JP5591666B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Description

本発明は、直流電圧を高周波電圧に変換するフルブリッジインバータと、その出力を整流する整流回路とを備えた一次側位相シフト方式のＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。

フルブリッジインバータと整流回路とを組み合わせた一次側位相シフト方式のＤＣ−ＤＣコンバータは、基本的には図４に示されているように構成される。同図において、ＩＮＶは直流電源１の出力電圧Ｅを高周波交流電圧Ｖｃｄに変換するフルブリッジインバータ、ＴｓｆはインバータＩＮＶの出力が入力されたトランス、Ｒｅｃはトランスの高周波交流出力を整流して直流出力に変換する整流回路、Ｆは整流回路Ｒｅｃの出力電圧から高調波成分を除去するフィルタ回路、Ｒoは負荷である。

インバータＩＮＶは、スイッチ素子Ｑ１と該スイッチ素子に並列に接続されたスナバキャパシタＣ１とスイッチ素子Ｑ１に逆並列接続された帰還ダイオードＤ１とからなる上側アームと、スイッチ素子Ｑ２と該スイッチ素子に並列に接続されたスナバキャパシタＣ２とスイッチ素子Ｑ２に逆並列接続された帰還ダイオードＤ２とからなる下側アームとを直列に接続して構成した基準相のレグ２と、スイッチ素子Ｑ３とスイッチ素子Ｑ３に並列に接続されたスナバキャパシタＣ３とスイッチ素子Ｑ３に逆並列接続された帰還ダイオードＤ３とからなる上側アームと、スイッチ素子Ｑ４とスイッチ素子Ｑ４に並列に接続されたスナバキャパシタＣ４とスイッチ素子Ｑ４に逆並列接続された帰還ダイオードＤ４とからなる下側アームとを直列に接続して構成した制御相のレグ３とを並列に接続した回路からなっている。

このインバータにおいては、基準相のレグ２と制御相のレグ３との並列回路の上アーム側の端部及び下アーム側の端部がそれぞれプラス側入力端子ａ及びマイナス側入力端子ｂとなっており、これらの入力端子間に直流電源１の出力電圧Ｅが印加されている。また基準相のレグ２の上側アームと下側アームとの接続点及び制御相のレグ３の上側アームと下側アームとの接続点がそれぞれ第１及び第２のインバータ出力端子ｃ及びｄとなっており、これらのインバータ出力端子間に得られる電圧Ｖｃｄが直列リアクトルＬ1を通してトランスの一次コイルＷ１に印加されている。

トランスＴｓｆは一次コイルＷ１と二次コイルＷ２とを有し、二次コイルＷ２からセンタタップｔｃが引出されている。整流回路Ｒｅｃは、トランスの二次コイルＷ２の一端にアノードが接続されたダイオードＤ５と、二次コイルＷ２の他端にアノードが接続され、カソードがダイオードＤ５のカソードに共通接続されたダイオードＤ６とからなり、ダイオードＤ５及びＤ６のカソードの共通接続点及びトランスの二次コイルのセンタタップｔｃがそれぞれ整流回路Ｒｅｃのプラス側出力端子ｅ及びマイナス側出力端子ｆとなっている。

フィルタ回路Ｆは、一端が整流回路Ｒｅｃのプラス側出力端子ｅに接続されたインダクタ（チョークコイル）Ｌｏと、インダクタＬｏの他端と整流回路Ｒｅｃのマイナス側出力端子ｆとの間に接続されたキャパシタＣoとからなっている。インダクタＬｏの他端及び整流回路Ｒｅｃのマイナス側出力端子ｆからそれぞれプラス側コンバータ出力端子ｇ及びマイナス側コンバータ出力端子ｈが引出され、これらのコンバータ出力端子の間に負荷Ｒｏが接続されている。

図４に示したＤＣ−ＤＣコンバータの各部の電圧波形及び電流波形を図５に示した。図５において（Ａ）は基準相のレグ２のスイッチ素子Ｑ１及びＱ２のゲートにそれぞれ供給される駆動信号Ｓ１及びＳ２を示し、（Ｂ）は制御相のレグ３のスイッチ素子Ｑ３及びＱ４のゲートにそれぞれ供給される駆動信号Ｓ３及びＳ４を示している。また図５（Ｃ）は、トランスに入力される電圧（インバータの出力電圧）Ｖｃｄを示し、同図（Ｄ）は、トランスの一次コイルＷ１に流れる電流Ｉ１を示している。図５において、Ｔはインバータの出力電圧の一周期を示している。

図４に示されたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、スイッチ素子Ｑ１ないしＱ４は、それぞれのゲートに駆動信号Ｓ１ないしＳ４が与えられた時にオン状態になって、駆動信号Ｓ１ないしＳ４が与えられている期間オン状態を保持し、駆動信号Ｓ１ないしＳ４が除去された時にオフ状態になる。このＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、図５の（Ａ）及び（Ｂ）に示されているように、インバータＩＮＶのスイッチ素子Ｑ１及びＱ２が、導通角をほぼ１８０°として交互にオン状態にされ、スイッチ素子Ｑ１及びＱ２のそれぞれの対角位置にあるスイッチ素子Ｑ４及びＱ３が、スイッチ素子Ｑ１及びＱ２をオン状態にするタイミングに対して所定の位相角αだけ遅れたタイミングで、導通角をほぼ１８０°として交互にオン状態にされる。直流電源１が短絡されるのを防ぐため、同じレグのスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２をそれぞれオン状態にする期間の間、及びスイッチ素子Ｑ３，Ｑ４をそれぞれオン状態にする期間の間には適当なデッドタイムが設けられる。

上記のようにスイッチ素子Ｑ１ないしＱ４がオンオフさせられることにより、直流電源１の出力電圧Ｅが高周波交流電圧Ｖｃｄに変換される。この交流電圧Ｖｃｄはトランスにより変成され、整流回路Ｒｅｃにより整流されて直流電圧Ｖｒに変換された後、フィルタ回路Ｆにより高調波成分が除去されて直流出力電圧Ｅｏとして負荷Ｒｏに印加される。

図４に示されたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、駆動信号Ｓ１及びＳ４が与えられて、基準相のレグの上アームのスイッチ素子Ｑ１と、制御相のレグの下アームのスイッチ素子Ｑ４とがオン状態にあるときには、直流電源１からスイッチ素子Ｑ１と直列リアクトルＬ１とトランスの一次コイルＷ１とスイッチ素子Ｑ４とを通して図示の矢印方向の電流Ｉ１が流れる。このときトランスの二次コイルには、ダイオードＤ５に電流を流す向きの電圧が誘起し、二次コイルＷ２の半部Ｗ21からダイオードＤ５とチョークコイルＬｏと負荷Ｒｏとを通して負荷電流Ｉｄ５が流れる。トランスＴｓｆの一次コイルを通して流れる電流Ｉ１は、負荷電流Ｉｄ５によりトランスＴｓｆの一次側に誘起する電流にトランスＴｓｆの励磁電流が重畳された電流である。

この状態で、基準相のレグの上アームのスイッチ素子Ｑ１をオフ状態にするために駆動信号Ｓ１がゼロにされる。このときスイッチ素子Ｑ１に並列接続されているスナバキャパシタＣ１が、直流電源１の出力電圧Ｅと、直列リアクトルＬ１及びトランスの励磁インダクタンスに蓄積されたエネルギとにより、直流電源１→キャパシタＣ１→直列リアクトルＬ１→一次コイルＷ１→スイッチ素子Ｑ４→直流電源１の経路で充電され、回路のインダクタンスに蓄積されている電磁エネルギがスナバキャパシタＣ１に吸収される。このとき流れるキャパシタＣ１の充電電流は、トランスＴｓｆの二次コイルに流れる負荷電流によりトランスＴｓｆの一次側に誘起する電流にトランスＴｓｆの励磁電流が重畳された電流Ｉ１である。

ターンオフさせる基準相のレグの上アームのスイッチ素子Ｑ１の両端のスナバキャパシタＣ１は、スイッチ素子Ｑ１のターンオフの進行に伴って徐々に充電されていくため、その両端の電圧Ｖｃ１はほぼ直線的に上昇していく。これによりスイッチ素子Ｑ１をターンオフさせる際にその両端の電圧の上昇が緩和され、スイッチ素子Ｑ１のゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ：Zero Voltage Switching）が達成される。

