力電流が小さいときは倍電圧整流回路として機能させ、出力電流が大きいときにはブリッジ整流回路として機能させ、異なる出力特性を実現するものである。
特開２００３−３２４９５６公報 特開２００３−１５３５３２公報 特開２００６−１９１７６６公報
前述したように、スイッチング素子のスイッチング周期の半サイクル毎に、共振エネルギーに対応するエネルギーが大きな帰還電流として帰還用ダイオードを流れるので、負荷装置に供給されない電流が大きくなり、余分な回路損失を生じる。また、スイッチング素子のスイッチング周期の半サイクル毎に帰還用ダイオードを逆方向にリカバリー電流が流れるから、帰還用ダイオードの電力損失が増大するのは勿論のこと、リカバリー電流を流す分だけスイッチング素子にターンオン損失が余分に発生し、共振型コンバータの電力効率を低下させる。さらに、前述のリカバリー電流は急峻な波形であるために、共振によって電流波形を正弦波状にしたにもかかわらず、ノイズを発生するという欠点がある。
本発明は、上述のような従来の課題を解決するために、共振用コンデンサから直流電源に帰還する電流、すなわち進み電流の流れない回路構成としている。このようにすることにより、スイッチング素子のターンオン時に、帰還電流を流している帰還用ダイオードに直流電源の直流電圧が逆電圧として印加されないので、帰還用ダイオードにリカバリー電流が流れることは無い。
上記の課題を解決するために、具体的には、本発明に係る直列共振型コンバータは、２つの入力端子の間に接続される少なくとも１組の第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とを有するインバータ回路と、インバータ回路に接続される1次巻線と２次巻線を有するトランスと、２つの出力端子の間に互いに直列に接続される第１の共振用コンデンサと第２の共振用コンデンサと、２つの出力端子の間に互いに直列に接続される第１の一方向性素子と第２の一方向性素子と、第１の共振用コンデンサと第２の共振用コンデンサと共に作用して直列共振する共振用インダクタンス手段と、を備え、第１の共振用コンデンサと第２の共振用コンデンサとの接続点は、トランスの２次巻線の一端へ接続され、第１の一方向性素子と第２の一方向性素子との接続点は、トランスの２次巻線の他端へ接続され、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子は交互にオンオフし、インバータ回路は、入力端子から入力される直流電力を変換してトランスを介して出力端子へ交流電圧を供給し、第１の一方向性素子と第２の一方向性素子とは、第１の共振用コンデンサと第２の共振用コンデンサとから入力端子へ電流が帰還されるのを阻止する。
従って、本発明に係る直列共振型コンバータは、共振用コンデンサに充電された電荷を直流電源側に帰還しないので、帰還電流が流れないことにより余分な電力損失を低減できる。また、出力電流の値によっては互いに直列接続された共振用コンデンサと互いに直列接続された一方向性素子が倍電圧整流回路を構成するので、トランスの２次巻線の電圧のほぼ２倍に等しい出力電圧を出力することができる。
本発明に係る直列共振型コンバータのインバータ回路は、第１のスイッチング素子にその極性と逆極性に並列に設けられる第１の帰還用ダイオードと、第２のスイッチング素子にその極性と逆極性に並列に設けられる第２の帰還用ダイオードとを備えることが好ましい。共振用インダクタンス手段に電流が流れている状態、つまり共振用インダクタンス手段にエネルギーが蓄えられている状態で、第１のスイッチング素子または第２のスイッチング素子がオフしても、本発明では次にオンする第１のスイッチング素子または第２のスイッチング素子に並列接続されている第１の帰還用ダイオードまたは第２の帰還用ダイオードが導通して帰還電流を流すので、リカバリー電流が流れることは無く、電力損失を低減することができる。また、ノイズを発生しない。
本発明に係る直列共振型コンバータは、さらに、第１の共振用コンデンサおよび第２の共振用コンデンサの逆方向充電を抑止するための逆充電抑制用素子が、第１の共振用コンデンサおよび第２の共振用コンデンサにそれぞれ並列に接続されることが好ましい。逆充電抑制用素子によって、第１、第２の共振用コンデンサの逆極性の充電を防止することにより、各共振サイクルで充電電圧が最低でもゼロにリセットされる直流的動作を保証することができる。
本発明に係る直列共振型コンバータのインバータ回路は、具体的には、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とを直列に接続したハーフブリッジ構成の回路、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とを直列に接続したスイッチング素子アームを２組並列に接続したフルブリッジ構成の回路、または中間タップを設けたトランスの１次巻線の２つの端子と入力端子との間にそれぞれ第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とを接続したプッシュプル式回路のいずれかの回路とすることができる。ハーフブリッジ、プッシュプル式を採用した場合は、ブリッジ型のインバータ回路に比べてスイッチ素子の個数の少ないインバータ回路を用いることにできるので、スイッチ素子の制御の簡素化を図ることができる。
本発明に係る直列共振型コンバータは、第１の共振用コンデンサのキャパシタンスと第２の共振用コンデンサのキャパシタンスとを加算した加算キャパシタンスと共振用インダクタンス手段のインダクタンスとが、インバータ回路の変換周波数と略等しい共振周波数で直列共振するように、共振用インダクタンス手段のインダクタンスと第１の共振用コンデンサのキャパシタンスと第２の共振用コンデンサのキャパシタンスとを選定することが好ましい。共振用インダクタンス手段と第１の共振用コンデンサと第２の共振用コンデンサとの共振を利用して所望の出力を得ることができる。また、共振用インダクタンス手段に流れる電流がゼロになってから、第１のスイッチング素子または第２のスイッチング素子をオフさせることができる。
本発明に係る直列共振型コンバータの第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子は、共振用インダクタンス手段と第１の共振用コンデンサと第２の共振用コンデンサとで定まる共振周波数以下となる前記インバータの変換で動作することが好ましい。共振用インダクタンス手段に蓄えられたエネルギーがすべて放出された以後に、第１のスイッチング素子または第２のスイッチング素子をオフさせることができる。この場合、共振用インダクタンス手段をエネルギー源とした電流が流れため、電力損失を低減することができる。
本発明に係る直列共振型コンバータは、第１の一方向性素子として第１の電界効果トランジスタを用いると共に、第２の一方向性素子として第２の電界効果トランジスタを用い、第１の電界効果トランジスタはインバータ回路の第１のスイッチング素子と同期してオンし、第２の電界効果トランジスタはインバータ回路の第２のスイッチング素子と同期してオンすることにより、同期整流を行うことができる。ダイオードに替えてオン抵抗の小さい電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴとする）を用いることで、ダイオードの順方向電圧降下よる電力損失よりも小さい電力損失にすることができ、高効率化を図ることができる。
