JP2005304211A

JP2005304211A - 電力変換装置

Info

Publication number: JP2005304211A
Application number: JP2004118590A
Authority: JP
Inventors: Shinichiro Sumiyoshi; 眞一郎住吉
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2004-04-14
Filing date: 2004-04-14
Publication date: 2005-10-27

Abstract

【課題】系統電圧のゼロ近傍では２次インバータの高周波ＰＷＭ動作させる際、２次インバータの損失を低減するために動作周波数を低くすることと、フィルタの小形化が同時に実現できる電力変換装置を提供する。
【解決手段】正弦波を生成する第１インバータ１２の出力範囲外において、２個のスイッチング素子を直列接続してなるアーム２組の各接続点が単相系統１６の両極と接続された第２インバータ１５を、系統１６の一周期内で各アームのスイッチング周期に位相差を設けて動作させるものである。
【選択図】図１

Description

本発明は、太陽電池または燃料電池などの直流電力を商用周波数の交流電力に変換して系統に電力を注入する電力変換装置に関するものである。

従来、この種の電力変換装置としては、例えば高周波トランスの１次側に共振コンデンサとスイッチング素子を配置し、スイッチング素子の電圧波形を共振させてゼロ電圧スイッチング動作を行うと共に、１次インバータが商用２倍周期で正弦波変調を行い、さらに高周波トランスの２次側ではダイオードとコンデンサで高周波成分を整流し、高周波トランスの２次側に配置した２次インバータで極性切換を行うことにより、概ね力率１の正弦波電流を生成している高効率な電力変換装置があった（例えば特許文献１参照）。

図１１は、従来使用している電力変換装置の構成を示す接続図であり、図１２は動作を説明する波形図である。１次インバータ２が直流電源１の電力を高周波電力に変換する。これは、１次インバータ２のスイッチング素子８がオンオフを繰り返すことにより実現されるものである。通常、スイッチング素子８がターンオフする際、コレクタ−エミッタ間に流れる電流が遮断されるため、高周波トランス３に蓄積された励磁エネルギーを共振コンデンサ７との間で充放電することで、スイッチング素子８のコレクタ−エミッタ電圧は図１２に示すように共振波形となる。つぎに、コレクタ−エミッタ電圧がゼロとなりスイッチング素子８に逆並列で接続されたダイオードに電流が流れている期間にスイッチング素子８をターンオンすることで、ゼロ電圧スイッチングを実現している。１次インバータは力率１で出力電流を系統に注入するために、系統電圧のピーク付近ではスイッチング素子８の導通時間を大きく、ゼロ近傍では導通時間を小さくする連続的なパルス幅の変調を行う。特に系統電圧の絶対値が小さく１次インバータ２を構成するスイッチング素子８の導通時間を絞る時は、高周波トランス３の励磁エネルギーが小さいことからスイッチング素子８のコレクタ−エミッタ電圧の振幅も小さくなり、ゼロ電圧に到達しないため逆並列ダイオードが導通せずスイッチング素子８のゼロ電圧スイッチング動作が維持できなくなる。その場合、残留するコレクタ−エミッタ電圧を短絡する動作が必要となり、スイッチング損失が大幅に増加する。そこでスイッチング素子８の導通時間に下限を設けて、高周波トランス３の２次側に配置した２次インバータ５を高周波ＰＷＭ動作させることにより、電力変換装置は正弦波出力電流を生成している。
特開２０００−３２７５１号公報

しかしながら前記従来の構成では、系統電圧の振幅が大きい間は１次インバータが正弦波出力電流を生成することが可能であるが、系統電圧のゼロ近傍では２次インバータの高周波ＰＷＭ動作するため、損失の増加と共に２次インバータ出力に装置の大型化を招くフィルタが必要であった。

本発明は、上記従来の課題を解決するもので、２次インバータの損失を低減するために動作周波数を低くすることと、フィルタの小形化が同時に実現できる電力変換装置を提供することを目的とする。