上記のように、オフ状態にされる基準相のレグの上アームのスイッチ素子Ｑ１の両端に接続されたスナバキャパシタＣ１が充電されることにより、スイッチ素子Ｑ１に並列接続されているダイオードＤ１が逆バイアスされて、該ダイオードＤ１を通して電流が流れないようにされる。

またスナバキャパシタＣ１が充電される際に、基準相のレグ２の下アームのスイッチ素子（次にターンオンさせるスイッチ素子）Ｑ２の両端に接続されたスナバキャパシタＣ２に蓄積されている電荷が、キャパシタＣ２→直列リアクトルＬ１→トランスの一次コイルＷ１→制御相のレグの下アームのスイッチ素Ｑ４→キャパシタＣ２の経路で放電する。これにより、次にターンオンさせる基準相のレグの下アームのスイッチ素子Ｑ２に並列接続されたスナバキャパシタＣ２の両端の電圧Ｖｃ２が直線的に低下していく。このスナバキャパシタＣ２の放電が完了したときに、スイッチ素子Ｑ２に逆並列接続された帰還ダイオードＤ２の逆バイアスが解除されるため、直列リアクトルＬ１とトランスの励磁インダクタンスとに蓄積されたエネルギにより、一次コイルＷ１→スイッチ素子Ｑ４→ダイオードＤ２→直列リアクトルＬ１→一次コイルＷ１の経路でダイオードＤ２に順方向電流Ｉｄ２が流れるようになる。この順方向電流Ｉｄ２は、トランスＴｓｆの二次コイルを通して流れている負荷電流によりトランスの一次コイルに誘起する電流にトランスＴｓｆの励磁電流が重畳された電流（トランスの一次電流Ｉ１）である。このようにダイオードＤ２に順方向電流が流れることにより、次にターンオンさせる基準相のレグ２の下アームのスイッチ素子Ｑ２の両端の電圧がほぼゼロにされ、駆動信号Ｓ２が与えられたスイッチ素子Ｑ２は、電流がほぼゼロの状態でターンオンする。これによりスイッチ素子Ｑ２のゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）及びゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ：Zero Current Switching）が達成される。

駆動信号Ｓ１がゼロにされて、直列リアクトルＬ１とトランスの励磁インダクタンスとに蓄積されたエネルギによりダイオードＤ２に順方向電流Ｉｄ２が流れる期間、及び基準相のレグ２の下アームのスイッチ素子Ｑ２と制御相のレグ３の下アームのスイッチ素子Ｑ４とが同時にオン状態にある期間においては、一次コイルＷ１→スイッチ素子Ｑ４→ダイオードＤ２→直列リアクトルＬ１→一次コイルＷ１の経路で、図示の矢印方向の循環電流Ｉ１が流れる。この循環電流が流れる期間トランスＴｓｆの二次側では、二次コイルＷ２１→ダイオードＤ５→インダクタＬｏ→負荷Ｒｏ→二次コイルＷ２１の閉回路を電流が還流する。循環電流Ｉ１は、トランスの二次側を流れる還流電流によりトランスの一次コイルに誘起する電流にトランスの励磁電流が重畳された電流である。図５においては、電流Ｉ１の循環電流として流れる部分に斜線を施してある。

基準相のレグの下アームのスイッチ素子Ｑ２と制御相のレグの下アームのスイッチ素子Ｑ４とがオン状態にあるときに、制御相のレグの下アームのスイッチ素子Ｑ４をターンオフさせるために駆動信号Ｓ４がゼロにされる。このとき、スイッチ素子Ｑ１及びＱ３がオフ状態になっていて、制御相のレグの下アームのスナバキャパシタＣ４は、直列リアクトルＬ１とトランスの励磁インダクタンスとに蓄積されている電磁エネルギにより、直列リアクトルＬ１→トランスの一次コイルＷ１→キャパシタＣ４→ダイオードＤ２→直列リアクトルＬ１の経路で充電される。このときキャパシタＣ４に流れる充電電流は、トランスＴｓｆの二次側を流れる負荷電流によりトランスの一次コイルに誘起する電流にトランスの励磁電流が重畳された電流Ｉ１である。これにより、キャパシタＣ４の両端の電圧Ｖｃ４がほぼ直線的に上昇していき、スイッチ素子Ｑ４の両端の電圧がほぼ直線的に上昇していくため、スイッチ素子Ｑ４がターンオフする際にその両端の電圧の上昇が緩和される。これにより、スイッチ素子Ｑ４のＺＶＳが達成される。

またスイッチ素子Ｑ４がターンオフする過程で、制御相の上アームのスイッチ素子Ｑ３の両端のスナバキャパシタＣ３が、キャパシタＣ３→直流電源１の静電容量→逆バイアスが解除されている基準相のレグのダイオードＤ２→直列リアクトルＬ１→トランスの一次コイルＷ１→キャパシタＣ３の経路で放電するため、キャパシタＣ３の両端の電圧Ｖｃ３がほぼ直線的に低下していく。このキャパシタＣ３の放電が完了したときにダイオードＤ３の逆バイアスが解除されるため、直列リアクトルＬ１とトランスＴｓｆの励磁インダクタンスとに蓄積されている電磁エネルギにより、トランスの一次コイルＷ１→ダイオードＤ３→直流電源１の静電容量→ダイオードＤ２→直列リアクトルＬ１→トランスの一次コイルＷ１の経路でダイオードＤ３に順方向電流Ｉｄ３が流れる。この順方向電流Ｉｄ３は、トランスＴｓｆの二次コイルを流れている負荷電流によりトランスの一次コイルに流れる電流にトランスの励磁電流が重畳された電流（一次電流Ｉ１）である。ダイオードＤ３に順方向電流Ｉｄ３が流れることにより、スイッチ素子Ｑ３の両端の電圧がほぼゼロにされる。この状態でスイッチ素子Ｑ３に駆動信号Ｓ３を与えることにより、スイッチ素子Ｑ３を電流がほぼゼロの状態でターンオンさせ、スイッチ素子Ｑ３のゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ：Zero Current Switching）を達成する。これにより基準相のレグの下アームのスイッチ素子Ｑ２と制御相のレグの上アームのスイッチ素子Ｑ３とを同時にオンさせた状態にする。

基準相のレグの下アームのスイッチ素子Ｑ２と制御相のレグの上アームのスイッチ素子Ｑ３とを同時にオンさせた状態では、直流電源１からスイッチ素子Ｑ３とトランスの一次コイルＷ１と直列リアクトルＬ１とスイッチ素子Ｑ２とを通して、図示の矢印方向と逆方向の電流Ｉ１が流れる。このときトランスの二次コイルＷ２には、ダイオードＤ６を通して電流が流れる向きの電圧が誘起し、二次コイルの半部Ｗ２２からダイオードＤ６とチョークコイルＬｏとキャパシタＣｏとを通して負荷電流Ｉｄ６が流れる。このときトランスの一次コイルを通して流れている電流Ｉ１は、負荷電流Ｉｄ６によりトランスの一次コイルに誘起する電流にトランスの励磁電流が重畳された電流である。

次いで基準相のレグ２の下アームのスイッチ素子Ｑ２をターンオフさせるために駆動信号Ｓ２がゼロにされる。このとき、直流電源１→スイッチ素子Ｑ３→トランスの一次コイルＷ１→直列リアクトルＬ１→キャパシタＣ２→直流電源１の経路で流れる電流Ｉ１によりキャパシタＣ２が充電され、スイッチ素子Ｑ２の両端の電圧Ｖｃ２がほぼ直線的に上昇する。これにより基準相のレグの下アームのスイッチ素子Ｑ２をターンオフさせる際にその両端の電圧の上昇が緩和され、スイッチ素子Ｑ２のＺＶＳが達成される。