本発明に係る直列共振型コンバータは、第１の共振用コンデンサまたは第２の共振用コンデンサのキャパシタンスよりも十分に大きいキャパシタンスを有する平滑用コンデンサが、第１の一方向性素子と第２の一方向性素子との直列回路に並列に接続されることが好ましい。共振用コンデンサのキャパシタンスよりも十分に大きい平滑用コンデンサを用いることにより、リプル電圧を低減できる。
本発明に係る直列共振型コンバータは、共振用インダクタンス手段のインダクタンスの一部分または全部を与える共振用インダクタを、トランスの1次巻線または２次巻線に直列に接続できる。具体的に、共振用インダクタンス手段としてインダクタ部品を用いる場合は、インダクタをトランスの1次巻線または２次巻線に直列に接続する。
本発明に係る直列共振型コンバータは、トランスの１次巻線と２次巻線との間の漏れ磁束によるリーケージインダクタンスを共振用インダクタンス手段のインダクタンスの一部分または全部として利用することができる。共振用インダクタが不要、または共振用インダクタのインダクタンスを小さできるため、経済的であり、共振用インダクタの余分な巻数による損失を減少させて高効率化を図ることができる。
本発明に係る直列共振型コンバータは、第１のスイッチング素子または第２のスイッチング素子は、共振用インダクタンス手段に蓄えられたエネルギーが放出された以後にオフすることができる。共振用インダクタンス手段に蓄えられていたエネルギーがすべて放出された以後に、第１のスイッチング素子または第２のスイッチング素子のオフ場合は、共振用インダクタンス手段に蓄えられているエネルギーはほぼゼロであるので、共振用インダクタンス手段をエネルギー源とした電流が流れない。このため、電力損失を低減することができる。
本発明に係る直列共振型コンバータは、共振用インダクタンス手段にエネルギーが蓄えられている状態で、インバータ回路の第１のスイッチング素子または第２のスイッチング素子をオフさせた場合は、第１の帰還用ダイオードまたは第２の帰還用ダイオードを介して、共振用インダクタンス手段に蓄えられているエネルギーを出力端子へ供給し、共振用インダクタンス手段にエネルギーが蓄えられている状態で、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とを同時にオフさせた場合は、第１の帰還用ダイオードまたは第２の帰還用ダイオードを介して、共振用インダクタンス手段に蓄えられているエネルギーを前記入力端子へ帰還すると共に前記出力端子へも供給する。
共振用インダクタンス手段に蓄えられたエネルギーによる電流が流れる電流経路を、帰還ダイオードを介して設けることができる。このため、共振用インダクタンス手段に蓄えられたエネルギーを負荷に供給または直流電源で回収することができる。また、スイッチング素子がオフして、共振用インダクタンス手段に蓄えられたエネルギーによる電流を遮断することによりスイッチング素子に加わるサージ電圧を、この帰還ダイオードを通して直流電源電圧に抑制することができる。
本発明は、基本的には共振用コンデンサに充電された電荷を直流電源側に帰還しないので、帰還電流が流れないことにより、余分な電力損失を低減できる。また、出力電流の大きさに応じて、互いに直列接続された共振用コンデンサと互いに直列接続された一方向性素子とが倍電圧整流回路を構成するので、トランスの２次巻線の電圧のほぼ２倍に等しい出力電圧を出力することができる。
以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、本発明は、以下に示す実施形態に限定されるものではない。本明細書及び図面において符号が同じ構成要素は、相互に同一のものを示すものとする。
[実施形態１]
本発明に係る実施形態１の直列共振型コンバータについて、図１〜図４によって説明する。図１は本発明の第１の直列共振型コンバータ１００の回路構成を示す。
直流電源１は、２つの入力端子１ａ及び１ｂの間に接続される。直流電源１は、例えば、単相又は３相交流電力を整流して直流電力に変換する整流回路とその直流電力を平滑化するフィルタ回路とからなる一般的なものである。また、蓄電池又は発電機などからなってもよい。
インバータ回路２は、２つのスイッチング素子２Ａと２Ｃとをそれぞれ直列に接続したスイッチング素子アームと、２つのスイッチング素子２Ｂと２Ｄとをそれぞれ直列に接続したスイッチング素子アームとを並列に接続したフルブリッジの回路構成からなる。スイッチング素子２Ａ及び２Ｂの一端は入力端子１ａに、スイッチング素子２Ｃ及び２Ｄの一端は、入力端子１ｂに接続される。スイッチング素子２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄは、ＦＥＴ又はＩＧＢＴなどの半導体素子を用いる。
帰還用ダイオード２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄは、スイッチング素子２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄの極性とは逆にそれぞれ並列に接続される。帰還用ダイオード２ａ及び２ｂのカソードは入力端子１ａに、帰還用ダイオード２ｃ及び２ｄのアノードは入力端子１ｂに接続される。これらの帰還用ダイオード２ａ〜２ｄは、外部に並列に接続されたダイオードやスイッチング素子２Ａ〜２Ｄのそれぞれの内部に形成されたものでもよい。スイッチング素子２Ａ〜２ＤがＦＥＴの場合には、ＦＥＴが有する内部ダイオードを帰還用ダイオード２ａ〜２ｄとして利用することができる。なお、通常のＦＥＴやＩＧＢＴなどの半導体素子のほとんどが内部ダイオードを内蔵している。
なお、帰還用ダイオード２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄはなくてもよい。共振用インダクタ４に流れる電流がゼロになるのを待ってからスイッチング素子２Ａと２Ｄとの組、またはスイッチング素子２Ｂと２Ｃとの組をターンオフさせる制御を行う場合は、共振用インダクタ４には電磁エネルギー（以後、エネルギーという。）が蓄えられていない。このため、帰還用ダイオード２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄは原理的には必要でない。
制御回路３は、スイッチング素子２Ａと２Ｄの組と、スイッチング素子２Ｂと２Ｃの組を所定の周波数（例えば、数ｋＨｚ〜数十ｋＨｚ）、所定のパルス幅で交互にオンオフ動作をさせる。スイッチング素子２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄのターンオンによるスイッチング損失とターンオフによるスイッチング損失とを減少させるＺＣＳを実現するためには、基本的にはオン期間は、共振用インダクタ４と第１の共振用コンデンサ５Ａおよび第２の共振用コンデンサ５Ｂとで定まる共振周波数の半周期（π（ＬＣ）１／２）であることが望ましい。
