JP4735013B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、太陽電池、燃料電池、または風力発電装置などの直流電力を商用周波数の交流電力に変換して系統に電力を注入する電力変換装置に関するものである。

従来、この種の電力変換装置としては、例えば高周波トランスの１次側に共振コンデンサとスイッチング素子を配置し、スイッチング素子の電圧波形を共振させてゼロ電圧スイッチング動作を行うと共に、１次インバータが商用２倍周期で正弦波変調を行い、さらに高周波トランスの２次側ではダイオードとコンデンサで高周波成分を整流し、高周波トランスの２次側に配置した２次インバータで極性切換を行うことにより、概ね力率１の正弦波電流を生成している高効率な電力変換装置があった（例えば特許文献１参照）。

図１７は従来使用している電力変換装置を、図１８はその動作をそれぞれ示すもので、
第１インバータ１が直流電源２の電力を高周波電力に変換する。これは、第１インバータ１のスイッチング素子３がオンオフを繰り返すことにより実現されるものである。

通常、スイッチング素子３がターンオフする際、コレクタ−エミッタ間に流れる電流が遮断されるため、高周波トランス４に蓄積された励磁エネルギーを共振コンデンサ５との間で充放電することで、スイッチング素子３のコレクタ−エミッタ電圧は図１８に示すように共振波形となる。

次に、コレクタ−エミッタ電圧がゼロとなりスイッチング素子３に逆並列で接続されたダイオードに電流が流れている期間にスイッチング素子８をターンオンすることで、ゼロ電圧スイッチングを実現している。

なお、５は共振コンデンサ、６整流手段、７は平滑コンデンサ、８は第２インバータ、９は系統を示す。
特開２０００−３２７５１号公報

しかしながら前記従来の構成では、入力電圧が高い時や出力電力が小さい時など１次インバータを構成するスイッチング素子の導通時間を絞る時は、高周波トランスの励磁エネルギーが小さいことからスイッチング素子のコレクタ−エミッタ電圧の振幅も小さくなり、ゼロ電圧に到達しないため逆並列ダイオードが導通せずスイッチング素子のゼロ電圧スイッチング動作が維持できなくなる。その場合、残留するコレクタ−エミッタ電圧を短絡する動作が必要となり、スイッチング損失が大幅に増加する。

本発明は、上記従来の課題を解決するもので、広い入力電圧範囲と出力電力範囲でゼロ電圧スイッチングを維持して、スイッチング素子の低損失化を実現する電力変換装置を提供することを目的とする。

前記目的を達成するために、本発明の電力変換装置の一つは、直流電圧を分割する２個以上の分圧コンデンサによる中間電圧と、高周波トランスの１次側に配置した中間端子とを共振リアクトルで接続し、直流電源に接続したフルブリッジ構成のスイッチング素子と、各スイッチング素子のコレクターエミッタ間に共振コンデンサを接続した電力変換装置とするものである。

本発明の電力変換装置は、フルブリッジの各アームが位相差１８０度で動作する時には、分圧コンデンサの中間接続端子と、高周波トランスの１次側に配置した中間端子との電位差が概ねゼロとなり、共振リアクトルに無効電流が流れることはないため、共振リアクトルが有する抵抗による損失発生を抑制しつつゼロ電圧スイッチングを実現し、各アームが位相差１８０度以下で動作するときは共振リアクトルに電流を流して、共振コンデンサに残留する電荷を引き抜くことで、アームの動作に関わらずゼロ電圧スイッチングを維持する電力変換装置とすることができる。