またスイッチ素子Ｑ２をターンオフする過程で、基準相のレグの上アームのスイッチ素子Ｑ１の両端のスナバキャパシタＣ１が、キャパシタＣ１→スイッチ素子Ｑ３→トランスの一次コイルＷ１→直列リアクトルＬ１→キャパシタＣ１の経路で放電し、この放電が完了したときにダイオードＤ１の逆バイアスが解除される。これにより、直列リアクトルＬ１及びトランスＴｓｆの励磁インダクタンスに蓄積されているエネルギにより、トランスの一次コイルＷ１→直列リアクトルＬ１→ダイオードＤ１→スイッチ素子Ｑ３→トランスの一次コイルＷ１の経路でダイオードＤ１に順方向電流Ｉｄ１が流れる。この順方向電流Ｉｄ１は、トランスＴｓｆの二次コイルを通して流れている負荷電流によりトランスの一次コイルに誘起する電流にトランスＴｓｆの励磁電流が重畳された電流（トランスの一次電流Ｉ１）である。このようにダイオードＤ１に順方向電流が流れることにより、スイッチ素子Ｑ１の両端の電圧がほぼゼロにされる。この状態で、駆動信号Ｓ１を発生させて基準相のレグの上アームのスイッチ素子Ｑ１を電流がほぼゼロの状態でターンオンさせ、ＺＶＳ及びＺＣＳを達成する。これにより基準相のレグの上アームのスイッチ素子Ｑ１と制御相のレグの上アームのスイッチ素子Ｑ３とを同時にオンさせた状態にする。

直列リアクトルＬ１及びトランスの励磁インダクタンスに蓄積されているエネルギにより、ダイオードＤ１を通して順方向電流が流れる期間及びスイッチ素子Ｑ１とＱ３とが同時にオン状態になる期間においては、一次コイルＷ１→直列リアクトルＬ１→ダイオードＤ１→スイッチ素子Ｑ３→一次コイルＷ１の経路で、図示の矢印方向と逆方向の循環電流Ｉ１が流れる。この循環電流が流れる期間トランスＴｓｆの二次側では、二次コイルＷ２２→ダイオードＤ６→インダクタＬｏ→負荷Ｒｏ→二次コイルＷ２２の閉回路を電流が還流する。循環電流Ｉ１には、この還流電流によりトランスの一次コイルに誘起する一次電流が重畳されている。

基準相のレグの上アームのスイッチ素子Ｑ１をオン状態にした後、所定のタイミングで制御相のレグの上アームのスイッチ素子Ｑ３の駆動信号Ｓ３をゼロにする。このときトランスＴｓｆの一次コイルＷ１の励磁インダクタンスと直列リアクトルＬ１とに蓄積されているエネルギとにより、トランスの一次コイルＷ１→直列リアクトルＬ１→ダイオードＤ１→キャパシタＣ３の経路で、キャパシタＣ３が充電される。これによりキャパシタＣ３の両端の電圧Ｖｃ３がほぼ直線的に上昇し、スイッチ素子Ｑ３がターンオフする際にその両端の電圧の上昇が緩和される。これによりスイッチ素子Ｑ３のＺＶＳが達成される。

また、スイッチ素子Ｑ３をターンオフさせる過程で、制御相のレグ３の下アームのスイッチ素子Ｑ４の両端に接続されたキャパシタＣ４が、キャパシタＣ４→一次コイルＷ１→直列リアクトルＬ１→ダイオードＤ１→直流電源１の静電容量→キャパシタＣ４の経路で放電する。この放電が完了したときにダイオードＤ４の逆バイアスが解除されるため、一次コイルＷ１→直列リアクトルＬ１→ダイオードＤ１→直流電源１の静電容量→ダイオードＤ４→一次コイルＷ１の経路でダイオードＤ４に順方向電流Ｉｄ４が流れる。この順方向電流Ｉｄ４は、トランスＴｓｆの二次コイルを流れている負荷電流によりトランスの一次コイルに誘起する電流に励磁電流が重畳された電流である。ダイオードＤ４に順方向電流Ｉｄ４が流れることにより、スイッチ素子Ｑ４の両端の電圧がほぼゼロにされる。この状態で駆動信号Ｓ４を発生させることにより、制御相のレグの下アームのスイッチ素子Ｑ４を電流がほぼゼロの状態でターンオンさせ、ＺＶＳ及びＺＣＳを達成する。

インバータＩＮＶは、上記の動作を繰り返すことにより、直流電源１の出力電圧Ｅを交流電圧Ｖｃｄに変換する。この交流電圧をトランスＴｓｆにより変成された交流電圧に変換し、この交流電圧を整流回路Ｒｅｃにより両波整流して直流電圧Ｖｒに変換した後、フィルタ回路Ｆにより直流電圧Ｖｒから高調波成分を除去し、フィルタ回路Ｆから負荷Ｒｏに高調波成分が除去された直流電圧Ｅｏを印加する。負荷に与える直流電圧の大きさは、基準相のレグのスイッチ素子をオン状態にするタイミングと、対角位置にある制御相のレグのスイッチ素子をオン状態にするタイミングとの間の位相角αを０°ないしほぼ１８０°の範囲で変化させることにより制御される。

上記のように、図４に示されたＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、図５に斜線で示した期間、基準相のレグ２と制御相のレグ３との間を大きな循環電流が流れるため、スイッチ素子で生じる導通損失が大きくなり、変換効率が低下するのを避けられない。この問題を解決するため、特許文献１に示されたＤＣ−ＤＣコンバータが提案された、特許文献１に示されたＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、図６に示されているように、整流回路Ｒｅｃの後段のフィルタ回路Ｆに設けるインダクタとして、途中からタップｔｏが引き出されたタップ付きインダクタＬｏｔが用いられている。このＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、タップ付きインダクタＬｏｔの一端及び整流回路Ｒｅｃのマイナス側出力端子ｆからそれぞれプラス側コンバータ出力端子ｇ及びマイナス側コンバータ出力端子ｈが引き出され、タップ付きインダクタＬｏｔの他端とマイナス側コンバータ出力端子ｈとの間にアノードをマイナス側コンバータ出力端子ｈ側に向けてフライホイールダイオードＤ７が接続されている。またタップ付きインダクタＬｏｔのタップｔｏは整流回路Ｒｅｃのプラス側出力端子ｅに接続されている。

図６に示されたＤＣ−ＤＣコンバータの各部の電圧及び電流波形を図７に示した。図７において（Ａ）ないし（Ｄ）はそれぞれスイッチ素子Ｑ１ないしＱ４に与えられる駆動信号Ｓ１ないしＳ４を示し、（Ｅ）はインバータの出力電圧Ｖｃｄを実線で、出力電流Ｉ１を破線で示している。また（Ｆ）ないし（Ｉ）はそれぞれスイッチ素子Ｑ１ないしＱ４の両端の電圧Ｖｑ１ないしＶｑ４を実線で示し、スイッチ素子Ｑ１ないしＱ４を流れる電流Ｉｑ１ないしいｑ４及び帰還ダイオードＤ１ないしＤ４を流れる電流Ｉｄ１ないしＩｄ４を破線で示している。更に（Ｊ）は整流回路Ｒｅｃの出力電圧Ｖｒを示し、（Ｋ）は整流回路ＲｅｃのダイオードＤ５を流れる電流Ｉｄ５を実線で、ダイオードＤ６を流れる電流Ｉｄ６を破線で示している。また（Ｌ）はダイオードＤ７の両端の電圧Ｖｄ７を実線で示し、ダイオードＤ７を流れる電流Ｉｄ７を破線で示している。

図６に示されたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、図７（Ａ）に示すように、時刻ｔ１で駆動信号Ｓ１がゼロになると、キャパシタＣ１の充電が開始されるため、図７（Ｆ）に示されているように、スイッチ素子Ｑ１を通して流れていた電流Ｉｑ１がゼロになる。キャパシタＣ１の充電の進行に伴って、スイッチ素子Ｑ１の両端の電圧Ｖｑ１がゆっくりと上昇していく。これによりスイッチ素子Ｑ１のＺＶＳが達成される。時刻ｔ１でキャパシタＣ１の充電が開始されると、キャパシタＣ２が直列リアクトルＬ１とトランスの一次コイルＷ１とスイッチ素子Ｓ４とを通して放電するため、スイッチ素子Ｑ２の両端の電圧Ｖｑ２が低下していく。時刻ｔ２でキャパシタＣ２の放電が完了すると、ダイオードＤ２の逆バイアスが解除されて図７（Ｇ）に示すようにダイオードＤ２に順方向電流Ｉｄ２が流れるため、スイッチ素子Ｑ２の両端の電圧Ｖｑ２がほぼゼロに保たれる。