この条件を満足する制御方法としては、オン時間が一定、ここでは共振周波数の半周期（π（ＬＣ）１／２）で、繰り返し周波数を変化させる周波数制御方法、または直流電源１の電圧を変化させて、インバータ回路２の入力電圧を制御する方法などがある。例えば、スイッチング素子２Ａと２Ｄの組と、スイッチング素子２Ｂと２Ｃの組のオン時間を、上記共振周波数の半周期に等しい長さに固定し、それらのスイッチング素子を上記共振周波数の１周期の長さ以上の周期で動作させる。つまり、制御回路３は、共振用インダクタ４と第１の共振用コンデンサ５Ａおよび第２の共振用コンデンサ５Ｂとで定まる共振周波数以下の駆動周波数（インバータ回路２の変換周波数）でスイッチング素子２Ａと２Ｄまたはスイッチング素子２Ｂと２Ｃを動作させる。
スイッチング素子２Ａと２Ｄの組と、スイッチング素子２Ｂと２Ｃの組のスイッチング動作時の各オン期間を上述の共振周波数の半周期に固定して制御する場合は、共振用インダクタ４に蓄えられたエネルギーのほとんどすべてが放出された状態でスイッチング素子２Ａおよび２Ｄ、またはスイッチング素子２Ｂおよび２Ｃをターンオフさせることになる。よって、これらのスイッチング素子のオフ後は、共振用インダクタ４にはエネルギーが蓄えられていないことになる。この場合、共振用インダクタ４に流れる共振電流が帰還用ダイオード２ａ〜２ｄを導通する電流経路を設ける必要がないので、帰還用ダイオード２ａ〜２ｄはなくてもよい。
スイッチング素子２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄを共振電流が流れているときにターンオフさせる場合は、種々の周知の方法、例えばパルス幅制御方法又は周波数制御方法、あるいはパルス幅制御と周波数制御とを組み合わせた制御方法などを採用することができる。これらのスイッチング素子の各オン期間を、上記共振周波数の半周期よりも短い時間とした場合、共振用インダクタ４にエネルギーが蓄えられた状態でスイッチング素子２Ａ〜２Ｄをターンオフさせることになるので、共振用インダクタ４に蓄えられたエネルギーを放出するための帰還用ダイオード２ａ〜２ｄを設けることが好ましい。
共振用インダクタ４にエネルギーが蓄えられた状態で、例えば、スイッチング素子２Ａおよび２Ｄ、またはスイッチング素子２Ｂおよび２Ｃをターンオフさせる制御を行う場合は、すべてのスイッチング素子２Ａ〜２Ｄがオフとなる期間に、共振用インダクタ４に蓄えられていたエネルギーが、帰還用ダイオード２ｂおよび２ｃ、または帰還用ダイオード２ａ、２ｄを介して直流電源１に帰還する帰還電流が流れると共に、トランス６および出力端子９、１０を介して負荷１１へ電力が供給される。
制御回路３は、スイッチング素子２Ａと２Ｄの組またはスイッチング素子２Ｂと２Ｃの組のスイッチング素子、つまり同一組のスイッチング素子を同時にターンオフさせずに、スイッチング素子２Ａと２Ｄとのオン期間またはスイッチング素子２Ｂと２Ｃとのオン期間が異なるように制御してもよい。例えば、スイッチング素子２Ａと２Ｄの組またはスイッチング素子２Ｂと２Ｃの組の一方のスイッチング素子が同時にターンオンした後に、スイッチング素子２Ｄまたはスイッチング素子２Ｃをスイッチング素子２Ａまたはスイッチング素子２Ｂよりも早い時刻にターンオフさせて、短いオン期間、例えば、共振周波数の半周期よりも短いオン期間になるように制御する。
この場合には、共振用インダクタ４のエネルギーによって流れる電流は、共振用インダクタ４とトランス６の１次巻線６Ａと帰還用ダイオード２ｂとスイッチング素子２Ａとからなる電流経路、あるいは共振用インダクタ４と帰還用ダイオード２ａとスイッチング素子２Ｂとトランス６の１次巻線６Ａとからなる電流経路を流れる。このように、共振用インダクタ４のエネルギーによって流れる電流の経路が、スイッチング素子２Ａおよび帰還用ダイオード２ｂまたはスイッチング素子２Ｂおよび帰還用ダイオード２ａ、トランス６を介し、負荷１１を含んで構成されるので、この間の共振用インダクタ４のエネルギーは負荷１１へ供給される。
共振用インダクタ４は、図１では、トランス６の１次巻線６Ａと直列に接続されている。図１では、共振用インダクタ４をトランス６と別個な部品として示されているが、トランス６のリーケージインダクタンスＬｒを利用して、共振用インダクタ４を不要とすること、もしくは共振用インダクタ４のインダクタンス値をリーケージインダクタンスＬｒ分だけ小さくすることができる。したがって、所望の直列共振を行なうために必要なインダクタンスを呈する共振用インダクタンス手段は、主として共振用インダクタ４からなる場合、またはトランス６の所望の大きさのリーケージインダクタンスＬｒを利用して個別のインダクタを用いない場合、あるいは共振用インダクタ４とトランス６のリーケージインダクタンスＬｒとを組み合わせた場合がある。
共振用コンデンサ５は互いに直列接続された第１の共振用コンデンサ５Ａと第２の共振用コンデンサ５Ｂとからなる。第１の共振用コンデンサ５Ａと第２の共振用コンデンサ５Ｂとは、２つの出力端子９および１０の間に互いに直列に接続される。第１の共振用コンデンサ５Ａと第２の共振用コンデンサ５Ｂとの接続点からトランス６の２次巻線６Ｂの一端へ接続されている。一方向性素子１２は共振用コンデンサ５に並列に接続される。一方向性素子１２は、互いに直列に接続された第１のダイオード１２Ａと第２のダイオード１２Ｂとからなる。第１のダイオード１２Ａと第２のダイオード１２Ｂとは、２つの出力端子９および１０の間に互いに直列に接続される。第１のダイオード１２Ａと第２のダイオード１２Ｂとの接続点からトランス６の２次巻線６Ｂの他端へ接続されている。第１の共振用コンデンサ５Ａと第２の共振用コンデンサ５Ｂは、ほぼ同一のキャパシタンスにするのでほぼ同一の特性を有する。
トランス６は、１次巻線６Ａに対する２次巻線６Ｂの巻数比をｎとする。１次巻線６Ａ、２次巻線６Ｂに付された黒点は、巻線の極性を示す。平滑用コンデンサ８は、リプル電圧低減のためのフィルタ機能を有する。共振用コンデンサ５Ａと５Ｂは、小さなキャパシタンスのものが使用され、直流に対しては等価的に直列なのでキャパシタンスが１／２となるためにフィルターコンデンサ機能はほとんど期待できない。このため、平滑用コンデンサ８は、共振用コンデンサの数倍から１００倍以上のキャパシタンスとすることが好ましい。出力端子９、１０の間には、負荷１１が接続されている。
帰還用ダイオード２ａ〜２ｄは本発明の基本動作では必須の要素ではないが、設けることが望ましい。詳細に説明すると、上述のように、スイッチング素子のオン時間を、上記共振周波数の半周期よりも短い時間とした場合、共振用インダクタ４にエネルギーが蓄えられた状態でスイッチング素子２Ａ〜２Ｄをターンオフさせることになる。また、実際の回路では、共振電流がゼロのときにこれらのスイッチング素子をターンオフしても、共振電流と一緒に僅かながらも流れる場合があるトランス６の励磁電流を遮断してしまう可能性がある。さらに、負荷短絡が起こる真空装置のような負荷では、過電流制限のために共振電流が流れている状態で第１、２のスイッチング素子を緊急にターンオフさせる場合がある。これらの場合を考慮して、共振用インダクタに蓄えられたエネルギーによる電流を流すための電流経路を設けるために、帰還用ダイオードをインバータ回路２内に設けることが好ましい。
