JP2005168266A - 直流電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 本発明は、負荷の軽重に拘わらず一定電圧で安定に動作し、スイッチ素子を確実にソフトスイッチングできる直流電力変換装置を提供する。
【解決手段】 フルブリッジ構成ＤＣ−ＤＣコンバータは、一次側のインバータ回路2及び二次側の整流回路3においてソフトスイッチングさせる。変圧器の二次側巻線T2に接続された整流回路3のレッグB3とB4のノードN3とN4に可飽和リアクトルLbtとスナバコンデンサC5をアームとして挿入する。可飽和リアクトルは、変圧器の二次側が短絡するのを防止し、変圧器を通して一次側に電流を供給する。負荷4の軽重に影響されることなく広範囲にわたりソフトスイッチング可能となる。一次側のスイッチ素子の制御も、可飽和リアクトルの条件でデッドタイムの範囲を広範囲に設定でき、出力電圧を制御するためのスイッチ素子の位相制御のみで容易に行える。
【選択図】 図１

Description

本発明は、直流電力変換装置に関し、特に、変圧器の一次側に、直流電源に接続されたインバータ回路を有し、該変圧器の二次側に負荷へ所要の直流電力を出力する整流回路を接続してＤＣ−ＤＣコンバータが形成され、負荷の変動に関係なく、ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるソフトスイッチングが行える直流電力変換装置に関する。

近年においては、小規模の発電装置で発電された電力を、種々の負荷、例えば、家電機器などに供給する電力供給システムが開発されている。この様な電力供給システムでは、発電電圧の昇圧や、発電機器との絶縁などの必要性がある。また、負荷の大小に合わせて一定電圧の交流電力を供給できるように、所定周波数の交流電力を生成するため、前段に、直流電力変換装置が設けられる様になってきている。

この直流電力変換装置には、一般に、インバータ回路、変圧器、整流回路及びローパスフィルタ回路を含むＤＣ−ＤＣコンバータが用いられている。このＤＣ−ＤＣコンバータでは、発電機で得られた直流電力がインバータ回路に供給され、一旦、交流電力に変換される。この変換において、一定の出力電圧となるように調整される。その後、この交流電力が変圧器を介して整流回路に供給され、ここで、再び直流電力に変換されて、ローパスフィルタ回路で一定電圧の直流電力が得られる。

上述の電力供給システムでは、更に、得られた一定電圧の直流電圧が、所定周波数の交流電力に変換するインバータ回路に供給され、そして、負荷には、このインバータ回路から一定電圧かつ所定周波数を有する交流電力が供給される。

従来において、直流電力変換装置のＤＣ−ＤＣコンバータとして、フルブリッジ構成された変換回路が、使用されている。この直流電力変換装置の回路構成を、図８に示した。図示されたＤＣ−ＤＣコンバータは、インバータ回路２、変圧器Ｔ、整流回路３、そして、ローパスフィルタ回路Ｆで構成される。ローパスフィルタ回路Ｆの出力側に、負荷４が接続される。

インバータ回路２の入力には、発電機に相当する直流電源１から直流電圧Ｖｉｎを有する直流電力が供給されるようになっており、さらに、入力キャパシタＣｐが並列接続されている。インバータ回路２は、先導レッグＢ１と後続レッグＢ２を有し、これらが直流電源１に対して並列接続されている。夫々のレッグは、直列接続された２個のスイッチ手段で構成され、夫々のスイッチ手段は、スイッチ素子Ｑ１乃至Ｑ４と、このスイッチ素子Ｑ１乃至Ｑ４の両端に並列接続される還流ダイオードＤ１乃至Ｄ４及びスナバコンデンサＣ１乃至Ｃ４とを備えている。例えば、スイッチ素子Ｑ１、還流ダイオードＤ１及びスナバコンデンサＣ１により、一つのスイッチ手段が形成されている。

スイッチ素子Ｑ１乃至Ｑ４の夫々には、制御回路５で生成された制御信号ＧＳ１乃至ＧＳ４が供給され、各スイッチ素子のターンオン、ターンオフの駆動制御が行われる。この駆動制御にあたっては、ローパスフィルタ回路Ｆの出力電圧、即ち、負荷４への供給電圧Ｖｏｕｔの大きさが検出され、出力電圧Ｖｏｕｔが一定電圧になるように、スイッチ素子を位相シフト制御させ、導通させる２個のスイッチ素子に係るオン状態の重なり時間を調整するように制御する。

先導レッグＢ１における２個のスイッチ手段の中間接続点であるノードＮ１と、後続レッグＢ２における２個のスイッチ手段の中間接続点であるノードＮ２とには、変圧器Ｔの一次側巻線Ｔ１が接続される。この一次側巻線Ｔ１には、励磁インダクタンスＬｍが存在するものとし、図８では、便宜的に、破線で表示されている。

整流回路３においても、フルブリッジで構成されており、レッグＢ３とレッグ４を有し、これらのレッグの並列接続点である接続点Ｎ５と接続点Ｎ６には、ローパスフィルタＦが並列接続されている。レッグＢ１は、整流素子としてのダイオードＤ５とダイオードＤ６とが直列接続され、また、レッグ４は、整流素子としてのダイオードＤ７とダイオードＤ８とが直列接続される。そして、ダイオードＤ５とダイオードＤ６との中間接続点であるノードＮ３と、ダイオードＤ７とダイオードＤ８との中間接続点であるノードＮ４との間に、変圧器Ｔの二次側巻線Ｔ２が接続されている。

この様にフルブリッジ構成されたＤＣ−ＤＣコンバータでは、インバータ回路２が、一次回路として、入力直流電圧Ｖｉｎをスイッチングし、一連のパルスに変換する。この一連のパルスが、変圧器Ｔの一次側巻線Ｔ１に供給される。変圧器Ｔは、コンバータの二次回路側としての変圧器Ｔの二次側巻線Ｔ２に交流電圧を誘起する。スイッチ素子Ｑ１乃至Ｑ４と変圧器Ｔとが上述の様に相互に接続され、各スイッチ素子は、変圧器Ｔの一次側巻線Ｔ１に流れる電流の方向を逆転する様にスイッチング制御される。変圧器Ｔの一次側巻線Ｔ１に流れる電流は、電磁界を発生し変圧器Ｔのコアを経て二次側巻線Ｔ２に誘導され、二次側巻線Ｔ２に一定電圧を有する交流電力を発生する。

変圧器Ｔの二次側巻線Ｔ２は、ダイオードブリッジによる整流回路３及びローパスフィルタＦに並列に接続されているので、二次側巻線Ｔ２の出力交流電圧が整流され、そして、フィルタリングされて、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端子に目標とされる電圧を発生させる。