時刻ｔ２でキャパシタＣ２の放電が完了し、ダイオードＤ２に順方向電流Ｉｄ２が流れたときに整流回路の出力電圧ＶｒによりインダクタＬｏｔに誘起する電圧で、フィルタ回路ＦのダイオードＤ７に電流Ｉｄ７が流れ始めるため、ダイオードＤ５を通して流れる電流Ｉｄ５が減少していく。このとき電流Ｉｄ５によりトランスの一次側に誘起する電流が減少していくため、図７（Ｅ）及び（Ｉ）に示すように、一次電流Ｉ１及びスイッチ素子Ｑ４を通して流れる電流Ｉｑ４が減少していき、ダイオードＤ２を通して流れる順方向電流Ｉｄ２も減少していく。スイッチ素子Ｑ２の両端の電圧Ｖｑ２がほぼゼロに保たれている時刻ｔ３で駆動信号Ｓ２が発生すると電流ゼロの状態でスイッチ素子Ｑ２がターンオンし、ＺＣＳが達成される。

ダイオードＤ７を通して流れる電流Ｉｄ７が飽和すると、トランスの二次側では、ダイオードＤ７→インダクタＬｏｔ→キャパシタＣｏ及び負荷Ｒｏ→ダイオードＤ７の閉回路を電流が還流する状態になって、トランスＴｓｆの二次コイルに電流が流れなくなり、図７（Ｋ）に示すようにダイオードＤ５を通して流れる電流Ｉｄ５がゼロになる。この状態では、トランスの一次電流Ｉ１はトランスＴｓｆの励磁電流のみとなる。

時刻ｔ４で駆動信号Ｓ４がゼロになるが、このときキャパシタＣ４は、トランスの励磁電流で充電されるだけであるため、キャパシタＣ４の充電はほとんど行なわれず、スイッチ素子Ｑ４のＺＶＳは行なわれない。駆動信号Ｓ４がゼロにされた後、所定のターンオフタイムが経過した時にスイッチ素子Ｑ４がターンオフし、電流Ｉｑ４が遮断される。このとき回路の静電容量及びインダクタンスにより振動が生じる。次いで駆動信号Ｓ３が発生すると、スイッチ素子Ｑ３がオン状態に遷移していき、時刻ｔ５でスイッチ素子Ｑ３のターンオンが完了する。

時刻ｔ６で駆動信号Ｓ２がゼロになると、キャパシタＣ２の充電が開始され、スイッチ素子Ｑ２を通して流れていた電流Ｉｑ２がゼロになる。キャパシタＣ２の充電の進行に伴ってスイッチ素子Ｑ２の両端の電圧Ｖｑ２がゆっくりと上昇していく。これによりスイッチ素子Ｑ２のＺＶＳが達成される。時刻ｔ６でキャパシタＣ２の充電が開始されると、キャパシタＣ１の放電が開始されるため、スイッチ素子Ｑ１の両端の電圧Ｖｑ１が低下していく。時刻ｔ７でキャパシタＣ１の放電が完了すると、ダイオードＤ１の逆バイアスが解除されて図７（Ｆ）に示すようにダイオードＤ１に順方向電流Ｉｄ１が流れるため、スイッチ素子Ｑ１の両端の電圧Ｖｑ１がほぼゼロに保たれる。

時刻ｔ７でキャパシタＣ１の放電が完了すると、整流回路Ｆの出力電圧ＶｒによりインダクタＬｏｔに誘起する電圧によりフィルタ回路ＦのダイオードＤ７に電流Ｉｄ７が流れ始め、ダイオードＤ６を通して流れる電流Ｉｄ６が減少していく。このとき電流Ｉｄ６によりトランスの一次側に誘起する電流が減少していくため、図７（Ｅ）及び（Ｆ）に示すように、一次電流Ｉ１及びダイオードＤ１を通して流れる順方向電流Ｉｄ１が減少していく。スイッチ素子Ｑ１の両端の電圧Ｖｑ１がほぼゼロに保たれている時刻ｔ８で駆動信号Ｓ１が発生すると電流ゼロの状態でスイッチ素子Ｑ１がターンオンし、ＺＣＳが達成される。

上記のように、図６に示したＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、スイッチ素子Ｑ１がターンオフした後、ダイオードＤ２が導通し、トランスＴｓｆの二次側の回路に電流が還流する期間に、タップ付きインダクタＬｏｔの作用により、インダクタＬｏｔ→負荷→ダイオードＤ７→インダクタＬｏｔの閉回路を通して電流Ｉｄ７を流すことにより、トランスの一次側と二次側とを切り離して、トランスの二次側を流れる還流電流により、トランスの一次側に電流が流れないようにすることができるため、図７（Ｇ）に示されているように、ダイオードＤ２を通して流れる電流Ｉｄ２を減衰させることができ、循環電流が流れる際に生じる損失を少なくすることができる。

同様に、スイッチ素子Ｑ２がターンオフした後、ダイオードＤ１が導通した際に、インダクタＬｏｔに誘起する過渡電圧でインダクタＬｏｔ→負荷→ダイオードＤ７→インダクタＬｏｔの閉回路を通して電流Ｉｄ７を流すことにより、トランスの一次側と二次側とを切り離して、トランスの二次側を流れる還流電流によりトランスの一次側に電流が流れるのを防ぐことができるため、図７（Ｆ）に示されているようにダイオードＤ１を通して流れる電流Ｉｄ１を減衰させることができ、循環電流が流れる際に生じる損失を少なくすることができる。

特開平６−１４５４４号公報

図６に示されたＤＣ−ＤＣコンバータでは、基準相のレグ２のスイッチ素子Ｑ１をターンオフさせる際及びスイッチ素子Ｑ２をターンオフさせる際に、スイッチ素子Ｑ１及びＱ２を流れている電流をスナバキャパシタＣ１及びＣ２に移行させて、スイッチ素子Ｑ１及びＱ２を流れる電流をゼロにするとともに、スナバキャパシタＣ１及びＣ２の充電に伴って、スイッチ素子Ｑ１及びＱ２の両端の電圧をゆっくりと立ち上げることができるため、基準相のレグのスイッチ素子Ｑ１及びＱ２のゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を行なわせることができる。また基準相のレグのスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２をターンオンする際には、直流電源の出力により十分に充電されたキャパシタＣ１，Ｃ２を放電させて、帰還ダイオードＤ１，Ｄ２に順方向電流を流すことができるため、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の両端の電圧を低減させて、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）及びゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）を行なわせることができる。従って、基準相のレグのスイッチ素子Ｑ１及びＱ２をオンオフさせる際には、スイッチング損失がほとんど発生しない。

これに対し、制御相のレグ３のスイッチ素子Ｑ３，Ｑ４をターンオフさせる際には、タップ付きインダクタＬｏｔの働きによりトランスＴｓｆの一次側と二次側とが切り離されることにより、トランスＴｓｆの一次コイルを流れる電流がトランスの励磁電流のみとなり、キャパシタＣ３，Ｃ４の充電電流がトランスＴｓｆの励磁電流のみになるため、キャパシタＣ３，Ｃ４をほとんど充電することができない。そのため、スイッチ素子Ｑ３，Ｑ４をターンオフさせる際にそれぞれの両端の電圧を立ち上げることができず、スイッチ素子Ｑ３，Ｑ４のＺＶＳを行なわせることができない。また制御相のレグのスイッチ素子Ｑ３，Ｑ４をターンオフする際に、トランスＴｓｆの一次側と二次側とが切り離されていることにより、帰還ダイオードＤ３，Ｄ４にトランスの励磁電流しか流すことができず、帰還ダイオードＤ３，Ｄ４に十分に順方向電流を流すことができないため、スイッチ素子Ｑ３，Ｑ４をターンオンする際にＺＣＳを行なわせることができない。

上記のように、図６に示されたＤＣ−ＤＣコンバータでは、制御相のレグのスイッチ素子Ｑ３，Ｑ４をターンオフする際にＺＶＳを行わせることができず、またスイッチ素子Ｑ３，Ｑ４をターンオンする際にＺＣＳを行なわせることができないため、これらのスイッチ素子でスイッチング損失が生じるのを避けられない。

