JP2720001B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、半導体スイッチング素
子構成のインバータ回路を用い、その出力を整流するＤ
Ｃ−ＤＣコンバータに関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、この種のＤＣ−ＤＣコンバータ
は、図５に示すように構成される。同図において、１は
直流電源、２はフルブリッジ構成のインバータ回路であ
り、各ブリッジ辺がトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧ
ＢＴ等の半導体スイッチング素子３〜６、逆並列接続の
ダイオード７〜１０、充放電用のコンデンサ１１〜１４
の並列回路により形成されている。

【０００３】４１は両端がブリッジ回路２の１対の出力
端子Ａ，Ｂに接続された第１リアクトル、１５はリアク
トル４１と並列に接続された整流器であり、その出力に
は平滑リアクトル１７、平滑コンデンサ１８と負荷１９
とが設けられている。

【０００４】次に、図５の動作について、図６を参照し
て説明する。まず、インバータ回路２において、スイッ
チング素子３，４は図６の（ａ），（ｂ）に示すように
１８０゜に近い導通幅のゲート信号により休止期間を設
けて交互にオンし、半導体スイッチング素子６，７も同
図の（ｃ），（ｄ）のように１８０゜に近い導通幅のゲ
ート信号により休止期間を設けて交互にオンする。

【０００５】なお、スイッチング素子３，４とスイッチ
ング素子５，６との間の位相差を０゜〜１８０゜の範囲
で可変して出力制御が行われる。そして、図６のｔ０〜
ｔ１の期間はスイッチング素子３，６がオンし、直流電
源１からスイッチング素子３、第１リアクトル４１、ス
イッチング素子６を介して直流電源１に電流が流れる。

【０００６】このとき、直流電源１の電圧をＥ１とし
て、コンデンサ１１〜１４の端子間電圧をＶ１１〜Ｖ１
４とすると、コンデンサ１１，１４が短絡放電状態にな
り、コンデンサ１２，１３が充電状態になるため、電圧
Ｖ１１，Ｖ１２は図６の（ｇ）の実線、破線に示すよう
に０，Ｅ１のそれぞれになり、電圧Ｖ１３，Ｖ１４も同
図の（ｈ）の破線、実線に示すようにＥ１，０のそれぞ
れになる。

【０００７】そのため、インバータ回路２は出力端子Ａ
がＥ１、出力端子Ｂが０になり、第１リアクトル４１に
印加する電圧は図６（ｅ）となる。叉出力端子Ａから出
力端子Ｂに流れる方向を正とし、第１リアクトル４１に
流れる電流をｉ４１とすると、この電流ｉ４１は図６の
（ｆ）に示すようになる。

【０００８】また、整流器１５により整流された後、平
滑リアクトル１７、コンデンサ１８により平滑される。
この平滑により形成された直流が負荷１９に供給され
る。

【０００９】次に図６のｔ１〜ｔ２の期間では、時刻ｔ
１にスイッチング素子３のゲート信号がオフし、スイッ
チング素子３の電流が流れなくなり、代わりに直流電源
１からコンデンサ１１、第１リアクトル４１、スイッチ
ング素子６を介して直流電源１に戻るループを電流が流
れてコンデンサ１１が充電され、図６（ｇ）の実線で示
すようにその電圧Ｖ１１が上昇する。一方、コンデンサ
１２に充電されていた電荷は、このコンデンサ１２から
第１リアクトル４１、スイッチング素子６を介してコン
デンサ１２に戻るループにより放電し、その電圧Ｖ１２
が同図の破線で示すように低下する。

【００１０】そして、コンデンサ１１の充電及びコンデ
ンサ１２の放電は時刻ｔ２で完了し、このとき電圧Ｖ１
１がＥ１に上昇して電圧Ｖ１２が０に低下する。次に、
図６のｔ２〜ｔ３の期間になると、電圧Ｖ１２の低下に
基づき、ｔ２にダイオード８が逆バイアス状態から開放
されてオンする。

【００１１】ところが、スイッチング素子３はオフして
いるが、第１リアクトル４１の励磁インダクタンスのエ
ネルギー等に基づく循環電流が第１リアクトル４１、ス
イッチング素子６、ダイオード８、第１リアクトル４１
のループを流れて図６の（ｆ）に示すようにｉ４１が流
れる。このため、第１リアクトル４１の電圧を整流器１
５で整流し、平滑リアクトル１７を介して負荷１９に電
流が流れ続ける。