ダイオードブリッジの整流回路３は、ダイオードが互いに直列に接続され、逆方向に整列されたダイオードＤ５乃至Ｄ８の組合せを使用して整流を行っている。ダイオードブリッジの整流回路３における各ダイオードの動作には、固有の逆回復があるため、ロスが生じる。この逆回復発生時に、順方向に導通するダイオードは、順方向導通状態から逆方向阻止状態へと切換わる過程にあり、ダイオードは逆方向の電流を阻止せず、通常の逆電流阻止状態に入るまで、逆方の電流を許すことになる。この切り換え中において、電力損失が生じる。また、このダイオードの逆回復は、一次側の回路におけるスイッチ素子にも付加的な損失を与えることになる。

ここで、ＤＣ−ＤＣコンバータには、ハードスイッチング型の制御が行われているものがある。ハードスイッチング型のＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチ素子にまたがって高い電圧が存在し、そして、スイッチ素子には、大きな電流が流れている間に、スイッチング素子がオン状態とオフ状態との間で変化する様に動作させている。そのため、ハードスイッチング型コンバータでは、ハードスイッチング動作における切換え動作中に、電力損失が発生する。ハードスイッチング動作中に生じる電力損失は、スイッチング周波数に依存する。従って、スイッチング周波数に比例して電力損失が増大する。

更に、ハードスイッチング型コンバータにおいては、スイッチ素子などの部品内の寄生作用に起因するリンギングと呼ばれる電流及び電圧の電気的振動を招くことになり、これは、多くの電磁干渉（ＥＭＩ）を生じさせている。

スイッチングの電力損失は、コンバータの効率低下を招き、また、電磁干渉は、その周辺の回路の動作を妨げるので、望ましくない。更に重要なことは、高電位、若しくは、大電流のスイッチングと、過剰な電力消費は、スイッチ素子に多大なダメージを及ぼす。

スイッチング損失が少ないと、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチ素子のスイッチングには、高いスイッチング周波数を使用することができ、そのことにより、受動部品の小型化を図ることができる。これは、コンバータの小型化、軽量化につながる。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータは、高い周波数で動作することが望ましいところではあるが、上述した様に、ハードスイッチングは、高い周波数で効率的に動作することができない。そこで、ハードスイッチングコンバータの欠点を克服するために、ハードスイッチングに対して、ソフトスイッチングと呼ばれているスイッチング制御を行うＤＣ−ＤＣコンバータが提案されている（例えば、特許文献１、２、３などを参照）。

ソフトスイッチングによるＤＣ−ＤＣコンバータは、コンバータの一次側回路のスイッチ素子に跨る電圧を低く、若しくは、ゼロの状態とし、そして、そこに流れる電流のレベルが低く、若しくは、ゼロの状態として、スイッチ素子のオン状態、オフ状態を切り換える様に動作する。ソフトスイッチングのコンバータは、スイッチ素子にまたがる電圧、又は、そこに流れる電流を減少させ、若しくは、ゼロの状態にするために、コンバータ内の部品の寄生作用を利点に活用する場合もある。

詳細には、ソフトスイッチングのコンバータは、変圧器Ｔの一次側巻線Ｔ１の励磁インダウタンスＬｍによって供給される電流を使用することにより、スイッチ素子に並列に接続されたスナバコンデンサに充電又は放電をする様に、スイッチングのタイミングを調整し、オフ、即ち、開いたスイッチ素子にまたがる電圧と、オン、即ち、閉じたスイッチ素子に流れる電流を、各々のスイッチ素子のオン状態又はオフ状態を切り換える時に、減少、若しくは、ゼロにする。ソフトスイッチングは、スイッチング動作中に電力損失を減少させ、コンバータの高周波化し、低い電磁干渉で動作できることを可能にしている。

特開平７−２２２４４４号公報 特開２００３−１８００７５号公報 特開平１０−３３７０２１号公報

しかしながら、一般的な位相シフト制御によるフルブリッジ構成のＤＣ−ＤＣコンバータの動作は、次の２つの問題点がある。その問題点の一つは、軽負荷時において、ソフトスイッチングの領域からはずれ、ハードスイッチングと同様の動作になることであり、もう一つの問題点は、整流ダイオードの逆回復に関することであり、それにより、スイッチング損失が生じることである。

また、軽負荷時において、ソフトスイッチング動作に近づけるためには、スイッチ素子の位相シフトを行うための制御信号をきめ細かく行う必要がある。さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータの一次側回路におけるスイッチ素子に対してソフトスイッチングを行おうとするとき、基本的に、負荷に対応したソフトスイッチングの回路定数が決定されているため、それに対応した負荷から外れた場合、或いは、負荷変動が発生した場合には、やはり、ソフトスイッチングできる領域から外れてしまう。ここでスイッチ素子に掛かるストレスは、ハードスイッチングの場合と同様、若しくは、それ以上となって、ソフトスイッチングを導入する目的に反したものとなる。

また、整流ダイオードの逆回復に関連した損失は、整流ダイオード自体の損失を増加させるだけでなく、一次側回路のスイッチ素子の付加的損失をも誘起する。従って、軽負荷時、及び、負荷変動時においても、ソフトスイッチングを維持できる広領域で簡単な位相シフト制御が行えるＤＣ−ＤＣコンバータが必要となる。

そこで、本発明の目的は、これらの問題点を解決できる直流電力変換装置を提供することである。

以上の課題を解決するため、本発明の直流電力変換装置では、スイッチ素子に還流ダイオード及びスナバコンデンサが並列接続されたスイッチ手段を含み、入力される直流電力の電圧をチョッパするスイッチング回路と、前記チョッパで生成された交流電力が一次側に供給される変圧器と、前記変圧器の二次側出力の交流電力を直流電力に変換するブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の出力を平滑するローパスフィルタ回路と、前記スイッチ素子のスイッチングを制御する制御回路とを備え、前記ブリッジ整流回路において、複数の整流素子が直列接続された第１レッグと、複数の整流素子が直列接続された第２レッグを有し、前記変圧器の二次側出力が供給される前記第１レッグの中間接続点と前記第２レッグの中間接続点との間に、可飽和リアクトルを接続することとした。

そして、前記可飽和リアクトルは、前記第１レッグの第１整流素子及び前記第２レッグの第４整流素子又は前記第１レッグの第２整流素子及び前記第２レッグの第３整流素子が逆回復状態にあるとき、或いは、前記変圧器の二次側巻線が短絡状態にあるとき、該二次側巻線における電流を阻止するようにした。

さらに、前記可飽和リアクトルと並列にスナバコンデンサを接続し、該スナバコンデンサが、前記還流ダイオードに順方向電流が流れ始めるとき、逆回復電流を緩和するようにした。