なお、共振用インダクタ４は、一端をトランス６の１次巻線６Ａに、他の一端をスイッチング素子２Ｂとスイッチング素子２Ｄとの接続点に接続してもよい。また、共振用インダクタ４をトランス６の２次巻線側に接続してもよい。この場合には、共振用インダクタ４の一端をトランス６の２次巻線６Ｂに、その他の一端を第１の共振用コンデンサ５Ａと第２の共振用コンデンサ５Ｂとの接続点に、又は第１のダイオード１２Ａと第２のダイオード１２Ｂとの接続点に接続してもよい。
直列共振型コンバータ１００の全体的な動作説明を行う前に、本発明が従来回路と大きく異なる点について簡潔に述べると、スイッチング素子２Ａと２Ｄの組と、スイッチング素子２Ｂと２Ｃの組とのスイッチング時に、共振動作によって共振用コンデンサ５に等価的に直流電源１の電圧以上、最大では直流電源１の電圧の２倍に充電された電荷は一方向性素子１２の働きで、トランス６の１次巻線６Ａ側に放電されないことである。このことが電力損失を低減している。
本発明では、従来回路とは異なり、例えばスイッチング素子２Ａと２Ｄが同時にオンするとき、スイッチング電流はゼロからスタートするのでターンオン損失はなく、共振用インダクタ４を流れる電流がほぼゼロの時点で、例えば前記スイッチング素子２Ａと２Ｄをターンオフさせれば、ターンオフ損失を最小化し、ＺＣＳを実現できる。また上述したように、共振用コンデンサ５から直流電源１に向かう帰還電流を実質的にゼロにできる。他方、共振用インダクタ４を流れる電流がゼロでないときに前記スイッチング素子２Ａと２Ｄをターンオフさせた場合でも、従来回路とは異なり、共振用コンデンサ５から直流電源１に向かう帰還電流は実質的にゼロである。なお、共振用インダクタ４に蓄えられているエネルギーによる帰還電流が２次側の負荷１１を通して直流電源１に向かって流れるが、導通する帰還ダイオードはオフしたスイッチング素子２Ａと２Ｄと並列に接続されたものではなく、次にオンするスイッチング素子２Ｂと２Ｃに並列に接続された帰還ダイオード２ｂと２ｃである。このため、スイッチング素子２Ｂと２Ｃが次にオンしても、帰還ダイオード２ａと２ｄは導通していないため、リカバリー現象は生じない。つまり、帰還用ダイオード２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄには遅れ電流が流れるモードがあるだけなので、直流電源１の直流電圧が逆電圧として帰還用ダイオードに印加されず、これらの帰還用ダイオードにリカバリー電流が流れることはない。したがって、スイッチング素子２Ａ〜２Ｄのスイッチング時に、帰還用ダイオード２ａ〜２ｄにリカバリー損失が発生することはない。
第１の共振用コンデンサ５Ａと第２の共振用コンデンサ５Ｂとは、互いに直列接続されているので、第１の共振用コンデンサ５Ａと第２の共振用コンデンサ５Ｂのキャパシタンスとを互いに等しい値のＣ２２とすれば、等価的に共振用コンデンサのキャパシタンス値は２倍のキャパシタンス＝２×Ｃ２２となる。第１の共振用コンデンサ５Ａと第２の共振用コンデンサ５Ｂとを加算した加算キャパシタンス２×Ｃ２２のトランス６の１次側の換算値Ｃと共振用インダクタ４のインダクタンスＬとによる共振動作では、共振周波数Ｆｒは、周知の公式から、Ｆｒ＝１／[２π（ＬＣ）１／２]となる。この共振周波数Ｆｒがインバータ回路２の変換周波数Ｆｓとほぼ一致する場合、第１の共振用コンデンサ５Ａと第２の共振用コンデンサ５Ｂの電圧は互いに逆相で、０Ｖから等価的にトランス６の２次巻線６Ｂの電圧Ｖｎ２の２倍に等しい振幅の電圧２×Ｖｎ２まで変化する。したがって、第１の共振用コンデンサ５Ａと第２の共振用コンデンサ５Ｂの電圧は互いに逆相で同一の振幅になるために、第１の共振用コンデンサ５Ａと第２の共振用コンデンサ５Ｂとの両端の充放電電圧を加算した電圧は一定となる。
次に、図１に示される本発明の第１の直列共振型コンバータ１００の動作を説明する。理解し易くするために、スイッチング素子２Ａと２Ｄとが共にオンしている図４に示す期間Ｔ１の等価回路を図２に示す。図２では、トランス６の１次巻線６Ａと２次巻線６Ｂとの巻数比が１の理想的な変圧器で、励磁インダクタンス６’を無限大とし、トランス６の２次側の回路を１次側の回路に等価的に変換している。前述したように、第１、第２の共振用コンデンサ５Ａ、５Ｂの電圧を加算した電圧は一定となるので、直流出力電圧をほぼ一定とすれば、出力端子９、１０には電圧Ｖｏの蓄電池２１が等価的に接続されたことになる。インバータ回路２は共振周波数Ｆｒとほぼ等しい変換周波数Ｆｓで共振周波数の半周期（π（ＬＣ）１／２）のオン時間でスイッチング動作を行うものとする。
図４は、図２における共振用インダクタ４を流れる共振電流ｉｏの波形の一例、及び第１、第２の共振用コンデンサ５Ａ、５Ｂそれぞれの電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２の波形の一例を示している。共振電流ｉｏは、直流電源１から蓄電池２１へ流れる図２のｉｏの矢印の向きを順方向とする。図４の時刻ｔ０で、すべてのスイッチング素子２Ａ〜２Ｄはオフであり、第１の共振用コンデンサ５Ａは図示の極性でＶｏ（２Ｅ）に充電されていて、第２の共振用コンデンサ５Ｂは０Ｖであるものとする。なお、Ｅは直流電源１の直流電圧値である。
スイッチング素子２Ａと２Ｄとが共にオンしている時刻ｔ１から時刻ｔ２の期間Ｔ１では、図２に示すように、直流電源１の正極Ｐから、スイッチング素子２Ａ、共振用インダクタ４を通して共振電流ｉｏが順方向に流れる。その共振電流ｉｏは、２個の第１と第２の共振用コンデンサ５Ａと５Ｂとの接続点２２でｉｃ１とｉｃ２とに分流し、第２のダイオード１２Ｂのアノード側で合流して再び共振電流ｉｏになる。このときの電流経路について述べると、電流ｉｃ１が流れる第１の電流経路は、第１の共振用コンデンサ５Ａ、蓄電池２１、及びダイオード１２Ｂからなる。第１の共振用コンデンサ５Ａは、共振によって直ぐ前の半サイクルで電圧２Ｅまで充電されていた電荷をすべて蓄電池２１に放電する。また、電流ｉｃ２が流れる第２の電流経路は、第２の共振用コンデンサ５Ｂとダイオード１２Ｂとからなる。電流ｉｃ２は第２の共振用コンデンサ５Ｂを０Ｖの電圧から電圧２Ｅまで充電する。合流した共振電流ｉｏはダイオード１２Ｂ及びスイッチング素子２Ｄを通して直流電源１の負極Ｎへ流れる。共振電流ｉｏは図４に示す電流波形の電流部分ａで示される。
図４の期間Ｔ１の最後の時刻ｔ２で、スイッチング素子２Ａと２Ｄとがターンオフすると、前述したように、第２の共振用コンデンサ５Ｂの電圧は共振作用によって直流電源１の直流電圧Ｅのほぼ２倍に等しい電圧２Ｅになり、第１の共振用コンデンサ５Ａの電圧はほぼ０Ｖの電圧になる。なお、共振用インダクタ４の共振電流ｉｏが第１の共振用コンデンサ５Ａ、第２の共振用コンデンサ５Ｂそれぞれに電流ｉｃ１、ｉｃ２に分流されるが、等価的な蓄電池２１の電圧Ｖｏがほぼ一定であるので、第１の共振用コンデンサ５Ａと第２の共振用コンデンサ５Ｂとの両端の充放電電圧を加算した電圧は常にほぼ一定となる。つまり、第１の共振用コンデンサ５Ａの充電電流の時間積分値と第２の共振用コンデンサ５Ｂの放電電流の時間積分値とは互いにほぼ等しくなる。また、第１の共振用コンデンサ５Ａの放電電流の時間積分値と第２の共振用コンデンサ５Ｂの充電電流の時間積分値とは互いにほぼ等しくなる。したがって、共振用インダクタ４を流れる共振電流ｉｏは第１の共振用コンデンサ５Ａと第２の共振用コンデンサ５Ｂとにほぼ等しく分流し、つまり電流ｉｃ１とｉｃ２は互いにほぼ等しくなる。