【００１２】また、この間にスイッチング素子４に図６
（ｂ）に示すように、ゲート信号が供給され始めるが、
第１リアクトル４１のエネルギーが放出されるまでスイ
ッチング素子４はオフに保たれる。次に、図６のｔ３〜
ｔ４の期間になると、時刻ｔ３でスイッチング素子６の
ゲート信号がオフして第１リアクトル４１、コンデンサ
１４、ダイオード８、第１リアクトル４１のループを流
れる循環電流により、コンデンサ１４が充電され、図６
（ｈ）の実線に示すようにこのコンデンサ１４の電圧Ｖ
１４が上昇する。

【００１３】また、コンデンサ１３には、このコンデン
サ１３から電流電源１、ダイオード８、第１リアクトル
４１を介してコンデンサ１３に戻るループにより放電
し、同図（ｈ）の破線で示す電圧Ｖ１３が低下する。そ
して、電圧Ｖ１３，Ｖ１４が等しくなっても、第１リア
クトル４１の励磁インダクタンスのエネルギー等により
コンデンサ１４は充電され続ける。そして、コンデンサ
１３の放電及びコンデンサ１４の充電は電圧Ｖ１４が０
になって電圧Ｖ１４がＥ１になるｔ４まで続く。また、
コンデンサ１２が放電してコンデンサ１４が充電される
ため、インバータ回路２は出力端子Ａ，Ｂの電圧が逆転
し、出力端子Ｂが出力端子Ａより高電圧になり、第１リ
アクトル４１は図６（ｅ）に示すようになる。

【００１４】次に、図６のｔ４〜ｔ５の期間になると、
電圧Ｖ１３の低下に基づき、ｔ４にダイオード９がオン
する。このとき、第１リアクトル４１のエネルギーに基
づく電流が第１リアクトル４１、ダイオード９、直流電
源１、ダイオード８、第１リアクトル４１のループを流
れる。さらに、ｔ４叉はｔ４から若干遅れてスイッチン
グ素子５にゲート信号が供給されて図６（ｅ）に示すよ
うにスイッチング素子５がオンすると、インバータ回路
２はスイッチング素子４，５がオンしてスイッチング素
子３，６がオフした状態になる。

【００１５】上記インバータ２の半サイクルについて動
作を示したが、以下同様の動作が繰り返されて負荷給電
が継続する。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】上記図５の従来装置の
場合、負荷１９が無負荷叉は軽負荷のときに、負荷１９
に印加する出力電圧を一定にしようとすると、整流器１
５の入力電圧の幅が図７（ｅ）に示すように狭くなって
くる。このため、第１リアクトル４１に流れる電流が図
７（ｆ）に示すように減少して、時刻ｔ１においてスイ
ッチング素子３がオフし、その後十分にコンデンサ１
１，１２の電圧Ｖ１１，Ｖ１２が図６（ｇ）に示すよう
に変化しないうちにスイッチング素子４がオン（時刻ｔ
２）する。そして、スイッチング素子４がコンデンサに
蓄えられた負荷を短絡することになり、スイッチング素
子４がオン時にサージ状の電流と電圧が発生する。この
サージ電流、電圧によってスイッチング素子の損失の増
大を招き、さらに大きな雑音の発生する原因となる。

【００１７】

【課題を解決しようとする手段】上記の目的を達成する
ために、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、整
流器の入力と並列に中間タップを有する第１リアクトル
叉は中間タップ付変圧器を設け、上記インバータ回路の
入力間と上記第１リアクトル叉は上記変圧器の中間タッ
プとの間に第２リアクトルとコンデンサの直列回路を設
けたものである。

【００１８】さらに、上記第２リアクトルのインダクタ
ンスを上記第１リアクトル叉は変圧器のインダクダンス
の１／４に選択されたものである。

【００１９】

【作用】軽負荷時や負荷に印加する電圧のデューティ比
が小さい場合でも、スイッチング素子のオフ時に、追加
された第２リアクトル，第１リアクトル叉は変圧器を介
して、スイッチング素子と並列に設けたコンデンサに電
流を流し、コンデンサの充放電を短時間に行い、スイッ
チング素子のスイッチング動作を穏やかに動作させる。

【００２０】

【実施例】実施例について図１ないし図４を参照して説
明する。 （第１の実施例）まず、第１の実施例について図１及び
図２を参照して説明する。図１において図５と同一符号
は同一のものを示し、図５と異なる点は第１リアクトル
を中間タップを有するリアクトル１６に代え、直流電源
１と並列に直列に接続したコンデンサ２２，２３を設
け、両コンデンサ２２，２３の接続点Ｃと第１リアクト
ルの中間タップとの間に第２リアクトル２４を設けた点
である。