また、前記制御回路は、前記スイッチ素子をパルス幅変調制御してスイッチング駆動するものとし、前記スイッチング回路は、第１スイッチ手段と第２スイッチ手段とが直列接続された第３レッグと、第３スイッチ手段と第４スイッチ手段とが直列接続された第４のレッグとが並列接続されたブリッジ回路であり、前記第１スイッチ手段と前記第２スイッチ手段の接続点及び第３スイッチ手段と第４スイッチ手段の接続点が、前記変圧器の一次側巻線に接続することとした。

さらに、前記制御回路は、前記第１スイッチ手段乃至第４スイッチ手段における各スイッチ素子のスイッチングを位相シフト制御することにより、所定の直流電力を出力することとし、前記直流電力の供給段階の始めに、前記第１スイッチ手段の第１スイッチ素子をターンオンした一定時間後に、前記第４スイッチ手段の第４スイッチ素子をターンオンし、又は、前記第第２スイッチ手段の第２スイッチ素子をターンオンした一定時間後に、前記第３スイッチ手段の第３スイッチ素子をターンオンすることにより、前記供給段階において、前記第１スイッチ素子のオン状態と前記第４スイッチ素子のオン状態の重なり時間、又は、前記第２スイッチ素子のオン状態と前記第３スイッチ素子のオン状態の重なり時間を制御するようにした。

前記制御回路は、前記ローパスフィルタ回路の出力電圧値に基づいて前記重なり時間を制御し、前記第１スイッチ素子に並列接続された第１還流ダイオード又は前記第２スイッチ素子に並列接続された第２還流ダイオードに電流が流れている間に、該第１スイッチ素子又は該第２スイッチ素子をターンオンに制御し、前記第１スイッチ素子又は第２スイッチ素子をオフ状態に切り換えた後に、ソフトスイッチングとなる所定時間を維持する位相シフト制御を行うこととした。

前記制御回路は、前記第１スイッチ素子乃至第４スイッチ素子に供給する位相シフト制御信号を生成でき、ソフトスイッチング動作を制御するプログラムを実行できるマイクロプロセッサを含んでいることとした。

本発明の直流電力変換装置では、以上のような構成にすることにより、軽負荷の場合に各スイッチ素子のソフトスイッチングが行えるだけの電流を確保でき、スイッチ素子のソフトスイッチング効果、スイッチ素子のスイッチング損失の低減を損なわないようにできた。さらに具体的には、以下に述べるような効果を奏することができる。

直流電力変換装置に接続された負荷が、軽負荷になった場合に、負荷に流れる電流が低くなっても、ソフトスイッチング領域が拡大され、スイッチ素子のソフトスイッチングが可能となる。また、どのような状態においても、適正に負荷電圧を一定に制御することができる。

直流電力変換装置におけるダイオードブリッジ整流回路の逆阻止回復電流について低減することができ、変圧器の一次側への影響も低減することができる。その結果、インバータ回路を形成するスイッチ素子へのダメージを低減できる。

広領域でソフトスイッチングできることから、負荷変動が予想される場合にでも、ソフトスイッチングが可能なコンバータとすることができる。また、スイッチ素子のスイッチング周波数の更なる高周波化が図れ、機器の小型に貢献できる。更に、低電磁波化及びコンバータの低損失化に貢献できる。

また、従来の位相シフト制御によるソフトスイッチングコンバータは、変圧器の励磁インダクタンスを利用するため、回路定数に制約を受け、即ち、変圧器の励磁インダクタンス、漏れインダウタンスを配慮して、ソフトスイッチング用の変圧器を設計しなければならなかったが、本発明によれば、特に、変圧器の仕様を変更することなく、挿入する可飽和リアクトルのインダクタンスで対応可能となるので、自由度が広がる。例えば、一般的な変圧器が使用可能となるので、特注の必要なくなり、コストメリットが増大する。また、接合度の高い変圧器を使用でき、更なる高効率化を目指すことも可能となる。

また、本発明における位相シフト制御のソフトスイッチング回路部分を他のスイッチング回路、例えば、ソフトスイッチング用の補助スイッチを追加した１石フォワードタイプに置き換えても、ソフトスイッチングの領域を拡大することができる。

次に、図１乃至図７を参照して、本発明の直流電力変換装置に係る実施形態について詳細に説明する。図１には、本実施形態の直流電力変換装置に適用されるＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成が示されている。図１に示されたＤＣ−ＤＣコンバータは、図８に示された従来技術によるＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を基本としており、図１では、図８のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成と同じ部分には、同じ符号が付されている。

ここで、本実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータが、図８に示された回路構成と異なるところは、整流回路３におけるノードＮ３とノードＮ４との間に、可飽和リアクトルＬｂｔとスナバコンデンサＣ５の並列接続によるアームが挿入されていることである。この可飽和リアクトルＬｂｔとスナバコンデンサＣ５の並列接続によるアームが整流回路３の入力部に挿入されることが、本実施形態による直流電力変換装置の特徴であり、この挿入された可飽和リアクトルＬｂｔとスナバコンデンサＣ５は、位相シフトソフトスイッチングを補助すると共に、整流素子のダイオードにおける逆回復の損失を低減することとなる。

図１に示されたＤＣ−ＤＣコンバータにおいても、従来のＤＣ−ＤＣコンバータと同様に、インバータ回路２に含まれるスイッチ素子Ｑ１乃至Ｑ４は、位相シフト制御によるスイッチング動作され、このスイッチング動作においてソフトスイッチングが実行されるフルブリッジ構成のコンバータとなっている。このフルブリッジ構成のＤＣ−ＤＣコンバータは、変圧器Ｔを介して相互に接続された一次側スイッチング回路であるインバータ回路２、そして、二次側回路として整流回路３を備えている。インバータ回路２の入力側には、直流電源１及び入力コンデンサＣｐが備えられ、これらは、インバータ回路２を構成する先導レッグＢ１及び後続レッグＢ２と並列に接続される。

先導レッグＢ１は、直列に接続された第１及び第２スイッチ素子Ｑ１及びＱ２を含む。後続レッグＢ２は、直列に接続された第３及び第４スイッチ素子Ｑ３及びＱ４を含む。また、各スイッチ素子Ｑ１乃至Ｑ４には、並列にスナバコンデンサＣ１乃至Ｃ４及び環流用ダイオードＤ１乃至Ｄ４が接続される。

変圧器Ｔは、一次側巻線Ｔ１及び二次側巻線Ｔ２を有し、一次側巻線Ｔ１には、励磁インダウタンスＬｍが含まれる。変圧器Ｔの一次側巻線Ｔ１は、インバータ回路２にノードＮ１及びノードＮ２において、先導レッグＢ１及び後続レッグＢ２の各々の中間接続点に接続されている。変圧器Ｔの二次側巻線Ｔ２は、フルブリッジ構成された整流回路３のレッグＢ３及びＢ４のノードＮ３、Ｎ４に接続される。フルブリッジ構成の整流回路３の出力側には、ローパスフィルタ回路Ｆが並列に接続される。