図４の期間Ｔ１の最後の時刻ｔ２で、スイッチング素子２Ａと２Ｄがターンオフし、スイッチング素子２Ｂと２Ｃがターンオンする時刻ｔ３までの期間Ｔ２では、すべてのスイッチング素子２Ａ〜２Ｄがオフであるから、直流電源１から負荷１１（蓄電池２１）に電力が供給されることはない。また、共振電流ｉｏがゼロとなるので共振用インダクタ４を含む回路のインダクタンスに蓄えられたエネルギーはゼロであり、スイッチング素子２Ａと２Ｄがターンオフしても、帰還電流は流れない。さらに、第１の共振用コンデンサ５からの帰還電流の有無を考えると、図２に示す等価回路において、ほぼ０Ｖの電圧の第１の共振用コンデンサ５Ａ、電圧２Ｅまで充電されている第２の共振用コンデンサ５Ｂ、電圧Ｖｏの等価的な蓄電池２１（負荷）のそれぞれの電圧の極性はすべて、ダイオード１２Ｂを逆バイアスする向きであるので、直流電源１側へ帰還電流が流れる経路がない。よって、共振電流ｉｏは、図４の共振電流ｉｏの波形ｂで示されるようにゼロとなる。
以上の説明は、共振電流ｉｏのゼロ期間を分かりやすく説明するために、ゼロ期間Ｔ２がゼロではない場合として、インバータ回路２の変換周波数であるスイッチング周波数ｆｓが共振周波数ｆｒより僅かに低く期間Ｔ２が生じる場合について説明したが、スイッチング周波数ｆｓと共振周波数ｆｒとを完全に一致させて、期間Ｔ２をゼロとしてもよい。期間Ｔ２はスイッチング周波数ｆｓを共振周波数ｆｒより下げることで、任意の長さの時間とすることができる。この期間を制御することにより、出力電圧などを制御できる。
共振電流ｉｏがまだ流れている状態でスイッチをオフさせた場合の動作について説明する。図４において共振電流ｉｏが流れている時点、例えば時刻ｔ１からｔ２の間の図示しない任意の時刻ｔａでスイッチング素子２Ａと２Ｄをオフさせた場合には、共振用インダクタ４を含む回路のインダクタンスに流れる電流は、その時刻ｔａ以降も今まで流れていた方向に流れようとする。この電流は、図２を用いて説明すると、第１の共振用コンデンサ５Ａと蓄電池２１の直列回路と、第２の共振用コンデンサ５Ｂとの経路に分流した後、ダイオード１２Ｂのアノードで合流してダイオード１２Ｂのカソードに流れ、直ぐ次にターンオンする予定のスイッチング素子２Ｂ、２Ｃそれぞれに並列接続されている帰還用ダイオード２ｂ、２ｃを通して直流電源１に帰還される。この場合には、帰還電流は流れるものの、共振用コンデンサ５の充電電荷はトランス６の１次巻線６Ａ側に放電されず、共振用コンデンサ５の放電電流が帰還電流に加えられない。この場合の帰還電流は、直ぐ次にターンオンするスイッチング素子２Ｂ、２Ｃとそれぞれに並列接続されている帰還用ダイオード２ｂ、２ｃを流れているので、リカバリー損失が発生しない。
また、図４において共振電流ｉｏが流れている時点、例えば、時刻ｔ１からｔ２の間の図示しない任意の時刻ｔａで、スイッチング素子２Ａはオンのまま、スイッチング素子２Ｄをオフさせた場合には、共振用インダクタ４を含む回路のインダクタンスに流れる電流は帰還用ダイオード２ｂを通して流れる。図２を用いて説明すると、共振用インダクタ４を含む回路のインダクタンスに流れる電流は、第１の共振用コンデンサ５Ａと蓄電池２１の直列回路と、第２の共振用コンデンサ５Ｂとの経路に分流した後、ダイオード１２Ｂのアノードで合流してダイオード１２Ｂのカソードに流れ、帰還用ダイオード２ｂ、スイッチング素子２Ａを通して流れる。したがって、共振用インダクタ４に蓄えられているエネルギーを負荷１１に供給することができる。
次に、スイッチング素子２Ｂと２Ｃが共にオンする期間Ｔ３（時刻ｔ３〜ｔ４）の等価回路を図３に示す。図３と図２との違いは、スイッチング素子２Ａと２Ｄとに替わってスイッチング素子２Ｂと２Ｃとがオンすること、第２の共振用コンデンサ５Ｂは図示の極性でＶｏ（２Ｅ）に充電されており、第１の共振用コンデンサ５Ａは０Ｖとなっていること、ダイオード１２Ｂに替わってダイオード１２Ａが導通することである。
たとえば、図３において、スイッチング素子２Ｂと２Ｃが共にオンすると、共振電流は、直流電源１の正極Ｐからスイッチング素子２Ｂ、ダイオード１２Ａを通して流れ、ダイオード１２Ａのカソードから分流し、第１の共振用コンデンサ５Ａの充電経路と、蓄電池２１と第２の共振用コンデンサ５Ｂが直列接続された経路とに流れ、第１の共振用コンデンサ５Ａと第２の共振用コンデンサ５Ｂとの接続点２４で合流して共振用インダクタ４、スイッチング素子２Ｃを通して直流電源１の負極Ｎに戻る。期間Ｔ３では、期間Ｔ１と同様に、共振用コンデンサ５から直流電源１に向かう帰還電流が流れない。
実施形態１の直流共振型コンバータ１００では、スイッチング素子２Ａと２Ｄ、スイッチング素子２Ｂと２Ｃのスイッチング周波数の半周期毎に、第１、第２の共振用コンデンサ５Ａと５Ｂとを直列接続した共振用コンデンサ５は直流電源１の直流電圧Ｅの２倍の電圧２Ｅに充電されるが、一方向性素子１２のダイオード１２Ａ、１２Ｂの逆放電防止機能によって、直流電源１側に放電されることは無い。
種々な制御の方法、例えばパルス幅制御方法又は周波数制御方法、あるいはパルス幅制御と周波数制御とを組み合わせた制御方法などにより、共振の途中でスイッチング素子をターンオフさせても、この帰還電流には第１と第２の共振用コンデンサ５Ａと５Ｂの放電電荷による電流が含まれておらず、第１と第２の共振用コンデンサ５Ａと５Ｂの電荷は負荷に放電されるので、従来の回路に比べて、帰還電流が小さい。したがって、直列共振型コンバータ１００では帰還電流の通流による電力損失が小さくなり、電力変換効率が高くなる。
本発明に係る直列共振型コンバータでは、共振用インダクタンス手段のインダクタンスＬと、第１の共振用コンデンサ５Ａのキャパシタンスと第２の共振用コンデンサ５Ｂのキャパシタンスとを加算した加算キャパシタンスをトランス６の１次側に換算した換算キャパシタンスＣとによってインバータ回路２の変換周波数と等しい周波数で直列共振する条件、および共振用インダクタンス手段のインダクタンスＬと、第１の共振用コンデンサ５Ａのキャパシタンスと第２の共振用コンデンサ５Ｂのキャパシタンスとを加算した加算キャパシタンスをトランスの１次側に換算した換算キャパシタンスとによって決まる共振インピーダンス（Ｌ／Ｃ）１／２が入力電圧Ｅ、変換効率ηを考慮して出力電力Ｐｏを満足する条件、つまりこれら２つの条件で共振用インダクタンス手段のインダクタンスＬと、前記第１の共振用コンデンサのキャパシタンスと第２の共振用コンデンサのキャパシタンスとを選定することができる。
図９は、図１のシミュレーション結果を示している。なお、負荷１１は１６０Ωとした。図９において、（Ａ）は出力電圧Ｖｏを示し、（Ｂ）は共振用インダクタ４を流れる共振電流ｉｏ、（Ｃ）は第１の共振用コンデンサ５Ａと第２の共振用コンデンサ５Ｂの電圧Ｖｃ１とＶｃ２、（Ｄ）はスイッチング素子２Ａおよび２Ｄの電流Ｉｓｗをそれぞれ示している。出力電圧Ｖｏは４００Ｖとなった。共振電流ｉｏはほぼ理想的な正弦波となっている。第１の共振用コンデンサ５Ａと第２の共振用コンデンサ５Ｂの電圧Ｖｃ１とＶｃ２は互いに逆位相で、０Ｖから出力電圧４００Ｖまでの振幅のほぼ理想的な正弦波である。スイッチング素子２Ａおよび２Ｄの電流Ｉｓｗもほぼ理想的な正弦半波となっている。