【００２１】また、図２はこの発明のＤＣ−ＤＣコンバ
ータの各部のタイミングチャートを示す。同図の（ａ）
〜（ｅ）は図５の（ａ）〜（ｅ）のそれぞれに対応し、
（ｋ）（ｌ）は図５の（ｇ），（ｈ）にそれぞれ対応し
ている。又、同図の（ｆ），（ｇ）は第２リアクトル２
４に印加する電圧と流れる電流を示し、（ｈ），
（ｉ），（ｊ）はそれぞれ第１リアクトル１６の励磁電
流、第１リアクトル１６のＡ側の一方の巻線とＢ側の他
方の巻線に流れる電流を示す。

【００２２】今、図２のｔ０〜ｔ１の期間は、スイッチ
ング素子３，６がオンし、直流電源１からスイッチング
素子３、第１リアクトル１６、スイッチング素子６を介
して電流が流れ、図５の説明と同時にインバータ回路２
の出力端子ＡがＥ１、出力端子Ｂが０になり、第１リア
クトル１６の中間タップのＥ点の電位はＥ１／２とな
る。一方、追加されたコンデンサ２２，２３が同じ容量
であればコンデンサ２２，２３の接続点ＣはＥ１／２と
なり、追加された第２リアクトル２４には図２（ｆ）に
示すように電圧が印加しておらず、電流の変化は△ｉ２
４＝０となる。一方、スイッチングの周期をＴ、第１リ
アクトル１６に印加される電圧Ｖ１６のデューティ比を
Ｄ、第１リアクトル１６のインダクタンスをＬ１６とす
ると、第１リアクトル１６に流れる励磁電流成分ｉ０の
全振幅△ｉ０は、次の数１となる。

【００２３】

【数１】△ｉ０＝（１／Ｌ１６）・Ｅ１・Ｔ・Ｄ

【００２４】次に図２のｔ１〜ｔ２の期間になるとスイ
ッチング素子３のゲート信号がオフし、スイッチング素
子３の電流が流れなくなり、図５の説明と同様にコンデ
ンサ１１は充電され、コンデンサ１２は放電される。そ
して、Ａ点からＥ点へ流れる電流をｉＡとすると、無負
荷叉は軽負荷の場合コンデンサ１１がＥ１に充電される
までの時間ｔ１１は、次の数２になる。

【００２５】

【数２】 ｔ１１＝Ｃ１１・Ｅ１／ｉ１１＝２Ｃ１１・Ｅ１／ｉＡ

【００２６】図２のｔ２〜ｔ３の期間になると、スイッ
チング素子４がオンし、スイッチング素子４，６がオン
するため、Ａ点とＢ点との間の電圧は図２（ｅ）に示す
ように０となる。そして、第２リアクトル２４に印加す
る電圧Ｖ２４は図２（ｆ）に示すようにＥ１／２が印加
する。第１リアクトル１６に流れる励磁電流成分ｉ０の
変化はなく、△ｉ０＝０となる。一方、第２リアクトル
２４に流れる電流ｉ２４は、第２リアクトル２４のイン
ダクタンスをＬ２４とすると数２の式と変化する。

【００２７】

【数３】 △ｉ２４＝（１／Ｌ２４）・（Ｅ１／２）・Ｔ（１−Ｄ）

【００２８】図２のｔ３〜ｔ４の期間になり、スイッチ
ング素子６がオフするとスイッチング素子６に流れてい
た電流が流れなくなり、コンデンサ１３は放電され、コ
ンデンサ１４は充電される。そして、コンデンサ１４が
０からＥ１に充電されるまでの時間ｔ１４はＥ点からＢ
点に流れる電流をｉＢとすると、数４の式となる。

【００２９】

【数４】 ｔ１４＝Ｃ１４・Ｅ１／ｉ１４＝２・Ｃ１４・Ｅ１／ｉＢ

【００３０】図２のｔ４を超える期間に入るとスイッチ
ング素子４，５がオンし、次のサイクルに入り以下順次
繰り返される。

【００３１】ところで、第１リアクトル１６に流れる電
流のうち、第２リアクトル２４から流れる電流の成分
は、第１リアクトル１６の左右の両端子に１／２づつ分
流するので、ｉＡの全振幅とｉＢの全振幅は等しく、△
ｉＡ＝△ｉＢ＝△ｉ０＋ｉ２４／２となる。従って、数
１と数３の式によって△ｉＡ，△ｉＢは数５の式とな
る。

【００３２】

【数５】 △ｉＡ＝△ｉＢ＝Ｔ・Ｅ１（Ｄ／Ｌ１６＋（１−Ｄ）／４・Ｌ２４）

【００３３】このことは、ｉＡとｉＢは第１リアクトル
１６に印加する電圧のデューティ比Ｄが大きいときは、
第１リアクトル１６のインダクタンスＬ１６により、デ
ューティ比Ｄが小さいときは第２リアクトル２４のイン
ダクタンスＬ２４により決定される。そして、第２リア
クトル２４のインダクタンスＬ２４を第１リアクトル１
６のインダクタンスＬ１６の１／４に選定、すなわちＬ
２４＝Ｌ１６／４に選定すると、△ｉＡ＝△ｉＢ＝Ｔ・
Ｅ１／Ｌ１６となり、デューティ比Ｄに関係なく一定の
△ｉＡ，△ｉＢを得ることができる。