また図６に示されたＤＣ−ＤＣコンバータでは、実際の動作時に、回路定数や入出力条件により、制御相のレグのスイッチ素子Ｑ３，Ｑ４がターンオフする際にキャパシタＣ３，Ｃ４がオンオフを繰り返して振動電流が流れ、損失が生じる。この損失は、インバータＩＮＶが数１００ｋＨｚ以上の周波数で動作する場合に無視できない値になる。

図６に示されたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、インバータを３００ｋＨｚで動作させた場合の実動作波形の一例を図８に示した。図８において、ａはスイッチ素子Ｑ３，Ｑ４の両端の電圧Ｖｑ３，Ｖｑ４の波形を示し、ｂはスイッチ素子Ｑ３，Ｑ４を流れる電流Ｉｑ３，Ｉｑ４の波形を示している。図示のように、図６に示されたＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、制御相のレグのスイッチ素子Ｑ３，Ｑ４が時刻ｔａでターンオンする際及び時刻ｔｂでターンオフする際に僅かではあるが電流Ｉｑ３，Ｉｑ４が流れ、インバータの動作周波数が高い場合にこのスイッチング損失が無視できない値になって、変換効率を低下させる原因になる。

本発明の目的は、インバータの出力を変成するトランスの二次出力を整流する整流回路の出力側に設けられるフィルタ回路にタップ付きのインダクタを設けて、基準相のレグのスイッチ素子をオンオフする際のスイッチング損失の低減を図る一次側位相シフト方式のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、制御相のレグのスイッチ素子をオンオフする際のスイッチング損失の低減を図って、効率の更なる向上を図ることにある。

本発明は、スイッチ素子と該スイッチ素子に並列に接続されたスナバキャパシタと該スイッチ素子に逆並列接続された帰還ダイオードとにより上下の各アームが構成された基準相及び制御相のレグを並列接続して、基準相のレグと制御相のレグとの並列回路の上アーム側の端部及び下アーム側の端部をそれぞれプラス側及びマイナス側入力端子とし、基準相のレグの上下のアームの接続点及び制御相のレグの上下のアームの接続点をそれぞれ第１及び第２のインバータ出力端子として、前記入力端子間に印加された直流電圧を高周波交流電圧に変換して前記第１及び第２のインバータ出力端子から出力するフルブリッジインバータと、一次コイルに前記インバータの出力が入力されたトランスと、前記トランスの二次コイルの誘起電圧を整流する整流回路と、前記整流回路のプラス側出力端子にタップが接続されたタップ付きインダクタと、タップ付きインダクタの一端及び整流回路のマイナス側出力端子からそれぞれ引き出されたプラス側コンバータ出力端子及びマイナス側コンバータ出力端子と、タップ付きインダクタの他端とマイナス側コンバータ出力端子との間にアノードをマイナス側コンバータ出力端子側に向けて接続されたフライホイールダイオードとを備えたＤＣ−ＤＣコンバータを対象とする。

本発明においては、前記の目的を達成するため、インバータの入力端子間にコンデンサ分圧回路を接続し、このコンデンサ分圧回路の分圧点と第２のインバータ出力端子との間に共振リアクトルを接続した。

各スイッチ素子に並列接続するスナバキャパシタは、外付けのキャパシタからなっていてもよく、各スイッチ素子が有する寄生キャパシタからなっていてもよい。また外付けのキャパシタと寄生キャパシタとの双方をスナバキャパシタとして用いてもよい。

上記のように構成すると、コンデンサ分圧回路を電圧源として、共振リアクトルを通して制御相のレグの上アーム及び下アームのスイッチ素子の両端のキャパシタを充放電させることができるため、制御相のレグの上アーム及び下アームのスイッチ素子のターンオフ時にＺＶＳ動作を行わせることができ、ターンオン時にＺＶＳ動作及びＺＣＳ動作を行わせることができる。

従って、本発明によれば、フィルタ回路に設けるタップ付きインダクタの作用により得られる循環電流低減効果に加えて、制御相のスイッチ素子のスイッチング損失を低減させる効果を得ることができ、一次側位相シフト方式のＤＣ−ＤＣコンバータの変換効率の向上を図ることができる。

上記整流回路は、トランスの二次コイルの一端及び他端にそれぞれアノードが接続され、カソードが共通接続された第１及び第２の整流用ダイオードを備えて、第１及び第２の整流用ダイオードのカソードの共通接続点及びトランスの二次コイルに設けた中間タップをそれぞれプラス側出力端子及びマイナス側出力端子とした両波整流回路により構成してもよく、トランスの二次コイルの誘起電圧が交流入力端子間に印加されたダイオードブリッジ全波整流回路により構成してもよい。

トランスの励磁インダクタンスが小さい場合には、トランスの一次コイルに対して直列に直列リアクトルを接続しておくのが好ましい。

本発明によれば、インバータの入力端子間にコンデンサ分圧回路を接続するとともに、このコンデンサ分圧回路の分圧点と第２のインバータ出力端子 （制御相の上アームのキャパシタと下アームのキャパシタとの接続点）との間に共振リアクトルを接続して、コンデンサ分圧回路を電圧源として、共振リアクトルを通して制御相のレグの上アーム及び下アームのスイッチ素子の両端のキャパシタを充放電させるようにしたため、制御相のレグの上アーム及び下アームのスイッチ素子のターンオフ時にＺＶＳ動作を行わせることができ、ターンオン時にＺＶＳ動作及びＺＣＳ動作を行わせることができる。従って、本発明によれば、フィルタ回路に設けるタップ付きインダクタの作用により得られる循環電流低減効果に加えて、制御相のスイッチ素子のスイッチング損失を低減させる効果を得ることができ、一次側位相シフト方式のＤＣ−ＤＣコンバータの変換効率の向上を図ることができる。

本発明に係わるＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示した回路図である。 図１の各部の電圧、電流の波形を示した波形図である。 図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータの制御相のスイッチ素子の両端の電圧及び通電電流のオンオフ動作時の実測波形を示した波形図である。 一次側位相シフト方式のＤＣ−ＤＣコンバータの基本的な構成を示した回路図である。 図４の各部の電圧、電流波形を示した波形図である。 特許文献１に示された一次側位相シフト方式のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示した回路図である。 図６の各部の電圧、電流の波形を示した波形図である。 図６に示したＤＣ−ＤＣコンバータの制御相のスイッチ素子の両端の電圧及び通電電流のオンオフ動作時の実測波形を示した波形図である。

図１ないし図３を参照して、本発明に係わるＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態について説明する。図１において、図６に示したＤＣ−ＤＣコンバータの各部と同等の部分にはそれぞれ図４及び図６に示された符号と同一の符号を付してある。

図１に示されたＤＣ−ＤＣコンバータは、図６に示されたＤＣ−ＤＣコンバータと同様に、フルブリッジインバータＩＮＶと、インバータＩＮＶの出力が入力されたトランスＴｓｆと、トランスＴｓｆの高周波交流出力を整流して直流出力に変換する整流回路Ｒｅｃと、整流回路Ｒｅｃの出力電圧から高調波成分を除去するフィルタ回路Ｆとにより構成され、フィルタ回路Ｆの出力端子間に負荷Ｒｏが接続される。

インバータＩＮＶは、スイッチ素子Ｑ１と該スイッチ素子に並列に接続されたスナバキャパシタＣ１とスイッチ素子Ｑ１に逆並列接続された帰還ダイオードＤ１とからなる上側アームと、スイッチ素子Ｑ２と該スイッチ素子に並列に接続されたスナバキャパシタＣ２とスイッチ素子Ｑ２に逆並列接続された帰還ダイオードＤ２とからなる下側アームとを直列に接続して構成した基準相のレグ２と、スイッチ素子Ｑ３とスイッチ素子Ｑ３に並列に接続されたスナバキャパシタＣ３とスイッチ素子Ｑ３に逆並列接続された帰還ダイオードＤ３とからなる上側アームと、スイッチ素子Ｑ４とスイッチ素子Ｑ４に並列に接続されたスナバキャパシタＣ４とスイッチ素子Ｑ４に逆並列接続された帰還ダイオードＤ４とからなる下側アームとを直列に接続して構成した制御相のレグ３とを並列に接続した回路からなっている。各スイッチ素子としては、駆動信号が与えられた時にオン状態に遷移して駆動信号が与えられている間オン状態を保持し、駆動信号が除去されたときにオフ状態に遷移する半導体スイッチ素子を用いる。各スイッチ素子としては、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴのように、スイッチ損失が小さいものを用いることが好ましい。