ローパスフィルタ回路Ｆは、標準的ブリッジ構成で接続されたインダクタＬｒ、及び、コンデンサＣｒを含む。ブリッジ構成された整流回路３は、標準的なブリッジで構成された４個のダイオードＤ５乃至Ｄ８を含む。ダイオードブリッジ構成の整流回路３は、ノードＮ３及びノードＮ４において、変圧器Ｔの二次側巻線Ｔ２に接続されると共に、ノードＮ５及びノードＮ６において、ローパスフィルタ回路Ｆに接続される。ダイオードブリッジ構成の整流回路３は、Ｂ３及びＢ４の各々のレッグのノードＮ３及びＮ４に可飽和リアクトルＬｂｔとスナバコンデンサＣ５を備えている。

そこで、本実施形態の直流電力変換装置におけるＤＣ−ＤＣコンバータの整流回路３の入力側に挿入された可飽和リアクトルＬｂｔとスナバコンデンサＣ５が、位相シフトソフトスイッチングを補助すると共に、整流回路のダイオードにおける逆回復の損失を低減できることについて、以下に述べる。

ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力電圧Ｖｉｎを発生する直流電源１に接続される。入力コンデンサＣｐは、入力電圧Ｖｉｎを平滑し、或いはまた、スイッチ素子のスイッチング中にインバータ回路２を経て、直流電源１に戻されるエネルギー（電力）を蓄積する役割を有する。

インバータ回路２のスイッチ素子Ｑ１乃至Ｑ４は、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側においてフルブリッジ構成となるように接続される。スイッチ素子Ｑ１乃至Ｑ４の各々には、環流ダイオードＤ１乃至Ｄ４及びスナバコンデンサＣ１乃至Ｃ４が、スイッチ素子のドレインとソースと間に並列に接続される。先導レッグＢ１のスイッチ素子Ｑ１及びＱ２は、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作周波数で作用する約５０％デューティサイクルの制御信号によりスイッチング駆動される。

後続レッグＢ２のスイッチ素子Ｑ３及びＱ４は、出力電圧Ｖｏｕｔの比に応じて、スイッチ素子Ｑ１及びＱ２のターンオンより遅れた形で位相をシフトした制御信号で制御される。そして、そのスイッチ素子Ｑ１乃至Ｑ４に供給される制御信号ＧＳ１乃至ＧＳ４は、制御回路５で生成される。この制御回路５には、フィードバック制御回路も含まれ、このフィードバック制御回路は、検出された出力電圧Ｖｏｕｔの大きさに基づいて、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ４、又は、スイッチ素子Ｑ２とスイッチ素子Ｑ３のオン状態の重なり時間を調整し、一定電圧に制御される。この位相シフト制御によるスイッチング動作は、従来技術によるものと変わらない。

二次側巻線Ｔ２の出力は、ダイオードＤ５乃至Ｄ８で構成されたダイオードブリッジ構成された整流回路２に供給され、ここで、整流される。ダイオードブリッジ整流回路２における２個のレッグＢ３及びＢ４は、レッグ間に挿入された可飽和リアクトルＬｂｔとスナバコンデンサＣ５を含んでいる。この可飽和リアクトルＬｂｔは、スイッチ素子と同様に動作し、ダイオードＤ５乃至Ｄ８の逆回復損失を低減すると共に、変圧器Ｔの二次側巻線Ｔ２の電圧降下がゼロに近づいた時に、出力電流を負荷に流し続けることができるように、ダイオードブリッジ整流回路３がフリーホイールダイオードの作用を代替するようにアシストを行う。

最後に、ダイオードブリッジ整流回路３の出力は、インダクタＬｒ及びコンデンサＣｒを含むローパスフィルタ回路Ｆを通して、出力電圧Ｖｏｕｔを有する直流電力が負荷４に供給される。

フィードバック制御回路を含んでいる制御回路５は、検出された出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて、スイッチ素子Ｑ３及びＱ４のオン動作を、スイッチ素子Ｑ１及びＱ２のオン動作から、出力電圧に応じた位相シフトにより遅らせて動作させるように、スイッチ素子のスイッチングタイミングを調整する。

制御回路５では、アナログ−ディジタルコンバータを含む一般的な電圧検出回路を使用して、出力電圧Ｖｏｕｔをサンプリングする。また、制御回路５は、出力電圧∨ｏｕｔのディジタル値を分析し、スイッチングのタイミングに対してどのような調整を行うかについて決定し、各スイッチ素子をスイッチングする制御信号ＧＳ１乃至ＧＳ４を出力し、スイッチ素子Ｑ１乃至Ｑ４を駆動制御するためのマイクロプロセッサも含むものとする。

以上のように、図１に示された本実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータは、回路構成されている。次に、このＤＣ−ＤＣコンバータにおけるソフトスイッチング動作について、図２に示された動作波形図と、図３乃至図７に示されたコンバータ内の動作状態を示した図を参照して説明する。

図２では、図１に示されたＤＣ−ＤＣコンバータ内における各部の動作波形が表されており、ＧＳ１乃至ＧＳ１は、スイッチ素子Ｑ１乃至Ｑ４のゲートに供給される制御信号の波形を示し、各スイッチ素子のオン状態のタイミングを説明している。これらの制御信号による各スイッチ素子のオン状態は、通常用いられている位相シフト制御によっている。図２では、時点ｔ１で、スイッチ素子Ｑ１がターンオフし、時点ｔ１からデッドタイムＴｄ後の時点ｔ３に、スイッチ素子Ｑ２がターンオンし、時点ｔ４において、スイッチ素子Ｑ４がターンオフし、その後の時点ｔ６において、スイッチ素子Ｑ３がターンオンする。

この様に、スイッチ素子Ｑ１乃至Ｑ４のオン状態が位相シフト制御され、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ４のオン状態、スイッチ素子Ｑ２とスイッチ素子Ｑ３のオン状態の重なり期間の間に、チョッパされた直流電圧が一次側巻線Ｔ１に供給される。一次側巻線Ｔ１に供給される電圧の波形が、ＶＴ１として、そして、該巻線Ｔ１に流れる電流の波形が、ＩＴ１として、図２に示されている。

ここで、スイッチ素子Ｑ１乃至Ｑ４のスイッチング動作に応じて、ＤＣ−ＤＣコンバータの回路を構成する各部に発生する電圧Ｖ、及び、各部に流れる電流Ｉについての波形が、その各部の符号が付されて、図２に示されている。例えば、スイッチ素子Ｑ１のドレイン−ソース間の両端電圧であれば、ＶＱ１と、また、スイッチ素子Ｑ１のドレイン−ソース間を流れる電流の場合には、ＩＱ１と、符号が付されている。或いは、スナバコンデンサＣ１であれば、エネルギー蓄積時の電流の場合には、ＩＣ１、その両端電圧の場合には、ＶＣ１と付されている。