[実施形態２]
次に、図５に示す本発明の第２の実施形態に係る直列共振型コンバータ２００について説明する。第２の直列共振型コンバータ２００が第１の直列共振型コンバータ１００と異なる点は、第１の共振用コンデンサ５Ａに並列に逆充電抑制用ダイオード３１が接続されていると共に、第２の共振用コンデンサ５Ｂと並列に逆充電抑制用ダイオード３２が接続されていることである。また、トランス６はーケージインダクタス６Ｃを有するリーケージトランス６であり、図1の共振用インダクタ４を用いていない。つまり、実施形態２ではトランス６のリーケージインダクタス６Ｃが直列共振に必要な共振用インダクタ手段のインダクタンスＬの全部を与えている。リーケージトランス６は、原理的に図１の共振用インダクタ４とトランス６との組み合わせであり、機能的にも図1に示した第１の直列共振型コンバータと同様のため主な動作については省略することとし、ここでは、図１と異なる構成である逆充電抑制用ダイオード３１、３２に関連する動作ついてのみ説明する。
第１の直列共振型コンバータ１００の前述の動作で、第１、第２の共振用コンデンサ５Ａ、５Ｂの電圧の最小値が０Ｖ以上であれば、逆充電抑制用ダイオード３１と３２とを接続しても順バイアスされることがなく常に非導通状態にあるので、逆充電抑制用ダイオード３１、３２は機能しない。しかし、負荷短絡などの異常な状態では、共振用インダクタと共振用コンデンサからなる直列共振回路に直列抵抗成分がなくなり、損失分が無くなるので、共振電流が毎サイクル毎に急増し、出力電流が急増する場合がある。コンバータの出力電流制御回路などが、この電流急増に応答して電流制限を行うことができるが、本発明の第２の実施形態に係る直列共振型コンバータ２００はこの直列共振回路の負荷短絡状態での電流増加を特性的に回避できる。すなわち、本発明の第１の実施形態に係る直列共振型コンバータ１００では、出力電圧を低下させ、出力電流を増大させた場合などに、第１、第２の共振用コンデンサ５Ａ、５Ｂはその電荷が全部放電されて、図示の極性とは逆の極性に充電されると、この逆極性の充電電圧が次の直列共振回路の初期条件となり、さらに第１、第２の共振用コンデンサ５Ａ、５Ｂの逆極性充電電圧を上昇させることとなる。このサイクルを繰り返すと、第１、第２の共振用コンデンサ５Ａ、５Ｂの電圧は原理的に無限に上昇する。
逆充電抑制用ダイオード３１と３２は、第１、第２の共振用コンデンサ５Ａ、５Ｂが図示の極性と逆の極性に充電されることを防止する。この結果、各サイクル（スイッチング素子２Ａと２Ｄの組、または２Ｂと２Ｃの組のオン）の第１、第２の共振用コンデンサ５Ａ、５Ｂの逆極性電圧の初期条件は最小でも電圧ゼロに固定され、逆極性に充電されず、負荷短絡の場合でも共振電流が急増することを防止できる。
また、この逆充電抑制用ダイオード３１と３２の追加機能は、次のような利点もある。出力電流が比較的小さい領域では、直列共振型コンバータ２００が前述したような直列共振モードで動作するように共振用インダクタンス手段のインダクタンスＬ（リーケージインダクタス６Ｃ）および第１、第２の共振用コンデンサ５Ａ、５Ｂのキャパシタンスが選定されている。この場合には、第１、第２の共振用コンデンサ５Ａ、５Ｂは一方向性素子１２のダイオード１２Ａ、１２Ｂと一般的な回路構成の倍電圧整流回路を構成する。したがって、直列共振型コンバータ２００が直列共振モードで動作する場合には、出力電流の大きさは制限されるが、比較的高い出力電圧を得ることができる。
しかし、直列共振型コンバータ２００が直列共振モードで動作するように、共振用インダクタンス手段のインダクタンスＬおよび第１、第２の共振用コンデンサ５Ａ、５Ｂのキャパシタンスが選定されている場合でも、負荷電流が大きくなると、第１、第２の共振用コンデンサ５Ａ、５Ｂのキャパシタンスが不足して全電荷を放電するために、電圧がゼロになると、倍電圧整流回路を構成するコンデンサとして機能しなくなる。このように負荷電流が大きくなった場合には、逆充電抑制用ダイオード３１と３２とが一方向性素子１２のダイオード１２Ａ、１２Ｂと一般的な構成のフルブリッジ型の整流回路を構成する。この整流回路によって、低電圧で大きな出力電流を得ることができる。
したがって、直列共振型コンバータ２００は、高電圧で、出力電流の比較的小さな直流出力を得ることができるだけでなく、低電圧で、大きな出力電流の直流出力を得ることができる。また、パルス幅制御あるいは周波数制御によって定電力出力も得ることができる。このことから、直列共振型コンバータ２００は、スパッタ電源など、高電圧で小電流の出力から低電圧で大電流の出力まで比較的広い出力電流範囲および出力電圧範囲をもつ負荷装置の直流電源に適していることが分かる。帰還電流については実施形態１に係る直列共振型コンバータ１００と同じであるので説明を省くが、この直列共振型コンバータ２００は直列共振型コンバータ１００と同様に高効率で、低ノイズである。
[実施形態３]
次に図６により、実施形態３に係る直列共振型コンバータ３００を説明する。直列共振型コンバータ３００では、通常のハーフブリッジ型のインバータ回路２を用いている。２つのスイッチ素子２Ａと２Ｃをそれぞれ直列に接続したスイッチング素子アームを有するハーフブリッジ構成のインバータ回路となっている。ハーフブリッジ型のインバータ回路２では、図１又は図５におけるフルブリッジ型のインバータ回路２のスイッチング素子２Ｂと帰還用ダイオード２ｂとをコンデンサ２Ｘに、スイッチング素子２Ｄと帰還用ダイオード２ｄとをコンデンサ２Ｙに換えたものである。また、直列共振型コンバータ３００では、一方向性素子１２がスイッチング素子２Ａと同期してほぼ同時にオン、オフする整流用のＦＥＴ１２Ｄと、スイッチング素子２Ｃとほぼ同時にオン、オフする整流用のＦＥＴ１２Ｃとを直列に接続したいわゆる同期整流回路からなる。ＦＥＴは等価的に逆方向にダイオード機能を有し、このダイオードはＦＥＴにゲート信号を与えると内部抵抗が低下する特性をもつ。この特性を利用して同期整流を行う。ＦＥＴ１２ＤとＦＥＴ１２Ｃは制御回路３によって制御されるが、第１、第２の共振用コンデンサ５Ａ、５Ｂの充電電荷の逆放電防止と整流を行う動作については実施形態１及び実施形態２の一方向性素子１２とほぼ同じである。なお、この実施形態でも前記共振用インダクタンス手段のインダクタンスの一部分又は全部として、トランス６のリーケージインダクタンスを利用することができる。
スイッチング素子２ＡとＦＥＴ１２Ｄとがほぼ同時にオンするとき、１次側電流は、直流電源１の正極Ｐからスイッチング素子２Ａ、共振用インダクタ４、トランス６の１次巻線６Ａ、コンデンサ２Ｙを通して直流電源１の負極Ｎに流れる。また、２次側電流はトランス６の２次巻線６Ｂから共振用コンデンサ５Ａ、負荷１１、及びＦＥＴ１２Ｄからなる第１の電流経路を流れて共振用コンデンサ５Ａに電荷を放電すると共に、２次巻線６Ｂから共振用コンデンサ５Ｂ及びＦＥＴ１２Ｄからなる第２の電流経路を流れて共振用コンデンサ５Ｂを充電する。このとき、ＦＥＴ１２Ｄの順方向電圧降下はダイオードに比べて小さいので、電力損失を軽減することができる。