【００３４】従って、数２，数４に示すように、コンデ
ンサ１１及び１４の充電もデューティ比に関係なく行う
ことができる。そして、スイッチング素子のスイッチン
グ時にコンデンサが完全に充放電されるので、サージ状
の電流及び電圧発生することなくソフトスイッチングす
ることができる。

【００３５】（第２の実施例）次に第２の実施例につい
て図３を参照して説明する。図３において図１と同一符
号は同一もしくは相当するものを示し、図１と異なる点
は、直流電源１の一方の出力端子に接続されていたコン
デンサを除いたものである。

【００３６】図３においてスイッチング素子３，６がオ
ンしたとき、前述のようにＥ点はＥ１／２となる。この
Ｅ点の電圧をうけてコンデンサ３２には第２リアクトル
３１を介して充電され、コンデンサ３２はＥ１／２を充
電する。従ってその他の動作は前述の図１と同じ動作を
して同様の効果の得て、コンデンサの数を少なくするこ
とができる。

【００３７】（第３の実施例）第３の実施例について図
４を参照し説明する。図４において図１と同一符号は同
一もしくは相当するものを示し、図１と異なる点は、ス
イッチング素子と並列に設けていたコンデン３７〜４０
をスイッチング素子の寄生容量で代用し、第１リアクト
ルを中間タップ付の変圧器３３に代え、その出力を整流
器３４，３５で２相半波整流し、フライホイルダイオー
ド３６を設けものである。この実施例の場合も上記実施
例と同様に動作して同様の効果を得て、インバータ回路
と負荷とを絶縁させることができる。

【００３８】ところで、インバータ回路３，整流器１５
等の構成、駆動方式は実施例に限定されるものではな
く、例えば整流器１５は２相半波整流器、全波整流器あ
るいは単相半波整流器のいずれでもよい。

【００３９】

【発明の効果】この発明は、以上説明したように構成さ
れているため、第１リアクトル叉は変圧器にかかる電圧
のデューティ比が小さいときにも追加した第２リアクト
ルに電流を流すことによって、スイッチング素子のオフ
時にスイッチング素子と並列接続したコンデンサに電流
を流し、このコンデンサの充放電を短時間で行うことが
でき、サージ状の電流が流れることなくスイッチング素
子のスイッチング動作を穏やかな動作にすることがで
き、スイッチング素子のスイッチング損失を低減でき
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの第１の実施例
の結線図である。

【図２】（ａ）〜（ｌ）は図１の動作説明用のタイミン
グチャートである。

【図３】本発明の第２の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ
の結線図である。

【図４】本発明の第３の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ
の結線図である。

【図５】従来例のＤＣ−ＤＣコンバータの結線図であ
る。

【図６】（ａ）〜（ｈ）は図５の動作説明用のタイミン
グチャートである。

【図７】（ａ）〜（ｈ）は図５の軽負荷時の動作説明用
のタイミングチャートである。

【符号の説明】

１ 直流電源 ２ インバータ回路 ３〜６ スイッチング素子 ７〜１０ ダイオード １１〜１４，３７〜４０ コンデンサ １５ 整流器 １６ 第一リアクトル １７ 平滑リアクトル １８ 平滑用コンデンサ １９ 負荷 ２２，２３，３２ コンデンサ ２４，３１ 第２リアクトル ２５ 電圧検出器 ２６ スイッチング素子の駆動回路 ３３ 変圧器 ３４、３５ 整流器 ３６ フライホイルダイオード

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平２−106163（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−128674（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−179267（ＪＰ，Ａ)

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源を半導体スイッチング素子構成
   のインバータ回路により交流変換し、該交流を整流器に
   より整流して直流出力を形成するＤＣ−ＤＣコンバータ
   において、上記整流器の入力と並列に中間タップを有す
   る第１リアクトル叉は中間タップを有する変圧器を設
   け、上記インバータ回路の入力間と上記第１リアクトル
   叉は上記変圧器の中間タップとの間に第２リアクトルと
   コンデンサの直列回路を設けたことを特徴とするＤＣ−
   ＤＣコンバータ。
2. 【請求項２】 上記第２リアクトルのインダクタンスを
   上記第１リアクトル叉は変圧器のインダクタンスの１／
   ４に選択された請求項１のＤＣ−ＤＣコンバータ。