第１の発明は、直流電圧を分割する２個以上の分圧コンデンサと、１次側に中間端子を有する高周波トランスと、２個のスイッチング素子を直列接続したアームが２個からなるフルブリッジ構成の第１インバータと、各スイッチング素子のコレクタ−エミッタ間にそれぞれ接続した第１から第４の共振コンデンサと、高周波トランス２次側の整流手段と、
出力電流を制御する第２インバータと、第１インバータの入力電圧検知手段と、第２インバータの出力電流検知手段と、第１インバータの各スイッチング素子のスイッチング周波数を可変することで電力変換を行う周波数制御手段と、第１インバータのフルブリッジ構成の各アームの位相差を可変することで電力変換を行う位相制御手段と、を備え、分圧コンデンサによる中間電圧と、高周波トランスの中間端子とを共振リアクトルで接続し、第１インバータの入力電圧と第２インバータの出力電流との組合せに応じて、周波数制御手段と位相制御手段とを切り換えて電力変換する電力変換装置である。これにより、入力電圧が高いときや出力電力が小さいときなど、各スイッチング素子のコレクタ−エミッタ間（あるいはドレイン−ソース間）がゼロ電圧に到達しないときに、周波数制御から位相制御に切り替えて電力変換を行い、共振リアクトルに電流が流れることで、第１から第４の共振コンデンサに残留する電荷を引き抜き、各アームの動作に関わらずゼロ電圧スイッチングを維持し、装置の高効率化やノイズの低減化を実現することができる。

第２の発明は、直流電圧を分割する２個以上の分圧コンデンサと、１次側に中間端子を有する高周波トランスと、２個のスイッチング素子を直列接続したアームが２個からなるフルブリッジ構成の第１インバータと、各スイッチング素子のコレクタ−エミッタ間にそれぞれ接続した第１から第４の共振コンデンサと、高周波トランス２次側の整流手段と、出力電流を制御する第２インバータと、第１インバータの入力電力検知手段と、第２インバータの出力電力検知手段と、入力電力値と出力電力値とから電力変換効率を演算する電力変換効率演算手段と、第１インバータの各スイッチング素子のスイッチング周波数を可変することで電力変換を行う周波数制御手段と、第１インバータのフルブリッジ構成の各アームの位相差を可変することで電力変換を行う位相制御手段と、を備え、分圧コンデンサによる中間電圧と、高周波トランスの中間端子とを共振リアクトルで接続した電力変換装置である。これにより、電力変換効率が極大となるよう、周波数制御と位相制御を併用して電力変換することで、第１インバータの各スイッチング素子や共振リアクトル等の、トータルの損失が極小となる装置を実現することができる。

第３の発明は、直流電圧を分割する２個以上の分圧コンデンサと、１次側に中間端子を有する高周波トランスと、２個のスイッチング素子を直列接続したアームが２個からなるフルブリッジ構成の第１インバータと、各スイッチング素子のコレクタ−エミッタ間にそれぞれ接続した第１から第４の共振コンデンサと、高周波トランス２次側の整流手段と、出力電流を制御する第２インバータと、第１インバータの入力電圧検知手段と、第２インバータの出力電流検知手段と、第１インバータの各スイッチング素子のスイッチング周波数を可変することで電力変換を行う周波数制御手段と、第１インバータのフルブリッジ構成の各スイッチング素子の導通時間を可変することで電力変換を行う導通時間制御手段とを備え、分圧コンデンサによる中間電圧と、高周波トランスの中間端子とを共振リアクトルで接続し、第１インバータの入力電圧と第２インバータの出力電流との組合せに応じて、周波数制御手段と導通時間制御手段とを切り換えて電力変換する電力変換装置である。これにより、入力電圧が高いときや出力電力が小さいときなど、各スイッチング素子のコレクタ−エミッタ間（あるいはドレイン−ソース間）がゼロ電圧に到達しないときに、各スイッチング素子のコレクタ−エミッタ間（あるいはドレイン−ソース間）電圧が極小となるときに、ターンオンするよう各アーム間のデッドタイム（各スイッチング素子の非導通時間）を制御することで、ゼロ電圧スイッチングを維持し、装置の高効率化やノイズの低減化を実現することができる。

第４の発明は、第１又は２の発明において、第１インバータのフルブリッジ構成の各アームの位相差を可変することで電力変換を行う位相制御手段と、共振リアクトルと直列に接続される回路開閉手段とを備え、第１インバータの入力電圧と第２インバータの出力電流との組合せに応じて、回路開閉手段を制御し、共振リアクトルを接続状態または未接続状態に切り替える電力変換装置である。これにより、本来であれば共振リアクトルに電流
が流れない制御状態において、分圧コンデンサの静電容量バラツキや、高周波トランスの一次側における外側端子から中間端子までの各インダクタンスバラツキ等から、共振リアクトルに電流が流れてしまうことを確実に防ぎ、不要な損失を減らし、装置の高効率化やノイズの低減化を実現することができる。