図示のインバータＩＮＶにおいては、基準相のレグ２と制御相のレグ３との並列回路の上アーム側の端部及び下アーム側の端部がそれぞれプラス側入力端子ａ及びマイナス側入力端子ｂとなっており、これらの入力端子間に直流電源１の出力電圧Ｅが印加されている。また基準相のレグ２の上側アームと下側アームとの接続点及び制御相のレグ３の上側アームと下側アームとの接続点がそれぞれ第１及び第２のインバータ出力端子ｃ及びｄとなっていて、これらのインバータ出力端子間に得られる電圧Ｖｃｄが直列リアクトルＬ1を通してトランスの一次コイルＷ１に印加されている。

トランスＴｓｆは一次コイルＷ１と二次コイルＷ２とを有し、二次コイルＷ２からセンタタップｔｃが引出されている。整流回路Ｒｅｃは、トランスの二次コイルＷ２の一端にアノードが接続されたダイオードＤ５と、二次コイルＷ２の他端にアノードが接続され、カソードがダイオードＤ５のカソードに共通接続されたダイオードＤ６とからなり、ダイオードＤ５及びＤ６のカソードの共通接続点及びトランスの二次コイルのセンタタップｔｃがそれぞれ整流回路Ｒｅｃのプラス側出力端子ｅ及びマイナス側出力端子ｆとなっている。

フィルタ回路Ｆは、整流回路Ｒｅｃのプラス側出力端子ｅにタップｔoが接続されたタップ付きインダクタＬｏｔと、タップ付きインダクタＬｏｔの一端及び整流回路Ｒｅｃのマイナス側出力端子ｆからそれぞれ引き出されたプラス側コンバータ出力端子ｇ及びマイナス側コンバータ出力端子ｈと、タップ付きインダクタＬｏｔの他端とマイナス側コンバータ出力端子ｈとの間にアノードをマイナス側コンバータ出力端子ｈ側に向けて接続されたフライホイールダイオードＤ７とを備えている。

以上の構成は、図６に示されたＤＣ−ＤＣコンバータの構成と同一である。本実施形態においては、インバータＩＮＶの入力端子ａ，ｂ間に、コンデンサＣ５とＣ６との直列回路からなるコンデンサ分圧回路ＣＤが接続され、このコンデンサ分圧回路ＣＤの分圧点と第２のインバータ出力端子ｄとの間に共振リアクトルＬ２が接続されている。

図１のＤＣ−ＤＣコンバータの各部の電圧、電流波形を図２に示した。図２において、（Ａ）ないし（Ｄ）はそれぞれスイッチ素子Ｑ１ないしＱ４に与えられる駆動信号Ｓ１ないしＳ４を示している。図２（Ｅ）は、インバータの出力電圧Ｖｃｄを実線で示し、出力電流Ｉ１を破線で示している。また図２（Ｆ）ないし（Ｉ）はそれぞれスイッチ素子Ｑ１ないしＱ４の両端の電圧Ｖｑ１ないしＶｑ４を実線で示し、スイッチ素子Ｑ１ないしＱ４を流れる電流Ｉｑ１ないしいｑ４及び帰還ダイオードＤ１ないしＤ４を流れる電流Ｉｄ１ないしＩｄ４を破線で示している。図２（Ｊ）は共振リアクトルＬ２を流れる電流ＩＬ２を示し、図２（Ｋ）は、整流回路Ｒｅｃの出力電圧Ｖｒを示し、（Ｌ）は整流回路ＲｅｃのダイオードＤ５を流れる電流Ｉｄ５を実線で、ダイオードＤ６を流れる電流Ｉｄ６を破線で示している。また（Ｍ）はダイオードＤ７の両端の電圧Ｖｄ７を実線で示し、ダイオードＤ７を流れる電流Ｉｄ７を破線で示している。

図１に示されたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、コンデンサＣ５及びＣ６の静電容量が十分に大きく、かつそれぞれの静電容量が等しい場合、Ｃ５及びＣ６はそれぞれＥ／２の電圧を発生する電圧源と考えることができ、制御相のスイッチ素子Ｑ３，Ｑ４のオンオフにより共振リアクトルＬ２に一定の傾きの電流が流れる。

図１のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、制御相の下アームのスイッチ素子Ｑ４がオン状態にあるときに、コンデンサＣ６→共振リアクトルＬ２→スイッチ素子Ｑ４→コンデンサＣ６の経路と、直流電源１→コンデンサＣ５→共振リアクトルＬ２→スイッチ素子Ｑ４→直流電源１の経路とを通して共振リアクトルＬ２に図示の矢印方向の電流ＩＬ２が流れる。この電流ＩＬ２は一定の傾きで増大していく。時間をｔとし、共振リアクトルＬ２のインダクタンスをＬ2で表わすと、スイッチ素子Ｑ４がオン状態にあるときに共振リアクトルＬ２を通して流れる電流は、ＩＬ２＝（Ｅ／Ｌ2）×ｔで表わすことができる。また制御相の上アームのスイッチ素子Ｑ３がオン状態にあるときには、コンデンサＣ５→スイッチ素子Ｑ３→共振リアクトルＬ２→コンデンサＣ５の経路と、直流電源１→スイッチ素子Ｑ３→共振リアクトルＬ２→コンデンサＣ６→直流電源１の経路とを通して電流ＩＬ２が流れる。この電流の傾きは、スイッチ素子Ｑ４がオン状態にあるときに共振リアクトルＬ２を流れる電流の傾きと逆になる。スイッチ素子Ｑ３がオン状態にあるときに共振リアクトルＬ２を通して流れる電流は、ＩＬ２＝−（Ｅ／Ｌ2）×ｔで表わすことができる。

従って、スイッチ素子Ｑ３がオン状態にあるときにスイッチ素子Ｑ３に流れる電流Ｉｑ３は、図７のＩｑ３にＩＬ２を加算した波形になり、スイッチ素子Ｑ４がオン状態にあるときにスイッチ素子Ｑ４に流れる電流Ｉｑ４は、図７のＩｑ４にＩＬ２を加算した波形になる。

また図１の帰還ダイオードＤ３に流れる電流Ｉｄ３は、図７のＩｄ３にＩＬ２を加算した波形になり、図１の帰還ダイオードＤ４に流れる電流Ｉｄ４は、図７のＩｄ４にＩＬ２を加算した波形になる。コンデンサＣ５及びＣ６をそれぞれ流れる電流をＩＣ５及びＩＣ６とすると、共振リアクトルＬ２を通して流れる電流ＩＬ２は、ＩＬ２＝ＩＣ５＋ＩＣ６で表わされる。

制御相のスイッチ素子Ｑ４をターンオフする際には、トランスＴｓｆの励磁電流に、スイッチ素子Ｑ４がオン状態にある期間にリアクトルＬ２に蓄えられたエネルギにより流れる電流が加算されて、キャパシタＣ４の充電とキャパシタＣ３の放電とが行われる。この場合、キャパシタＣ４の充電は、トランスの一次コイルＷ１→キャパシタＣ４→ダイオードＤ２→リアクトルＬ１→トランスの一次コイルＷ１の経路と、リアクトルＬ２→キャパシタＣ４→キャパシタＣ６→リアクトルＬ２の経路とで行われる。またキャパシタＣ３の放電は、キャパシタＣ３→直流電源１→ダイオードＤ２→リアクトルＬ１→トランスの一次コイルＷ１→キャパシタＣ３の経路と、キャパシタＣ３→キャパシタＣ５→リアクトルＬ２→キャパシタＣ３の経路とで行われる。