スイッチング素子２ＡとＦＥＴ１２Ｄとがほぼ同時にオフすると、共振用インダクタ４などのインダクタンスは今まで流れていた電流の向きと同じ方向に、トランス６の１次巻線６Ａ、コンデンサ２Ｘ、直流電源１、及び帰還用ダイオード２ｃを介して帰還電流を流す。また、２次側電流はトランス６の２次巻線６Ｂから第１の共振用コンデンサ５Ａ、負荷１１、及びＦＥＴ１２Ｄからなる第１の電流経路を流れて第１の共振用コンデンサ５Ａの電荷を放電すると共に、２次巻線６Ｂから第２の共振用コンデンサ５Ｂ及びＦＥＴ１２Ｄからなる第２の電流経路を流れて第２の共振用コンデンサ５Ｂを充電する。このとき、第２の共振用コンデンサ５Ｂの電荷はＦＥＴ１２Ｄがオフであるために、トランス６の２次巻線６Ｂを介して放電されることはない。したがって、第２の共振用コンデンサ５Ｂの電圧が直流電源１の直流電圧よりも高くても、第２の共振用コンデンサ５Ｂの電荷がトランス６を介して直流電源１側に帰還されることはない。スイッチング素子２ＢとＦＥＴ１２Ｃとがほぼ同時にオンする場合も前述と同じである。
この実施形態３においても、直流電源１側に共振用コンデンサ５による帰還電流は流れない。したがって、この直列共振型コンバータ３００でも、帰還電流による電力損失を軽減できると共に、帰還用ダイオードのリカバリー電流による電力損失及びノイズをゼロにすることができる。また、ＦＥＴを用いることにより一方向性素子１２の順方向電圧降下による損失をさらに低減することができる。この実施形態３においても、図６に示したように、第１の共振用コンデンサ５Ａ、第２の共振用コンデンサ５Ｂそれぞれにダイオード３１、ダイオード３２を並列に接続して、逆極性に充電することを防止できる。
[実施形態４]
図７に本発明の実施形態４に係る直列共振型コンバータ４００を示す。インバータ回路２は、トランス６とともにプッシュプル式の回路で構成されている。第１と第２のスイッチング素子２Ａと２Ｂは、トランス６の２つの１次巻線６Ａ１と６Ａ２にそれぞれ接続され、スイッチング素子２Ａ、２Ｂのエミッタ極が入力端子１ｂを通して直流電源１の負極Ｎに接続される。スイッチング素子２Ａと２Ｂは、制御回路３の制御によって交互にオンオフする。スイッチング素子２Ａ、２Ｂそれぞれに帰還ダイオード２ａ、２ｂが逆並列に接続される。なお、帰還ダイオード２ａ、２ｂは、実施形態１〜３と同様に、外部に並列に接続されたダイオードやスイッチング素子２Ａ、２Ｂのそれぞれの内部に形成されたものでもよい。トランス６の２つの１次巻線６Ａ１と６Ａ２との接続点（中間タップ）は、入力端子１ａを通して直流電源１の正極Ｐへ接続される。
共振用インダクタ４２はトランスの２次巻線６Ｂに直列に接続される。なお、共振用インダクタを１次巻線６Ａ１、６Ａ２に直列接続することができるが、この場合には共振用インダクタを２つの巻線を有するインダクタとしなければならず、トランス６の２次側に接続する場合よりも構造が複雑となる。必要な共振用インダクタ４２のインダクタンスＬの大部分ないしは全部を、トランス６のリーケージインダクタンスで構成する場合には、１次巻線６Ａ１と６Ａ２との間のリーケージインダクタンスを極力少なくし、１次巻線６Ａ１または６Ａ２と２次巻線６Ｂとの間にリーケージインダクタンスが生じるような巻線構造とすれることが好ましい。このことにより、第１と第２のスイッチング素子２Ａ，２Ｂのターンオフ時のサージ電圧を低減できる。
図８は、本発明の実施形態１、２、３に用いることのできるリーケージトランスの構成例を示す。１次巻線６ＡはＮ１１とＮ１２に２分割され、２次巻線６ＢはＮ２１とＮ２２に２分割され、Ｕ型コア４０とＩ型コア４１からなるＵＩ型鉄心のＵ型コアの片脚４０Ａに巻線Ｎ１１とＮ２１が巻装され、片脚４０Ｂに巻線Ｎ２１とＮ２２が巻装される。巻線Ｎ１１とＮ２１、また巻線Ｎ２１とＮ２２が重ならないように巻くことができるため、それらの巻線間のリーケージインダクタンスを大きくすることができる。図８の入力はインバータ回路２に接続され、出力は一端が共振用コンデンサ５Ａおよび５Ｂの接続点に接続され、他端が一方向性素子１２のダイオード１２Ａおよび１２Ｂの接続点、またはＦＥＴ１２ＣおよびＦＥＴ１２Ｄの接続点に接続される。
本発明のインバータ回路は、交互にオンオフするスイッチング素子を少なくとも２つ備えるインバータであれば、回路構成は特に限定されるものではない。具体的には、実施形態１および実施形態２に示される４つのスイッチング素子を用いたフルブリッジ構成や実施形態３に示される２つのスイッチを直列接続したハーフブリッジ構成、実施形態４に示されるプッシュプル式の回路などの有するインバータ回路が挙げられる。なお、これらのインバータ回路に共振用インダクタから入力端子側へ帰還電流が流れる場合は、スイッチング素子に並列に帰還電流用のダイオードを接続した回路構成にすることが好ましい。
また、実施形態２、３においても、前述したように共振用インダクタがトランスの２次巻線と共振用コンデンサとの間で、その２次巻線に直列に接続されていても、前述と同様な効果を得ることができる。更に、実施形態１〜４において、共振用コンデンサ５と一方向性素子１２との位置を入れ替えてトランス６の２次巻線６Ｂに接続しても良い。図６に示す実施形態３において、スイッチング素子２Ａと２Ｃとが直列接続されたアームと、コンデンサ２Ｘと２Ｙとが直列接続されたアームとの位置を入れ替えても良い。なお、本発明の共振コンバータでは、上述した、インバータ回路２の構成、共振用コンデンサ５及び一方向性素子１２の構成のいずれを組合せてもよい。実施形態４でも、前記共振用インダクタンス手段のインダクタンスの一部又は全部として、トランス６のリーケージインダクタンスを利用することができる。
本発明の直列共振型コンバータは、真空装置や通信用電源を含む一般的な設備装置に適用することができる。
本発明の実施形態１にかかる第１の直列共振型コンバータ１００を示す図面である。 直列共振型コンバータ１００の第１の等価回路を示す図面である。 直列共振型コンバータ１００の第２の等価回路を示す図面である。 直列共振型コンバータ１００を説明するための共振電流波形と電圧波形とを示す図面である。 本発明の実施形態２にかかる第２の直列共振型コンバータ２００を示す図面である。 本発明の実施形態３にかかる第３の直列共振型コンバータ３００を示す図面である。 本発明の実施形態４にかかる第４の直列共振型コンバータ４００を示す図面である。 第４の直列共振型コンバータ４００に用いられるリーケージトランスの構造の一例を説明するための図である。 本発明に係る直列共振型コンバータ１００のシミュレーション波形を示す図面である。 従来の直列共振型コンバータの一例を示す図面である。 従来の直列共振型コンバータを説明するための共振電流波形と電圧波形とを示す図面である。
符号の説明
１・・・直流電源
１ａ、１ｂ・・・入力端子
２・・・インバータ回路
２Ａ〜２Ｄ・・・スイッチング素子
２ａ〜２ｄ・・・帰還用ダイオード
２Ｘ、２Ｙ・・・コンデンサ
３・・・制御回路
４・・・共振用インダクタ
５・・・共振用コンデンサ
５Ａ・・・第１の共振用コンデンサ
５Ｂ・・・第２の共振用コンデンサ
６・・・トランス（リーケージトランス）
６’・・・理想的な変圧器
８・・・平滑用コンデンサ
９、１０・・・出力端子
１１・・・負荷装置
１２・・・一方向性素子
１２Ａ、１２Ｂ・・・ダイオード
１２Ｃ、１２Ｄ・・・ＦＥＴ
２１・・・等価的な蓄電池
２２、２３・・・所定の接続点
３１、３２・・・逆充電抑制用ダイオード
４０・・・Ｕ型コア
４０Ａ・・・Ｕ型コア４０の片脚