第５の発明は、第１〜４のいずれか１つの発明の電力変換装置で直流電力を商用周波数の交流電力に変換するようにした燃料電池である。

第６の発明は、第１〜４のいずれか１つの発明の電力変換装置で直流電力を商用周波数の交流電力に変換するようにした太陽電池である。

第７の発明は、第１〜４のいずれか１つの発明の電力変換装置で直流電力を商用周波数の交流電力に変換するようにした風力発電装置である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、本実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１において、直列接続されたスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２、スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４とが第１インバータ１１を構成し、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のコレクタ−エミッタ（またはドレイン−ソース）間にはゼロ電圧スイッチング用の共振コンデンサ１２ａ〜ｄが接続されている。

第１インバータ１１の出力は高周波トランス１３の１次側に接続され、２次側には整流手段１４と、第２インバータ１５が接続され、系統１６に連系している。直流電源１７は２個の分圧コンデンサ１８で電圧が分割され、中間の電圧端子は高周波トランス１３の１次側にある中間端子との間に共振リアクトル１９を介して接続されている。

以上のように構成された電力変換装置について、図２を参照して以下にその動作、作用を説明する。

スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ４、スイッチング素子Ｑ２とスイッチング素子Ｑ３とがそれぞれ１８０度の位相を有して高周波スイッチングすることで、高周波トランスの１次側に高周波電力を発生する。

ここで、導通していたスイッチング素子がターンオフする際に共振コンデンサが充電され、非道通であったスイッチング素子に並列の共振コンデンサが放電されて逆導通ダイオードが導通しているタイミングでターンオンすることで、各素子のゼロ電圧スイッチングを実現している。

この時、高周波トランスの１次側には第１インバータの直流入力電圧がスイッチング周期で極性を換えて印加されるが、中間端子には常時直流電圧の１／２の電圧が印加されている。ここで、分圧コンデンサで得られる中間電圧は直流入力電圧の１／２であるため、共振リアクトルの両端に印加される電圧はゼロであるため、共振リアクトルには電流は流れない。

以上のように、本実施例の形態において、スイッチング素子のスイッチング周波数を可変することで電力変換を行う周波数制御を用いる領域において、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ４、スイッチング素子Ｑ２とスイッチング素子Ｑ３とがそれぞれ１８０度の位相を有して高周波スイッチングするかぎり、分圧コンデンサ１８と共振リアクト
ル１９とには電流が流れないため、分圧コンデンサ１８と共振リアクトル１９とを設けても、損失が増えることなく電力変換することができる。

（実施の形態２）
図３は本発明の第２の実施の形態を示す。

図３において、基本的なスイッチング動作は第１の実施の形態と同じく、第１のインバータ１１のフルブリッジを構成するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を駆動するスイッチング周波数を可変し電力変換を行うが、出力電力を絞るときゼロ電圧スイッチングを行わない領域が発生し、スイッチング損失が増えることで装置の効率の低下を招く。

このため、図３に示す通り、入力電圧検知手段２０と出力電流検知手段２１とから、図４に示す動作状態図のどの状態で電力変換が行われているか制御方式判定手段２２によって判定し、周波数制御手段２３あるいは位相制御手段２４のいずれかを動作させ、インバータ駆動手段２５を介してゼロ電圧スイッチングを維持しながら電力変換を行う。

図４に示した右下半分の斜線部の領域では、周波数制御のみによってゼロ電圧スイッチングを維持しながら電力変換が可能である。動作状態１を示す各部の動作波形が図５である。入力電圧が４０Ｖのとき、スイッチング周波数が６０ｋＨｚにてゼロ電圧スイッチングを維持しながら、１０００Ｗの電力変換を行っている。

このままスイッチング周波数を１６０ｋＨｚまで可変させて３００Ｗまで絞ったとき動作状態２を示す各部動作波形が図６である。このとき入力電圧が５０Ｖまで上昇しており、スイッチング周波数制御のみでは、ゼロ電圧スイッチングが維持できないことを示している。