次に、図２に示された各部の動作波形図を参照しながら、図３乃至図７に示されたＤＣ−ＤＣコンバータの動作状態について説明する。図３乃至図７に示した各動作状態は、ＤＣ−ＤＣコンバータにおける１サイクルのうちの半サイクルのステップごとの回路動作に基づいて表示されている。つまり、そのステップとは、図２の各部の動作波形における動作時点によって動作期間Ｔで区分されている。

図２において、時点ｔ１までを、エネルギー転送段階の期間Ｔ１、時点ｔ１から時点ｔ３までにおいてスイッチ素子Ｑ４をオン状態に保持しながらスイッチ素子Ｑ１をターンオフして先導レッグＢ１から後続レッグＢ２への移行する段階の期間Ｔ２、時点ｔ３から時点ｔ５までにおいてスイッチ素子Ｑ４をターンオフして後続レッグＢ２に移行する期間Ｔ３、時点ｔ５から時点ｔ７においてスイッチ素子Ｑ３をターンオンする後続レッグＢ２に移行する段階の期間Ｔ４、そして、時点ｔ７から時点ｔ８までにおいてスイッチ素子Ｑ２とスイッチ素子Ｑ３とがオン状態でエネルギー転送段階の期間Ｔ５の５つの期間に、代表的に区分することができる。１周期の後半サイクルにおいても、以上と同様の期間Ｔ１乃至Ｔ５が繰り返される。

次いで、以上のように区分されたステップに従って、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作状態について順次説明する
〔期間Ｔ１について〕
図３には、エネルギー転送段階にある期間Ｔ１におけるＤＣ−ＤＣコンバータの動作状態が示され、回路の各部における動作波形は、図２の時点ｔ１までの期間Ｔ１の範囲で表される。ＤＣ−ＤＣコンバータでは、スイッチ素子Ｑ１及びＱ４がオン状態にあり、エネルギーが転送されている段階であり、スイッチ素子Ｑ１が時点ｔ１にターンオフされるまで続く。

スイッチ素子Ｑ１及びＱ４の両方がオン状態であるときは、入力電圧Ｖｉｎが、矢印Ｉ１で示す経路に沿って、変圧器Ｔの一次側巻線Ｔ１ヘエネルギーを転送する。電流Ｉ１は、図２では、電流ＩＴ１の波形のようになり、スイッチ素子Ｑ１、一次側巻線Ｔ１、スイッチ素子Ｑ４を経て流れ、直流電源１に戻る。一次側巻線Ｔ１に電流が流れるときには、励磁インダクタＬｍに電流が蓄積される。その電流蓄積は、スナバコンデンサＣ４を充電するために、後の段階で使用される。スイッチ素子Ｑ１及びＱ４は、期間Ｔ１におけるエネルギー転送段階中では、オン状態のままである。

一次側巻線Ｔ１に電流Ｉ１が流れると、変圧器Ｔの二次側巻線Ｔ２に跨って電圧を発生する。この出力電圧は、入力電圧Ｖｉｎ、スイッチング回路及び変圧器Ｔの巻数比の関数によって決定される。二次側の整流回路３の電流は、図３において、矢印Ｉ２とＩ２１とで示されるように、二次側巻線Ｔ２の一端であるノードＮ４から可飽和リアクトルＬｂｔ及びダイオードＤ７、ノードＮ５及びローパスフィルタ回路Ｆを経て、負荷４へと流れる。次に、電流Ｉ２は、負荷４からノードＮ６及びダイオードＤ６を経て、二次側巻線Ｔ２の反対側であるノードＮ３へ流れる。このとき、ダイオードＤ５及びＤ８は、逆バイアスされ、完全に逆阻止状態にある。

可飽和リアクトルＬｂｔに流れる電流Ｉ２１は、非常に短い順方向阻止状態の後、低インピーダンスの飽和状態へと移行する。飽和状態において可飽和リアクトルＬｂｔが飽和状態のときには、電流に対して実質ゼロの抵抗を与えるという点で、短絡状態にあると言える。従って、可飽和リアクトルＬｂｔに電流Ｉ２１が流れる間には、可飽和リアクトルＬｂｔで消費される電力は最小となる。

また、図２では、入力電圧Ｖｉｎ及び励磁インダクタンスＬｍにより決定される電流Ｉｔ１（ＩＬｍ）が示されているが、図３では、電流Ｉ１になっている。ダイオードＤ６及びＤ７の電流は同一であり、ＩＤ６及びＩＤ７で示されるが、図３では電流Ｉ２で示される。波形ＶＴ１及びＩＴ１は、一次側巻線Ｔ１の電圧及び電流を表し、期間Ｔ１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路がエネルギー転送段階に保持されている時間であり、期間Ｔ１の間に、図２に示す様に、変圧器Ｔの一次側巻線Ｔ１において電圧ＶＴ１が上昇し、電流ＩＴ１が確立される。

図２に示す様に、スイッチ素子Ｑ１及びＱ４は、制御信号ＧＳ１のオン信号から、出力電圧Ｖｏｕｔに対応するスイッチ素子Ｑ４のオン状態の重なり時間を考慮に入れて、スイッチ素子Ｑ４を制御信号ＧＳ４でオンにする。エネルギー転送段階におけるスイッチ素子Ｑ１及びＱ４のオン状態重なり時間、即ち、制御信号ＧＳ１とＧＳ４に含まれるオン時間の重なりにより決定される。

例えば、負荷４が増加した時に、制御信号ＧＳ４に係るオンのタイミングは、検出された出力電圧Ｖｏｕｔの大きさに基づいて、制御回路５により決定されるが、負荷４に転送しなければならないエネルギーの量が増加するので、位相シフトのシフト量を少なくし、制御信号ＧＳ１とＧＳ４のオン時間の重なりを増加させることにより行える。その結果、負荷が増加すると言うことは出力電圧Ｖｏｕｔが低下することを示すので制御回路（フィードバック制御回路を含む）５は、より多くのエネルギーを負荷に供給するために、波形ＧＳ４のオンのタイミングを早め、制御信号ＧＳ１とＧＳ４のオン時間の重なりを増加させる。