前記目的を達成するために、本発明の電力変換装置は、２個のスイッチング素子を直列接続してなるアーム２組の各接続点が単相系統の両極と接続されたインバータを、系統の一周期内で各アームのスイッチング周期に位相差を設けて動作させるものである。

本発明の電力変換装置は、４個のスイッチング素子からなるフルブリッジ構成のインバータを系統の一周期内で各アームのスイッチング周期に位相差を設けて動作させることで、出力電力の周波数がスイッチング素子の動作周波数の２倍になるため、スイッチング素子の損失を増加させることなく、フィルタ定数の低減による小形化が可能な電力変換装置とすることができる。

第１の発明は、高周波トランスと、高周波トランスで絶縁された１次側に直流電源と、直流電力を高周波電力に変換する第１スイッチング素子を含む第１インバータと、高周波トランスの２次側に整流手段と、２個のスイッチング素子を直列接続してなるアーム２組の各接続点が単相系統の両極と接続された第２インバータとで構成された電力変換回路において、系統の一周期内で各アームのスイッチング周期に位相差を設けることで、インバータ出力がスイッチング動作の２倍周波数になることから、第２インバータと系統との間に接続されたフィルタ構成を簡素化することができる。

第２の発明は、特に、第１の発明において、フィルタコンデンサ電圧と系統電圧の絶対値との差が一定以上になったことを検知して、第２インバータの各アームがスイッチング周期に位相差を設けて動作することにより、第１インバータと第２インバータとが出力電流波形成形を分担して出力電流波形を歪みの少ない正弦波とすることができる。

第３の発明は、第１、２のいずれか１つの発明において、第２インバータの各アームが位相差を設けてスイッチング動作する期間を含む前後の位相間で、第１インバータがオン時間一定で動作することで、第１インバータと第２インバータとが相互干渉することのない安定な波形成形が可能となる。

第４の発明は、第１〜３のいずれか１つの発明において、第２インバータの出力電流を検知するリアクトル電流検知手段を有し、出力電流が制御回路内部の正弦波状の基準波と一致するように第２インバータを制御して、特に系統電圧の谷間で出力電流波形を高品質の正弦波とすることができる。

第５の発明は、第１〜４のいずれか１つの発明において、系統電圧の振幅に応じて、正弦波状の基準波位相を可変することで、系統と並列に配置したノイズ除去用コンデンサの無効電流を補償して、力率１運転を可能にするものである。

第６の発明は、第１〜５のいずれか１つの発明において、第２インバータの各アームがスイッチング周期に位相差を設けて動作を開始するときのフィルタコンデンサ検知電圧を保持して、フィルタコンデンサ電圧一定となるように制御することで、第２インバータの制御安定性を確保することができる。

第７の発明は、第１〜６のいずれか１つの発明において、進み位相発生手段は、第２インバータの各アームがスイッチング周期に位相差を設けて動作を開始する位相に対して、第１インバータがフィルタコンデンサ電圧一定制御を開始する位相を進めることで、第２インバータ入力に配置したフィルタコンデンサに流れる無効電流を補償して、系統電圧の全期間での低歪み出力電流を実現することができる。

第８の発明は、第１〜７のいずれか１つの発明において、系統電圧の振幅に応じて第１インバータがフィルタコンデンサ電圧一定制御を開始する位相を可変することで、系統電圧変化に対しても低歪み出力電流を維持することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、本実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
本実施の形態は請求項１に係わる。図１は、本発明の第１の実施の形態における電力変換装置の接続図を示すものである。

図１において、直流電源１１で発電した直流電力は、高周波トランス１３と、スイッチング素子１８と共振コンデンサ１７を含む第１インバータ１２とで、高周波電力に変換されて２次側へ電力伝達される。高周波トランス１３の２次側には限流手段１９とダイオード２０とフィルタコンデンサ２１とで構成された整流手段１４が配置され、その正弦波状の全波整流形の出力と系統１６との間には、４個のスイッチング素子とリアクトルとコンデンサからなる第２インバータ１５が接続されている。２個のスイッチング素子を直列接続した各アームに対して、第２インバータ制御手段２２は第１ドライブ手段２３と第２ドライブ２４に異なる周期で導通を指令する。