この動作状態において、図７に示すように第１インバータのフルブリッジ構成の各アームの位相差を可変する、つまり、各アームのハイサイド側のスイッチングＱ１とスイッチングＱ３が同時にターンオン、またローサイド側のスイッチングＱ２とスイッチングＱ４が同時にターンオンする時間を制御する位相制御を行うことで、ゼロ電圧スイッチングを実現している。

以上のように、本実施の形態において、第１インバータの入力電圧と第２のインバータの出力電流を検知して、各動作状態に応じて周波数制御と位相制御を切り替えることにより、ゼロ電圧スイッチングを維持しながら、 高出力・低入力電圧時は周波数制御を行い、低出力・高入力電圧時は位相制御を行うことで、不要な損失を減らし、装置の高効率化やノイズの低減化を実現し、第２インバータより正弦波を生成することができる。

（実施の形態３）
図８において、基本的なスイッチング動作は第１および第２の実施の形態と同じく、第１のインバータ１１のフルブリッジを構成するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を駆動するスイッチング周波数を可変し電力変換を行い、低出力・高入力電圧時は位相制御を行う。すなわち、入力電圧検知手段３０と出力電流検知手段３１とから電力変換が行われているか電力変換効率演算３２によって判定し、周波数制御手段３３あるいは位相制御手段３４のいずれかを動作させ、インバータ駆動手段３５を介してゼロ電圧スイッチングを維持しながら電力変換を行う。

ただし、図９の動作状態図に示すように、位相制御のみによりスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ４が同時にターンオンする時間、また、スイッチング素子Ｑ２とスイッチング素子Ｑ３が同時にターンオンする時間を短くすることで出力電力を絞ると、スイ
ッチング素子のドレイン電流ピークが上昇し、スイッチング素子のオン損失が増加してしまう。同時に、共振リアクトルに流れる電流も増加することにより共振リアクトルでの損失も増加してしまう。

このときの各部動作波形図を図１０に示す。また一方で、周波数制御のみによりスイッチング周波数を高くすることで出力電力を絞るとスイッチング損失が増加してしまう。このときの各部動作波形図を図１１に示す。従って、図１２に示すように、最も合計損失が極小となる動作状態５４は、位相制御のみで電力変換を行っている動作状態４０でもなく、周波数制御のみで電力変換を行っている動作状態４１でもなく、位相制御と周波数制御を併用して電力変換を行うことが良いことがわかる。なお、５０はオン損失、５１は共振リアクトル損失、５２はスイッチング損失、５３は合計損失である。

以上のように、本実施の形態において、第１インバータの入力電力と第２のインバータの出力電力を検知して、各動作状態に応じて周波数制御と位相制御を併用することにより、スイッチング素子のオン損失、共振リアクトル電流による損失、およびスイッチング素子のスイチイング損失の合計損失が極小となるよう、高出力・低入力電圧時は周波数制御を行い、低出力・高入力電圧時は位相制御を行うことで、不要な損失を減らし、装置の高効率化やノイズの低減化を実現し、第２インバータより正弦波を生成することができる。

（実施の形態４）
図１３において、基本的なスイッチング動作は第２の実施の形態と同じく、高出力・低入力電圧時は、第１のインバータ１１のフルブリッジを構成するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を駆動するスイッチング周波数を可変し電力変換を行う。６４は通電時間制御手段を示す。

図１４の動作状態図は、先の第２の実施の形態における図４の動作状態図と同等であるが、図１４の斜線部を施していない領域である左上半部の低出力・高入力電圧時での電力変換において、スイッチング素子の導通時間を制御することでゼロ電圧スイッチングの実現を図るものである。このときの各部の動作波形を図１５に示す。

図１５（ａ）は入力電圧５０Ｖのときスイッチング周波数を１６０ｋＨｚまで上昇させることで出力電力を３００Ｗまで絞っているが、ゼロ電圧スイッチングが実現できていない。

このとき、図１５（ｂ）に示すように、ターンオンのタイミングをＤｔだけ遅れるよう制御することでゼロ電圧スイッチングを実現することができる。

以上のように、本実施の形態において、第１インバータの入力電圧と第２のインバータの出力電流を検知して、各動作状態に応じて周波数制御と導通時間制御を切り替えることにより、ゼロ電圧スイッチングを維持しながら、 高出力・低入力電圧時は周波数制御を行い、低出力・高入力電圧時は導通時間制御を行うことで、不要な損失を減らし、装置の高効率化やノイズの低減化を実現し、第２インバータより正弦波を生成することができる。