４０Ｂ・・・Ｕ型コア４０の片脚
４１・・・Ｉ型コア
Ｎ１１・・・分割された１次巻線
Ｎ１２・・・分割された１次巻線
Ｎ２１・・・分割された２次巻線
Ｎ２２・・・分割された２次巻線

Claims (12)

  1. ２つの入力端子の間に接続される少なくとも１組の第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とを有するインバータ回路と、
    前記インバータ回路に接続される1次巻線と２次巻線を有するトランスと、
    ２つの出力端子の間に互いに直列に接続される第１の共振用コンデンサと第２の共振用コンデンサと、
    前記２つの出力端子の間に互いに直列に接続される第１の一方向性素子と第２の一方向性素子と、
    前記第１の共振用コンデンサと前記第２の共振用コンデンサと共に作用して直列共振する共振用インダクタンス手段と、
    を備え、
    前記第１の共振用コンデンサと前記第２の共振用コンデンサとの接続点は、前記トランスの前記２次巻線の一端へ接続され、
    前記第１の一方向性素子と前記第２の一方向性素子との接続点は、前記トランスの前記２次巻線の他端へ接続され、
    前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子は交互にオンオフし、
    前記インバータ回路は、前記入力端子から入力される直流電力を変換して前記トランスを介して前記出力端子へ交流電圧を供給し、
    前記第１の一方向性素子と前記第２の一方向性素子とは、前記第１の共振用コンデンサと前記第２の共振用コンデンサとから前記入力端子へ電流が帰還されるのを阻止することを特徴とする直列共振型コンバータ。
  2. 前記インバータ回路は、前記第１のスイッチング素子にその極性と逆極性に並列に設けられる第１の帰還用ダイオードと、前記第２のスイッチング素子にその極性と逆極性に並列に設けられる第２の帰還用ダイオードとを備えることを特徴とする請求項１に記載の直列共振型コンバータ。
  3. 前記第１の共振用コンデンサおよび前記第２の共振用コンデンサの逆方向充電を抑止するための逆充電抑制用素子が、前記第１の共振用コンデンサおよび前記第２の共振用コンデンサにそれぞれ並列に接続されることを特徴とする請求項１または請求項２のいずれかに記載の直列共振型コンバータ。
  4. 前記インバータ回路は、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とを直列に接続したハーフブリッジ構成の回路、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とを直列に接続したスイッチング素子アームを２組並列に接続したフルブリッジ構成の回路、または中間タップを設けた前記トランスの前記１次巻線の２つの端子と前記入力端子との間にそれぞれ前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とを接続したプッシュプル式回路のいずれかを備えることを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の直列共振型コンバータ。
  5. 前記第１の共振用コンデンサのキャパシタンスと前記第２の共振用コンデンサのキャパシタンスとを加算した加算キャパシタンスと前記共振用インダクタンス手段のインダクタンスとが、前記インバータ回路の変換周波数と略等しい共振周波数で直列共振するように、前記共振用インダクタンス手段の前記インダクタンスと前記第１の共振用コンデンサの前記キャパシタンスと前記第２の共振用コンデンサの前記キャパシタンスとを選定することを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の直列共振型コンバータ。
  6. 前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子は、前記共振用インダクタンス手段と前記第１の共振用コンデンサと前記第２の共振用コンデンサとで定まる共振周波数以下となる前記インバータの変換周波数で動作することを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の直列共振型コンバータ。
  7. 前記第１の一方向性素子として第１の電界効果トランジスタを用いると共に、前記第２の一方向性素子として第２の電界効果トランジスタを用い、
    前記第１の電界効果トランジスタは前記インバータ回路の前記第１のスイッチング素子と同期してオンし、
    前記第２の電界効果トランジスタは前記インバータ回路の前記第２のスイッチング素子と同期してオンすることにより、同期整流を行うことを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の直列共振型コンバータ。
  8. 前記第１の共振用コンデンサまたは前記第２の共振用コンデンサのキャパシタンスよりも十分に大きいキャパシタンスを有する平滑用コンデンサが、前記第１の一方向性素子と前記第２の一方向性素子との直列回路に並列に接続されることを特徴とする請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の直列共振型コンバータ。
  9. 前記共振用インダクタンス手段のインダクタンスの一部分または全部を与える共振用インダクタは、前記トランスの前記1次巻線または前記２次巻線に直列に接続されることを特徴とする請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の直列共振型コンバータ。
  10. 前記トランスの前記１次巻線と前記２次巻線との間の漏れ磁束によるリーケージインダクタンスを前記共振用インダクタンス手段のインダクタンスの一部分または全部として利用することを特徴とする請求項１から請求項９のいずれか１項に記載の直列共振型コンバータ。
  11. 前記第１のスイッチング素子または前記第２のスイッチング素子は、前記共振用インダクタンス手段に蓄えられたエネルギーが放出された以後にオフすることを特徴とする請求項１から請求項１０のいずれか１項に記載の直列共振型コンバータ。
  12. 前記共振用インダクタンス手段にエネルギーが蓄えられている状態で、前記インバータ回路の前記第１のスイッチング素子または前記第２のスイッチング素子をオフさせた場合は、前記第１の帰還用ダイオードまたは前記第２の帰還用ダイオードを介して、前記共振用インダクタンス手段に蓄えられているエネルギーを前記出力端子へ供給し、
    前記共振用インダクタンス手段にエネルギーが蓄えられている状態で、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とを同時にオフさせた場合は、前記第１の帰還用ダイオードまたは前記第２の帰還用ダイオードを介して、前記共振用インダクタンス手段に蓄えられているエネルギーを前記入力端子へ帰還すると共に前記出力端子へも供給することを特徴とする請求項２から請求項１０のいずれか１項に記載の直列共振型コンバータ。
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