以上のように構成された電力変換装置について、図２を参照して以下にその動作、作用を説明する。

系統電圧が小さい特にゼロ電圧近傍では、第１インバータ１２はソフトスイッチングの限界から出力電力を絞りきれないため、第２インバータを高周波ＰＷＭ動作する。第２インバータ制御手段２２は、Ｑ１とＱ２からなるアームを駆動する第１ドライブ手段２３と、Ｑ３とＱ４からなるアームを駆動する第２ドライブ手段２４の出力に位相差δを設けて、これを可変することで、正弦波状の出力電流を生成する。ここで、第１ドライブ手段２３、第２ドライブ手段２４共に導通比５０％で交互にスイッチングするが、インバータ出力電圧は動作周波数の２倍の周波数を出力することで、系統１６との間に配置したリアクトルとコンデンサの定数を小さくしている。

以上のように、本実施例の形態において第２インバータの各アームに位相差を設けて交互にスイッチング動作することで、フィルタを簡素化することができる。

（実施の形態２）
本実施の形態は請求項２に係わる。図３は、本発明の第２の実施の形態における電力変換装置の接続図を示すものである。

図３において、図１の回路構成と異なるのは、フィルタコンデンサ電圧検知手段２５と系統電圧検知手段２６からの出力を位相シフト判定手段２７内で比較し、位相シフト判定手段２７が第２インバータ各アームの位相シフト動作を行うように第２スイッチング素子制御手段２２に信号を送るようにした点である。上記以外の構成要素は第１の実施の形態と同等であり、説明を省略する。

以上のように構成された電力変換装置について図４を参照して以下にその動作、作用を説明する。

第１インバータ１２のオン時間を変調することにより、第２インバータ１５を通過して系統１６に注入される電流は正弦波となる。但し、商用周期内で第１インバータ１２がソフトスイッチング可能な最小のオン時間に到達した際、フィルタコンデンサ２１の電圧は最小値となるが、系統１６の電圧はさらに小さくなり、フィルタコンデンサ２１の電圧と系統電圧との間は電位差が拡大する。ここで、フィルタコンデンサ電圧検知手段２５と系統電圧検知手段２６はそれぞれ値を検知して、位相シフト判定手段２７内で比較される。その差が一定以上になった際、第２スイッチング素子制御手段２２が第１ドライブ手段２３と第２ドライブ手段２４に位相差を設けてスイッチングすることで、出力電流を商用周期の全期間において正弦波化する。

以上のように、本実施の形態において第２インバータ入力電圧であるフィルタコンデンサ電圧が系統電圧の絶対値に比較して一定の差が発生したとき、第２インバータを構成する各アームの位相をシフトする制御を行うことで、第１インバータと第２インバータとが出力電流波形成形を分担して出力電流波形を歪みの少ない正弦波とすることができる。

（実施の形態３）
本実施の形態は請求項３に係わる。図５は、本発明の第３の実施の形態における電力変換装置の接続図を示すものである。

図５において、図３の回路構成と異なるのは、フィルタコンデンサ検知手段２５の出力に下限電圧設定手段２８を配置して、位相シフト判定手段２７へ入力する構成とした点である。上記以外の構成要素は第２の実施の形態と同等であり、説明を省略する。

以上のように構成された電力変換装置について、図６を参照して以下にその動作、作用を説明する。

フィルタコンデンサ電圧検知手段２５が検知した値に下限電圧設定を加算して、特に系統電圧の谷間において系統１６との電位差を増加させることで、位相シフト判定手段２７によって決定される第２インバータ１５の高周波動作範囲を拡大する。これにより第１インバータ１２が出力電流波形成形のために変調する期間と、第２インバータ１５が各アームの位相差を変化させて出力電流を生成する変調期間とが、一部重なることで各インバータが波形制御を切換する間に出力電流が歪むことのない装置としている。