制御相のスイッチ素子Ｑ３がターンオフする際には、トランスＴｓｆの励磁電流に、スイッチＱ３がオン状態にある期間にリアクトルＬ２に蓄えられたエネルギにより流れる電流が加算されて、キャパシタＣ３の充電とキャパシタＣ４の放電とが行われる。この場合、キャパシタＣ３の充電は、トランスの一次コイルＷ１→リアクトルＬ１→ダイオードＤ１→キャパシタＣ３→トランスの一次コイルＷ１の経路と、リアクトルＬ２→キャパシタＣ５→キャパシタＣ３→リアクトルＬ２の経路とで行われる。またキャパシタＣ４の放電は、キャパシタＣ４→トランスの一次コイルＷ１→リアクトルＬ１→ダイオードＤ１→直流電源１→キャパシタＣ４の経路と、キャパシタＣ４→リアクトルＬ２→キャパシタＣ６→キャパシタＣ４の経路とで行われる。

共振リアクトルＬ２は、スイッチ素子Ｑ３及びＱ４がオン状態にあるときにエネルギを蓄積し、蓄積したエネルギで、スイッチ素子Ｑ３をオフしてからスイッチ素子Ｑ４をオンするまでの間のデッドタイムの期間、及びスイッチ素子Ｑ４をオフ状態にしてからスイッチ素子Ｑ３をオン状態にするまでの間のデッドタイムの期間キャパシタＣ３，Ｃ４の充放電を行う。

図１に示されたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、図２（Ａ）に示すように、時刻ｔ１で駆動信号Ｓ１がゼロになると、スイッチ素子Ｑ１のターンオフ動作が開始されるとともに、キャパシタＣ１の充電が開始されるため、図１（Ｆ）に示されているように、スイッチ素子Ｑ１を通して流れていた電流Ｉｑ１がゼロにされる。キャパシタＣ１の充電の進行に伴って、スイッチ素子Ｑ１の両端の電圧Ｖｑ１がゆっくりと上昇していく。これにより、スイッチ素子Ｑ１がターンオフする際にその両端の電圧の上昇が緩和され、スイッチ素子Ｑ１のゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）が達成される。

時刻ｔ１でスイッチ素子Ｑ１のターンオフ動作が開始されると、キャパシタＣ２が、キャパシタＣ２→直列リアクトルＬ１→トランスの一次コイルＷ１→スイッチ素子Ｓ４→キャパシタＣ２の経路で放電するため、スイッチ素子Ｑ２の両端の電圧Ｖｑ２が低下していく。時刻ｔ２でキャパシタＣ２の放電が完了すると、ダイオードＤ２の逆バイアスが解除されて、直列リアクトルＬ１と一次コイルＷ１とに蓄積されたエネルギにより、直列リアクトルＬ１→トランスの一次コイルＷ１→スイッチ素子Ｑ４→ダイオードＤ２→直列リアクトルＬ１の経路で、図２（Ｇ）に示すようにダイオードＤ２に順方向電流Ｉｄ２が流れる。この順方向電流Ｉｄ２は、トランスＴｓｆの二次コイルを流れる電流Ｉｄ５によりトランスの一次コイルに誘起する電流にトランスＴｓｆの励磁電流が重畳された電流（トランスの一次電流Ｉ１）である。このようにダイオードＤ２に順方向電流が流れることにより、スイッチ素子Ｑ２の両端の電圧Ｖｑ２がほぼゼロに保たれる。

時刻ｔ２でキャパシタＣ２の放電が完了して、ダイオードＤ２に順方向電流Ｉｄ２が流れたときに整流回路の出力電圧ＶｒによりインダクタＬｏｔに誘起する電圧で、フィルタ回路ＦのダイオードＤ７に電流Ｉｄ７（図２Ｍ）が流れ始めるため、ダイオードＤ５を通して流れる電流Ｉｄ５（図２Ｌ）が減少していく。このとき電流Ｉｄ５によりトランスの一次側に誘起する電流が減少していくため、図２（Ｅ）及び（Ｉ）に示すように、一次電流Ｉ１及びスイッチ素子Ｑ４を通して流れる電流Ｉｑ４が減少していき、ダイオードＤ２を通して流れる順方向電流Ｉｄ２（図２Ｇ）も減少していく。スイッチ素子Ｑ２の両端の電圧Ｖｑ２がほぼゼロに保たれている間の時刻ｔ３で駆動信号Ｓ２が発生すると電流ゼロの状態でスイッチ素子Ｑ２がターンオンし、ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）が達成される。

図２（Ｍ）に示されているように、ダイオードＤ７を通して流れる電流Ｉｄ７が飽和すると、トランスＴｓｆの二次側では、ダイオードＤ７→インダクタＬｏｔ→キャパシタＣｏ及び負荷Ｒｏ→ダイオードＤ７の閉回路を電流が還流する状態になって、トランスＴｓｆの二次コイルに電流が流れなくなり、図２（Ｌ）に示すようにダイオードＤ５を通して流れる電流Ｉｄ５がゼロになる。この状態では、トランスの一次電流Ｉ１はトランスＴｓｆの励磁電流のみとなる。

時刻ｔ４で駆動信号Ｓ４がゼロになると、スイッチ素子Ｑ４のターンオフ動作が開始され、トランスの一次コイルＷ１→キャパシタＣ４→ダイオードＤ２→リアクトルＬ１→トランスの一次コイルＷ１の経路と、共振リアクトルＬ２→キャパシタＣ４→キャパシタＣ６→共振リアクトルＬ２の経路とでキャパシタＣ４の充電が行われる。これにより、スイッチ素子Ｑ４の両端の電圧が直線的に上昇していき、そのターンオフがＺＶＳにより行われる。

また時刻ｔ４でスイッチ素子Ｑ４のターンオフ動作が開始されると、キャパシタＣ３→直流電源１→ダイオードＤ２→リアクトルＬ１→トランスの一次コイルＷ１→キャパシタＣ３の経路と、キャパシタＣ３→コンデンサＣ５→共振リアクトルＬ２→キャパシタＣ３の経路とでキャパシタＣ３の放電が行われる。キャパシタＣ３の放電が完了すると、ダイオードＤ３の逆バイアスが解除されるため、トランスの一次コイルＷ１→ダイオードＤ３→直流電源１→ダイオードＤ２→直列リアクトルＬ１→一次コイルＷ１の経路と、コンデンサＣ６→共振リアクトルＬ２→ダイオードＤ３→直流電源１→コンデンサＣ６の経路と、コンデンサＣ５→共振リアクトルＬ２→ダイオードＤ３→コンデンサＣ５の経路とでダイオードＤ３に順方向電流が流れ、スイッチ素子Ｑ３の両端の電圧がほぼゼロにされる。この状態で駆動信号Ｓ３が与えられると、スイッチ素子Ｑ３のターンオフ動作がＺＶＳ及びＺＣＳで行われ、時刻ｔ５でそのターンオンが完了する。

時刻ｔ４からｔ５までのデッドタイムの期間は、Ｌ２，Ｃ３及びＣ４のＬＣ回路で過渡現象が生じるが、この過渡減少で振動が生じないように、デッドタイムを十分短くしておけば、図２（Ｊ）に示したように、リアクトルＬ２を流れる電流ＩＬ２は、振動を伴うことなく時刻ｔ４で増加から減少に転じ、連続した三角波形になる。時刻ｔ５でスイッチ素子Ｑ３がターンオンすると、強制的に共振リアクトルＬ２を流れる電流ＩＬ２の向きが反対にされ、コンデンサＣ５→スイッチ素子Ｑ３→リアクトルＬ２→コンデンサＣ５の経路と、直流電源１→スイッチ素子Ｑ３→共振リアクトルＬ２→コンデンサＣ６→直流電源１の経路とで図示の矢印と逆方向の電流ＩＬ２が流れる。この電流ＩＬ２は、時間の経過に伴って、増大していく。

時刻ｔ６で駆動信号Ｓ２がゼロにされると、スイッチ素子Ｑ２のターンオフ動作が開始され、直流電源１→スイッチ素子Ｑ３→トランスの一次コイルＷ１→直列リアクトルＬ１→キャパシタＣ２→直流電源１の経路で流れる電流Ｉ１によりキャパシタＣ２が充電される。このキャパシタＣ２の充電電流Ｉ１は、トランスＴｓｆの二次コイルを流れる負荷電流Ｉｄ６（図２Ｌ）によりトランスの一次コイルに誘起する電流にトランスの励磁電流が重畳された電流である。このようにキャパシタＣ２が充電されることにより、スイッチ素子Ｑ２の両端の電圧Ｖｑ２がほぼ直線的に上昇し、その両端の電圧の上昇が緩和されるため、スイッチ素子Ｑ２のターンオフがＺＶＳにより行われる。