本実施形態においても、スイッチ素子Ｑ１及びＱ２を含む先導レッグＢ１に対しては、図２に示されるように、スイッチ素子Ｑ１及びＱ２ともオンしないデッドタイムＴｄが設けられており、各スイッチ素子Ｑ１及びＱ２は、約５０％のデューティサイクルで動作される。また、スイッチ素子Ｑ３及びＱ４を含む後続レッグＢ２も、スイッチ素子Ｑ３及びＱ４ともオンしないデッドタイムＴｄが設けられており、夫々約５０％のデューティサイクルで動作される。後続レッグＢ２は、出力電圧Ｖｏｕｔに対して制御を与えられる様に、スイッチ素子Ｑ１及びＱ２のオン状態に対して、位相シフト制御し、オンのタイミングを遅らしてオンする様に、スイッチング制御されている。

従って、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｏｕｔを所定のレベルに調整するために、制御信号ＧＳ４及びＧＳ３の位相シフト制御により、各スイッチ素子の組合せＱ１とＱ４、Ｑ２とＱ３の対による半サイクルでのオンの重なり時間の巾により変えられる。

制御回路５は、出力電圧Ｖｏｕｔのフィードバックの電圧レベルを評価することにより、スイッチ素子Ｑ４及びＱ３に対して、どのタイミングでターンオンさせるべきかを決定する。この様に位相シフト制御を行った場合には、スイッチ素子Ｑ１乃至Ｑ４は、同時にオンすることが無い。

〔期間Ｔ２について〕
そこで、上述のことを踏まえて、図２及び図４を参照して、後続レッグＢ２への移行段階である期間Ｔ２について説明する。後続レッグＢ２の移行段階は、制御回路５が、スイッチ素子Ｑ４をオン状態に保持しながら、スイッチ素子Ｑ１をターンオフすることにより、エネルギー転送段階を終了しようとするときに、開始される。後続レッグＢ２の移行に掛かる期間Ｔ２の時間は、図２に示されるように、時点ｔ１から時点ｔ３までである。

後続レッグＢ２の移行に係る期間Ｔ２の間には、期間Ｔ１のエネルギー転送段階の間に変圧器Ｔの励磁インダクタンスＬｍ及び可飽和リアクタンスＬｂｔに、既に確立された電流ＩＴ１とＩＬｂｔにより、図４に矢印Ｉ３、Ｉ４１及びＩ４２で示される方向に、電流が流れ続ける。

スイッチ素子Ｑ１がターンオフする際に、スイッチ素子Ｑ１に掛かる電圧ＶＱ１は、スイッチ素子Ｑ１がオン状態であったため、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）でターンオフできる。また、スイッチ素子Ｑ１を流れていた電流ＩＱ１は、スナバコンデンサＣ１を充電し、スイッチ素子Ｑ１に掛かる電圧ＶＱ１は、スナバコンデンサＣ１の効果により遅延を持ってなだらかに変化し、直流電源１の入力電圧Ｖｉｎまで上昇する。ここで、スイッチ素子Ｑ１のターンオフに係るＺＶＳは、スナバコンデンサＣ１の容量に影響を受けることになる。

次いで、スイッチ素子Ｑ２を制御信号ＧＳ２により時点ｔ３でターンオンする。後続レッグＢ２の移行期間Ｔ２におけるＤＣ−ＤＣコンバータの動作を考えると、スイッチ素子Ｑ１のターンオフと同時に、スナバコンデンサＣ２に入力電圧Ｖｉｎの大きさに充電されていた電圧が放電され、スイッチ素子Ｑ２の電位差（電圧）がゼロになった段階で、還流ダイオードＤ２がオンする。ダイオードＤ２には、変圧器Ｔの励磁インダクタンスＬｍ及び可飽和リアクタンスＬｂｔに既に確立された電流ＩＴ１とＩＬｂｔにより、図４に示されるように、矢印Ｉ３、Ｉ４１及びＩ４２で示される方向に電流が流れ続ける。この電流は、スイッチ素子Ｑ４が、時点ｔ４でターンオフするまで流れ続ける。

その間に、スイッチ素子Ｑ２を時点ｔ３においてターンオンさせる。このとき、スイッチ素子Ｑ２に掛かる電圧ＶＱ２は、既にダイオードＤ２を通して電流が流れているため、ゼロ電圧となっている。また、この期間Ｔ１に、スイッチ素子Ｑ２をオン状態にしておくと、ダイオードＤ２に流れる電流がゼロ電流になってはじめて、スイッチ素子Ｑ２がオンとして機能する様になる。このことは、スイッチ素子Ｑ２のターンオンを、ＺＶＳ及びＺＣＳで行うことを可能にしている。

〔期間Ｔ３について〕
次いで、スイッチ素子Ｑ４を制御信号ＧＳ４により時点ｔ４でターンオフさせた後の時点ｔ５からの、後続レッグＢ２の移行期間Ｔ３のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する。スイッチ素子Ｑ４を流れていた電流ＩＱ４は、スイッチ素子Ｑ４が時点ｔ４でターンオフする際に、スイッチ素子Ｑ４に掛かる電圧ＶＱ４は、スイッチ素子Ｑ４のオン状態であって、電流ＩＱ４が流れているため、電圧は立っていない。そのため、スイッチ素子Ｑ４は、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）でターンオフできる。また、スイッチ素子Ｑ４を流れていた電流ＩＱ４は、スナバコンデンサＣ４を充電し、スイッチ素子Ｑ４に掛かる電圧ＶＱ４は、スナバコンデンサＣ４の効果により遅延を持ってなだらかに変化し、直流電源１の入力電圧Ｖｉｎまで上昇する。スイッチ素子Ｑ４のターンオフにおけるＺＶＳは、スナバコンデンサＣ４の容量に影響を受ける。

更に、期間Ｔ１におけるエネルギー転送段階の間に変圧器Ｔの励磁インダクタンスＬｍ及び可飽和リアクタンスＬｂｔに既に確立された電流ＩＴ１、ＩＬｂｔにより、図５に示されるように、矢印Ｉ５、Ｉ６１及びＩ６２で示される方向に電流が流れ続け、この電流が、スナバコンデンサＣ４の充電電圧を入力電圧Ｖｉｎ以上に上昇させる方向に働く。このことは、スイッチ素子Ｑ３が制御信号ＧＳ３により時点ｔ６でターンオンするための補助を行うことになる。

〔期間Ｔ４について〕
次に、スイッチ素子Ｑ３を制御信号ＧＳ３により時点ｔ６においてターンオンする。後続レッグＢ２の移行期間Ｔ４におけるＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する。時点ｔ４におけるスイッチ素子Ｑ４のターンオフと同時に、スナバコンデンサＣ３に入力電圧Ｖｉｎの電圧が充電されていた電圧が放電される。そこで、スイッチ素子Ｑ３の電位差（電圧）がゼロになった時点ｔ５の段階で、ダイオードＤ３がオンする。ダイオードＤ３には、変圧器Ｔの励磁インダクタンスＬｍ及び可飽和リアクタンスＬｂｔに既に確立された電流ＩＴ１、ＩＬｂｔにより、図６に示されるように、矢印Ｉ７１、Ｉ７２、Ｉ８１及びＩ８２で示される方向に電流が流れ続け、上述のように、スイッチ素子Ｑ３に並列に接続されているスナバコンデンサＣ３の電圧は、この電流により充電されて、直流電源１からの入力電圧Ｖｉｎより高くなろうとするが、オンしたダイオードＤ３のオンによって、電流Ｉ７２のように、直流電源１に還流される。この電流は、スイッチ素子Ｑ３がターンオンし、可飽和リアクタンスＬｂｔに既に確立された電流ＩＬｂｔがなくなるまで流れ続ける。