（実施の形態５）
図１６において、基本的なスイッチング動作は第１の実施の形態と同じく、高出力・低入力電圧時は、第１のインバータ１４のフルブリッジを構成するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を駆動するスイッチング周波数を可変し電力変換を行い、低出力・高入力電圧時は位相制御を行う。

周波数制御の動作状態では、本来であれば共振リアクトルに電流が流れないが、分圧コンデンサの静電容量バラツキや、高周波トランスの一次側における外側端子から中間端子までの各インダクタンスバラツキ等から、共振リアクトルに電流が流れて、損失を無駄に増やしてしまう可能性がある。従って、回路開閉手段８０を設け、共振リアクトルを接続状態または未接続状態に切り替えることで、共振リアクトルでの不要な損失を減らすことができる。

以上のように、本実施の形態において、回路開閉手段を共振リアクトルに直列に設けることで、周波数制御を行う動作状態において共振リアクトルでの不要な損失を減らし、装置の高効率化やノイズの低減化を実現し、第２インバータより正弦波を生成することができる。

そして、前記した電力変換装置は、直流電力を商用周波数の交流電力に変換するように燃料電池、太陽電池、或いは、風力発電装置などに応用することができるものである。

以上のように、本発明にかかる電力変換装置は、第１インバータへの入力電圧に応じて、スイッチング周波数を可変することで電力変換を行う周波数制御と、フルブリッジ構成の各アームの位相差を可変することで電力変換を行う位相制御とを切り換えて電力変換する構成としたことで、インバータ入力電圧が高い場合、あるいは出力電力を絞った場合においても、ゼロ電圧スイッチングを維持しながら損失の少ない電力変換を行い、簡素な構成による低歪みの電流出力を実現することができる。また、系統の一周期内で各インバータを独立で位相変化させることで、低歪みの電力出力を実現することができることから、太陽電池や燃料電池及び風力発電等の用途にも適用できる。

本発明の実施の形態１による電力変換装置の接続図 本発明の実施の形態１による電力変換装置の各部動作を示す波形図 本発明の実施の形態２による電力変換装置の接続図 本発明の実施の形態２による電力変換装置の動作状態図 本発明の実施の形態２による電力変換装置の各部動作を示す波形図 本発明の実施の形態２による電力変換装置の各部動作を示す波形図 本発明の実施の形態２による電力変換装置の各部動作を示す波形図 本発明の実施の形態３による電力変換装置の接続図 本発明の実施の形態３による電力変換装置の動作状態図 本発明の実施の形態３による電力変換装置の各部動作を示す波形図 本発明の実施の形態３による電力変換装置の各部動作を示す波形図 本発明の実施の形態３による電力変換装置の動作状態図 本発明の実施の形態４による電力変換装置の接続図 本発明の実施の形態４による電力変換装置の動作状態図 本発明の実施の形態４による電力変換装置の各部動作を示す波形図 本発明の実施の形態５による電力変換装置の接続図 従来の電力変換装置の接続図 従来の電力変換装置の各部動作を示す波形図

１ 直流電源
２ 第１インバータ
３ 高周波トランス
４ 整流手段
５ 第２インバータ
６ 系統
７ 共振コンデンサ
８ スイッチング素子
１１ 分圧コンデンサ
１２ 共振リアクトル
１３ 高周波トランス
１４ 第１インバータ
１５（ａ）〜（ｄ）共振コンデンサ
１６ 整流手段
１７ 第２インバータ
１８ 系統
２０ 入力電圧検知手段
２１ 出力電流検知手段
２２ 制御方式判定手段
２３ 周波数制御手段
２４ 位相制御手段
２５ インバータ駆動手段
２７ ゼロ電圧スイッチング限界スイッチング周波数
３０ 入力電力検知手段
３１ 出力電力検知手段
３２ 電力変換効率演算手段
３３ 周波数制御手段
３４ 位相制御手段
３５ インバータ駆動手段
８０ 回路開閉手段