スイッチ素子Ｑ２をターンオフする過程で、基準相のレグの上アームのスイッチ素子Ｑ１の両端のスナバキャパシタＣ１が、キャパシタＣ１→スイッチ素子Ｑ３→トランスの一次コイルＷ１→直列リアクトルＬ１→キャパシタＣ１の経路で放電し、この放電が完了したときにダイオードＤ１の逆バイアスが解除される。これにより、直列リアクトルＬ１及びトランスＴｓｆの励磁インダクタンスに蓄積されているエネルギにより、トランスの一次コイルＷ１→直列リアクトルＬ１→ダイオードＤ１→スイッチ素子Ｑ３→トランスの一次コイルＷ１の経路でダイオードＤ１に順方向電流Ｉｄ１が流れる。この順方向電流Ｉｄ１は、トランスＴｓｆの二次コイルを通して流れている負荷電流Ｉｄ６によりトランスＴｓｆの一次コイルに誘起する電流にトランスＴｓｆの励磁電流が重畳された電流（トランスの一次電流Ｉ１）である。このようにダイオードＤ１に順方向電流が流れることにより、スイッチ素子Ｑ１の両端の電圧がほぼゼロになる。この状態で、時刻ｔ８で駆動信号Ｓ１が与えられると、スイッチ素子Ｑ１のターンオンがＺＶＳ及びＺＣＳにより行われる。

上記のように、インバータの入力端子間にコンデンサ分圧回路ＣＤを接続するとともに、この分圧回路の分圧点と第２のインバータ出力端子との間に共振リアクトルを接続し、この共振リアクトルＬ２を通して電流ＩＬ２を流して、制御相のキャパシタＣ３，Ｃ４の充電を行わせるようにすると、電流ＩＬ２による損失が生じるが、この損失は、電流ＩＬ２をキャパシタＣ３，Ｃ４の充放電を行わせるために必要最小限の大きさとすることにより、スイッチ素子Ｑ３，Ｑ４のＺＶＳ及びＺＣＳを行わなかった時に生じるスイッチング損失よりも大幅に少なくすることができる。

図１に示されたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、インバータを３００ｋＨｚで動作させた場合の実動作波形の一例を図３に示した。図３において、ａは制御相のレグのスイッチ素子Ｑ３，Ｑ４の両端の電圧Ｖｑ３，Ｖｑ４の波形を示し、ｂはスイッチ素子Ｑ３，Ｑ４を流れる電流Ｉｑ３，Ｉｑ４の波形を示している。図示のように、図１に示されたＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、制御相のレグのスイッチ素子Ｑ３，Ｑ４が時刻ｔａでターンオンする際の動作をＺＶＳ及びＺＣＳ動作し、時刻ｔｂでターンオフする際の動作をＺＶＳ動作とすることができるため、制御相のレグのスイッチ素子のスイッチング損失の低減を図ることができる。

上記の実施形態では、トランスの二次側に設ける整流回路を両波整流回路としたが、トランスの二次側に設ける整流回路Ｒｅｃは、各アームをダイオードにより構成したフルブリッジ回路からなる周知のダイオードブリッジ全波整流回路としてもよい。整流回路Ｒｅｃをダイオードブリッジ全波整流回路とする場合には、トランスＴｓｆの二次コイルにセンタタップを設けることなく、該二次コイルの誘起電圧を全波整流回路の交流入力端子間に印加する。

以上のように、本発明によれば、インバータの入力端子間にコンデンサ分圧回路を接続するとともに、このコンデンサ分圧回路の分圧点と第２のインバータ出力端子 （制御相の上アームのキャパシタと下アームのキャパシタとの接続点）との間に共振リアクトルを接続して、コンデンサ分圧回路を電圧源として、共振リアクトルを通して制御相のレグの上アーム及び下アームのスイッチ素子の両端のキャパシタの充放電を行わせるようにしたので、制御相のレグの上アーム及び下アームのスイッチ素子のターンオフ時にＺＶＳ動作を行わせることができ、ターンオン時に共にＺＶＳ動作及びＺＣＳ動作を行わせることができる。従って、本発明によれば、フィルタ回路に設けるタップ付きインダクタの作用により得られる循環電流低減効果に加えて、制御相のスイッチ素子のスイッチング損失を低減させる効果を得ることができ、一次側位相シフト方式のＤＣ−ＤＣコンバータの変換効率の向上を図ることができる。

１ 直流電源
２ 基準相のレグ
３ 制御相のレグ
ＩＮＶ フルブリッジインバータ
Ｑ１ 基準相のレグの上アームのスイッチ素子
Ｃ１ 基準相のレグの上アームのスナバキャパシタ
Ｄ１ 基準相のレグの上アームの帰還ダイオード
Ｑ２ 基準相のレグの下アームのスイッチ素子
Ｃ２ 基準相のレグの下アームのスナバキャパシタ
Ｄ２ 基準相のレグの下アームの帰還ダイオード
Ｑ３ 制御相のレグの上アームのスイッチ素子
Ｃ３ 制御相のレグの上アームのスナバキャパシタ
Ｄ３ 制御相のレグの上アームの帰還ダイオード
Ｑ４ 制御相のレグの下アームのスイッチ素子
Ｃ４ 制御相のレグの下アームのスナバキャパシタ
Ｄ４ 制御相のレグの下アームの帰還ダイオード
Ｔｓｆ トランス
Ｗ１ 一次コイル
Ｗ２ 二次コイル
Ｌ１ 直列リアクトル
Ｒｅｃ 整流回路
Ｄ５ 第１の整流用ダイオード
Ｄ６ 第２の整流用ダイオード
Ｄ７ フライホイールダイオード
Ｌｏｔ タップ付きインダクタ
Ｃｏ キャパシタ
Ｒｏ 負荷

Claims (4)

1. スイッチ素子と該スイッチ素子に並列に接続されたスナバキャパシタと該スイッチ素子に逆並列接続された帰還ダイオードとにより上下の各アームが構成された基準相及び制御相のレグを並列接続して、前記基準相のレグと制御相のレグとの並列回路の上アーム側の端部及び下アーム側の端部をそれぞれプラス側及びマイナス側入力端子とし、前記基準相のレグの上下のアームの接続点及び制御相のレグの上下のアームの接続点をそれぞれ第１及び第２のインバータ出力端子として、前記入力端子間に印加された直流電圧を高周波交流電圧に変換して前記第１及び第２のインバータ出力端子から出力するフルブリッジインバータと、一次コイルに前記インバータの出力が入力されたトランスと、前記トランスの二次コイルの誘起電圧を整流する整流回路と、前記整流回路のプラス側出力端子にタップが接続されたタップ付きインダクタと、前記タップ付きインダクタの一端及び前記整流回路のマイナス側出力端子からそれぞれ引き出されたプラス側コンバータ出力端子及びマイナス側コンバータ出力端子と、前記タップ付きインダクタの他端と前記マイナス側コンバータ出力端子との間にアノードをマイナス側コンバータ出力端子側に向けて接続されたフライホイールダイオードとを備えたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記インバータの入力端子間に接続されたコンデンサ分圧回路と、
   前記コンデンサ分圧回路の分圧点と前記第２のインバータ出力端子との間に接続された共振リアクトルと、
   を具備したことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 前記整流回路は、前記トランスの二次コイルの一端及び他端にそれぞれアノードが接続され、カソードが共通接続された第１及び第２の整流用ダイオードを備えて、前記第１及び第２の整流用ダイオードのカソードの共通接続点及び前記トランスの二次コイルに設けた中間タップをそれぞれプラス側出力端子及びマイナス側出力端子とした両波整流回路からなっている請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 前記整流回路は、前記トランスの二次コイルに誘起する電圧が交流入力端子に印加されるように設けられたダイオードブリッジ全波整流回路からなっている請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 前記トランスの一次コイルに対して直列に直列リアクトルが接続されている請求項１，２または３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。

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