その期間Ｔ４の間に、スイッチ素子Ｑ３をターンオンさせるときには、スイッチ素子Ｑ３に掛かる電圧ＶＱ３は、既にダイオードＤ３を通して電流が流れているため、ゼロ電圧となっている。また、この期間Ｔ４においてスイッチ素子Ｑ３をオン状態にしておくと、ダイオードＤ３に流れる電流ＩＤ３がゼロ電流になってはじめて、スイッチ素子Ｑ３がオンとして機能する様になる。

〔期間Ｔ５について〕
以上の期間Ｔ４におけることは、スイッチ素子Ｑ３のターンオンをＺＶＳ及びＺＣＳにより行えることを可能としている。ダイオードＤ３に流れる電流ＩＤ３がゼロ点を通過して、スイッチ素子Ｑ３がオン状態となり、後続レッグＢ２の移行状態から、後続レッグＢ２からのエネルギー転送状態となる。この状態は、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作では、図７に示されるように、矢印Ｉ９、Ｉ１０１及びＩ１０２で示される方向に電流が流れ、この電流に関連する各部の動作波形は、図２における時点ｔ７から時点ｔ８までにおける後続レッグＢ２のエネルギー転送期間Ｔ５として表される。

ここで、変圧器Ｔの一次側巻線Ｔ１の励磁インダクタンスＬｍ、可飽和リアクタンスＬｂｔ及びダイオードＤ５乃至Ｄ８の動作について説明する。エネルギー転送段階では、変圧器Ｔを通して、負荷４及び可飽和リアクトルＬｂｔに電力が供給されることになるので、期間Ｔ１の動作と同様であり、その説明を省略するが、後続レッグＢ２に移送段階について説明する。

スイッチ素子Ｑ１の時点ｔ１でのターンオフに伴い、変圧器Ｔのエネルギー供給は断たれるが、変圧器Ｔの励磁インダウタンスＬｍにより、前述したように、先導レッグＢ１及び後続レッグＢ２のソフトスイッチング及び変圧器Ｔの二次側巻線Ｔ２にエネルギー（電流）が供給される。一次巻線Ｔ１における励磁エネルギーが減衰してゆくと同時に、変圧器Ｔの二次側巻線Ｔ２のノードＮ３とノードＮ４に接続されている可飽和リアクトルＬｂｔにより、変圧器Ｔを通して、一次側巻線Ｔ１にエネルギーが供給され始める。

このときダイオードＤ５乃至Ｄ８に流れる電流は、次のような動作となる。エネルギー転送段階では、変圧器Ｔを通して、ダイオードＤ７、ローパスフィルタ回路Ｆを経て、負荷４へ流れ、負荷４よりダイオードＤ６を経由し戻ってくる。ダイオード電流の流れる組合せとして、ダイオードＤ６とＤ７、Ｄ５とＤ８となる。

後続レッグＢ２に移送段階時間について説明する。スイッチ素子Ｑ１の時点ｔ１におけるターンオフに伴い、変圧器Ｔのエネルギー供給は断たれるが、変圧器Ｔの励磁インダウタンスＬｍにより、前述したように、先導レッグＢ１及び後続レッグＢ２のソフトスイッチング及び変圧器Ｔの二次側巻線Ｔ２にエネルギー（電流）が供給される。励磁エネルギーが減衰して行くと同時に、ダイオードＤ６とＤ７に流れる電流も減衰し、変圧器Ｔの二次側巻線Ｔ２のノードＮ３とノードＮ４に接続されている可飽和リアクトルＬｂｔより、変圧器Ｔを通して、一次側巻線Ｔ１にエネルギーが供給され始めるのと同時に、ダイオードＤ５とＤ８に徐々に転流してゆく。その結果、ダイオードＤ６とＤ７の組合せからＤ５とＤ８になる組合せの切り換えは、各々のダイオードにとっては、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）及び電流の同一方向での遷移となり、逆阻止電流が発生しない。そのため、変圧器Ｔの一次側巻線Ｔ１に接続されるスイッチ素子Ｑ１乃至Ｑ４には、影響を及ぼさない。

以上のように、１サイクルのうちの半サイクルにおけるＤＣ−ＤＣコンバータの動作について、図２と、図３乃至図７とを参照しながら、５つの期間Ｔ１乃至Ｔ５に時間的に区分して説明してきた。次に、以上で説明した動作を踏まえて、本実施形態における特徴点について説明する。

変圧器Ｔの二次側巻線Ｔ２に接続されたダイオードブリッジ整流回路３におけるレッグＢ３とＢ４のノードＮ３とノードＮ４との間に挿入された可飽和リアクトルＬｂｔは、上述のように動作させる働きを行っていると同時に、負荷４の状態に応じて、エネルギーを供給するバッファ的要素を持っていることに注目できる。

従来技術による位相シフト制御のＤＣ−ＤＣコンバータでは、前述したように、軽負荷となった場合に、ソフトスイッチング領域をはずれてしまう。その理由として、軽負荷の場合には、負荷４に流れる電流は小さくなり、変圧器Ｔの励磁インダクタンスＬｍに必要とされる励磁エネルギーも少なくて済む。その結果、変圧器Ｔに蓄積される励磁エネルギーも小さくなり、ソフトスイッチングを行うために充分な電流が確保できずに、ソフトスイッチング領域を外れるためである。前述のように、可飽和リアクトルＬｂｔを挿入することにより、エネルギー転流段階で、変圧器Ｔの一次側巻線側Ｔ１では、可飽和リアクトルＬｂｔが負荷として働き、ある程度必要な励磁電流、或いは、励磁エネルギーを確保し、この可飽和リアクトルＬｂｔがそれ自体で、電流エネルギー源として働くことになる。

可飽和リアクトルＬｂｔは、負荷の軽重に関係なく、一定量の励磁エネルギーを蓄積することができる。そのため、軽負荷の場合では、負荷に流れる電流も少なくて済み、変圧器Ｔを通して一次側、即ち、直流電源に返還する電流が多くなる。また、重負荷の場合には、変圧器Ｔに流れる電流が大きくなり、励磁エネルギーも充分となるのと、負荷４に流す電流も多く必要となるので、可飽和リアクトルＬｂｔの電流は負荷側に流れることになる。以上のことにより、可飽和リアクトルＬｂｔの損失を、最小限に抑えることができることが分かる。