Claims (7)

1. 直流電圧を分割する２個以上の分圧コンデンサと、１次側に中間端子を有する高周波トランスと、２個のスイッチング素子を直列接続したアームが２個からなるフルブリッジ構成の第１インバータと、各スイッチング素子のコレクタ−エミッタ間にそれぞれ接続した第１から第４の共振コンデンサと、高周波トランス２次側の整流手段と、出力電流を制御する第２インバータと、前記第１インバータの入力電圧検知手段と、前記第２インバータの出力電流検知手段と、前記第１インバータの各スイッチング素子のスイッチング周波数を可変することで電力変換を行う周波数制御手段と、前記第１インバータのフルブリッジ構成の各アームの位相差を可変することで電力変換を行う位相制御手段と、を備え、
   分圧コンデンサによる中間電圧と、高周波トランスの中間端子とを共振リアクトルで接続し、
   前記第１インバータの入力電圧と前記第２インバータの出力電流との組合せに応じて、前記周波数制御手段と前記位相制御手段とを切り換えて電力変換する構成とした電力変換装置。
2. 直流電圧を分割する２個以上の分圧コンデンサと、１次側に中間端子を有する高周波トランスと、２個のスイッチング素子を直列接続したアームが２個からなるフルブリッジ構成の第１インバータと、各スイッチング素子のコレクタ−エミッタ間にそれぞれ接続した第１から第４の共振コンデンサと、高周波トランス２次側の整流手段と、出力電流を制御する第２インバータと、前記第１インバータの入力電力検知手段と、前記第２インバータの出力電力検知手段と、入力電力値と出力電力値とから電力変換効率を演算する電力変換効率演算手段と、前記第１インバータの各スイッチング素子のスイッチング周波数を可変することで電力変換を行う周波数制御手段と、前記第１インバータのフルブリッジ構成の各アームの位相差を可変することで電力変換を行う位相制御手段と、を備え、
   分圧コンデンサによる中間電圧と、高周波トランスの中間端子とを共振リアクトルで接続し、
   電力変換効率が極大となるよう、前記周波数制御手段と前記位相制御手段を併用して電力変換する構成とした電力変換装置。
3. 直流電圧を分割する２個以上の分圧コンデンサと、１次側に中間端子を有する高周波トラ
   ンスと、２個のスイッチング素子を直列接続したアームが２個からなるフルブリッジ構成の第１インバータと、各スイッチング素子のコレクタ−エミッタ間にそれぞれ接続した第１から第４の共振コンデンサと、高周波トランス２次側の整流手段と、出力電流を制御する第２インバータと、前記第１インバータの入力電圧検知手段と、前記第２インバータの出力電流検知手段と、前記第１インバータの各スイッチング素子のスイッチング周波数を可変することで電力変換を行う周波数制御手段と、前記第１インバータのフルブリッジ構成の各スイッチング素子の導通時間を可変することで電力変換を行う導通時間制御手段とを備え、
   分圧コンデンサによる中間電圧と、高周波トランスの中間端子とを共振リアクトルで接続し、
   前記第１インバータの入力電圧と前記第２インバータの出力電流との組合せに応じて、周波数制御手段と導通時間制御手段とを切り換えて電力変換する構成とした電力変換装置。
4. 前記第１インバータのフルブリッジ構成の各アームの位相差を可変することで電力変換を行う位相制御手段と、共振リアクトルと直列に接続される回路開閉手段とを備え、
   前記第１インバータの入力電圧と前記第２インバータの出力電流との組合せに応じて、前記回路開閉手段を制御することで、前記共振リアクトルを接続状態または未接続状態に切り替える構成とした請求項１又は２に記載の電力変換装置。
5. 請求項１〜４のいずれか１項記載の電力変換装置で直流電力を商用周波数の交流電力に変換するようにした燃料電池。
6. 請求項１〜４のいずれか１項記載の電力変換装置で直流電力を商用周波数の交流電力に変換するようにした太陽電池。
7. 請求項１〜４のいずれか１項記載の電力変換装置で直流電力を商用周波数の交流電力に変換するようにした風力発電装置。
   
   

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