以上で、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータの第１サイクルの半サイクルにおけるステップごとの回路の動作について説明してきた。この説明においては、エネルギー転送段階にあるＤＣ−ＤＣコンバータにおける各スイッチ素子のスイッチングの位相をシフトする順序、即ち、スイッチ素子Ｑ１のオフ、スイッチ素子Ｑ２のオン、スイッチ素子Ｑ４のオフ、スイッチ素子Ｑ３のオンの順序で、本実施形態の直流電力変換装置の回路動作及びスイッチ素子の制御方式について説明した。

これまでの説明に従えば、スイッチ素子Ｑ２及びＱ３のオン状態は、１サイクルの第２の半サイクル状態にあって、エネルギー転送段階にある。この状態から、先導レッグＢ１に移行する期間の動作は、スイッチ素子のスイッチングの位相をシフトする順序、即ち、スイッチ素子Ｑ２のオフ、スイッチ素子Ｑ１のオン、スイッチ素子Ｑ３のオフ、スイッチ素子Ｑ４のオンの順序で置き換えることで、第１の半サイクルの場合と同様に説明できるので、ここでは、省略する。

本発明による直流電力変換装置の回路構成を説明する図である。 本発明による直流電力変換装置における各部の動作波形を説明する図である。 直流電力変換における第１の半サイクルに係るエネルギー転送段階の動作状態を説明する図である。 直流電力変換における第１の半サイクル中のスイッチ素子Ｑ１オフからスイッチ素子Ｑ２オンに至る期間の動作状態を説明する図である。 直流電力変換における第１の半サイクル中のスイッチ素子Ｑ２オンからスイッチ素子Ｑ４オフに至る期間の動作状態を説明する図である。 直流電力変換における第１の半サイクル中のスイッチ素子Ｑ４オフからスイッチ素子Ｑ３オンに至る期間の動作状態を説明する図である。 直流電力変換における第２の半サイクルに係るエネルギー転送段階の動作状態を説明する図である。 従来技術による直流電力変換装置の回路構成を説明する図である。

符号の説明

１…直流電源
２…スイッチング回路
３…整流回路
４…負荷
５…制御回路
Ｂ１〜Ｂ４…ブリッジレッグ
Ｃ１〜Ｃ５…スナバコンデンサ
Ｄ１〜Ｄ８…ダイオード
Ｆ…ローパスフィルタ回路
Ｌｂｔ…可飽和リアクトル
Ｌｍ…励磁インダクタンス
Ｎ１〜Ｎ６…ノード
Ｑ１〜Ｑ４…スイッチ素子
Ｔ…変圧器
Ｔ１…一次側巻線
Ｔ２…二次側巻線

Claims (9)

1. スイッチ素子に還流ダイオード及びスナバコンデンサが並列接続されたスイッチ手段を含み、入力される直流電力の電圧をスイッチングするスイッチング回路と、
   前記スイッチングで生成された交流電力が一次側に供給される変圧器と、
   前記変圧器の二次側出力の交流電力を直流電力に変換するブリッジ整流回路と、
   前記ブリッジ整流回路の出力を平滑するローパスフィルタ回路と、
   前記スイッチ素子のスイッチングを制御する制御回路と、を有する直流電力変換装置において、
   前記ブリッジ整流回路は、複数の整流素子が直列接続された第１レッグと、複数の整流素子が直列接続された第２レッグを有し、
   前記変圧器の二次側出力が供給される前記第１レッグの中間接続点と前記第２レッグの中間接続点との間に、可飽和リアクトルが接続されることを特徴とする直流電力変換装置。
2. 前記可飽和リアクトルは、前記第１レッグの第１整流素子及び前記第２レッグの第４整流素子又は前記第１レッグの第２整流素子及び前記第２レッグの第３整流素子が逆回復状態を発生させないように電流を転流させることを特徴とする請求項１に記載の直流電力変換装置。
3. 前記可飽和リアクトルと並列にスナバコンデンサが接続され、
   前記スナバコンデンサは、前記還流ダイオードに順方向電流が流れ始めるとき、逆回復電流を緩和することを特徴とする請求項１又は２記載の直流電力変換装置。
4. 前記制御回路は、前記スイッチ素子をパルス幅変調制御してスイッチング駆動することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載の直流電力変換装置。
5. 前記スイッチング回路は、第１スイッチ手段と第２スイッチ手段とが直列接続された第３レッグと、第３スイッチ手段と第４スイッチ手段とが直列接続された第４のレッグとが並列接続されるブリッジ回路であり、
   前記第１スイッチ手段と前記第２スイッチ手段の接続点及び第３スイッチ手段と第４スイッチ手段の接続点が、前記変圧器の一次側巻線に接続されることを特徴とする請求項４に記載の直流電力変換装置。
6. 前記制御回路は、前記第１スイッチ手段乃至第４スイッチ手段における各スイッチ素子のスイッチングを位相シフト制御することにより、所定の直流電力を出力することを特徴とする請求項５に記載の直流電力変換装置。
7. 前記制御回路は、前記直流電力の供給段階の始めに、前記第１スイッチ手段の第１スイッチ素子をターンオンした一定時間後に、前記第４スイッチ手段の第４スイッチ素子をターンオンし、又は、前記第第２スイッチ手段の第２スイッチ素子をターンオンした一定時間後に、前記第３スイッチ手段の第３スイッチ素子をターンオンすることにより、前記供給段階において、前記第１又は第２スイッチ素子のオン状態と前記第４又は第３スイッチ素子のオン状態の重なり時間、又は、前記第２スイッチ素子のオン状態と前記第３スイッチ素子のオン状態の重なり時間を制御することを特徴とする請求項６に記載の直流電力変換装置。
8. 前記制御回路は、前記ローパスフィルタ回路の出力電圧値に基づいて前記重なり時間を制御し、前記第１スイッチ素子に並列接続された第１還流ダイオード又は前記第２スイッチ素子に並列接続された第２還流ダイオードに電流が流れている間に、該第１スイッチ素子又は該第２スイッチ素子をターンオンに制御し、前記第１スイッチ素子又は第２スイッチ素子をオフ状態に切り換えた後に、ソフトスイッチングとなる所定時間を維持する位相シフト制御を行うことを特徴とする請求項７に記載の直流電力変換装置。
9. 前記制御回路は、前記第１スイッチ素子乃至第４スイッチ素子に供給する位相シフト制御信号を生成でき、ソフトスイッチング動作を制御するプログラムを実行できるマイクロプロセッサを含んでいることを特徴とする請求項５乃至８のいずれか一項に記載の直流電力変換装置。

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