以上のように、本実施の形態においては第２インバータの各アームが位相差を設けてスイッチング動作する通常の期間を含む前後の位相間で、第１インバータと第２インバータとが相互干渉することのない安定な波形成形が可能となる。

（実施の形態４）
本実施の形態は請求項４、５に係わる。図７は、本発明の第４の実施の形態における電力変換装置の接続図を示すものである。

図７において図５の回路構成と異なるのは、第２インバータ１５内にリアクトル電流検知手段２９を配置し、この出力と基準波形生成手段３０の出力とが誤差検知手段３１に入力されると共に、誤差検知手段３１の内部で判定した結果が位相シフト判定手段２２に入力されるようにした点である。上記以外の構成要素は第３の実施の形態と同等であり、説明を省略する。

以上のように構成された電力変換装置について、図７を参照して以下にその動作、作用を説明する。

商用周期内において、系統電圧のゼロ近傍で比較的振幅が小さい期間は、第２インバータを構成する４個のスイッチング素子が、各アーム間の位相シフト量を変化させて出力電流を生成する。この時に出力電流を歪みの少ない正弦波に制御するために、リアクトル電流を検知して、制御回路内部の正弦波状の基準波形と比較することで、誤差がゼロになるように、位相シフト量にフィードバックをかける。系統電圧に同期した基準波形は、ゼロ電圧に対して進み位相とすることで、系統１６と並列に配置されたコンデンサの無効電流を補償している。さらに出力電流の大きさに対して、進み量を可変することで力率１運転を維持している。

以上のように、本実施の形態においては第２インバータの出力電流を検知するリアクトル電流検知手段を有し、出力電流が制御回路内部の正弦波状の基準波と一致するように第２インバータを制御して、特に系統電圧の谷間で出力電流波形を高品質の正弦波とすることができる。

（実施の形態５）
本実施の形態は請求項６に係わる。図８は、本発明の第５の実施の形態における電力変換装置の接続図を示すものである。

図８において図５の回路構成と異なるのは、フィルタコンデンサ電圧保持手段３２と、第１インバータ制御手段３３と、第１スイッチング素子ドライブ手段３４を追加する構成とした点である。上記以外の構成要素は第４の実施例と同等であり、説明を省略する。

以上のように構成された電力変換装置について、以下にその動作、作用を説明する。

第２インバータ１５の各アームがスイッチング周期に位相差を設けて動作を開始する時のタイミングは、フィルタコンデンサ検知手段２５によって決定され、さらに位相シフト判定手段２７によって第１インバータ制御手段に送信される。フィルタコンデンサ電圧保持手段３２によってこの開始タイミング時点でのフィルタコンデンサ電圧が目標電圧となり、第１インバータ制御手段は第１スイッチング素子ドライブ手段３４を駆動してフィルタコンデンサ電圧を一定に維持する。

以上のように、本実施の形態においては第２インバータの各アームがスイッチング周期に位相差を設けて動作を開始するときのフィルタコンデンサ検知電圧を保持して、フィルタコンデンサ電圧一定となるように制御することで、第２インバータの制御安定性を確保することができる。

（実施の形態６）
本実施の形態は請求項７、８に係わる。図９は、本発明の第６の実施の形態における電力変換装置の接続図を示すものである。

図９において図８の回路構成と異なるのは、位相シフト判定手段２７の出力に進み位相発生手段３５を配置して、その出力を第１インバータ制御手段に接続した点である。上記以外の構成要素は第５の実施例と同等であり、説明を省略する。

以上のように構成された電力変換装置について、図１０の波形図を参照して以下にその動作、作用を説明する。

第２インバータ１５の各アームがスイッチング周期に位相差を設けて動作を開始するタイミングは、フィルタコンデンサ検知手段２５と位相シフト判定手段２７によって決定されるが、その出力は進み位相発生手段３５で１周期遅れてのタイミングとして第１インバータ制御手段に与えられる。第１インバータ１２は直前に保持したフィルタコンデンサ電圧が一定となるように、第１スイッチング素子１８のオン時間をフィードバック制御する。この時、進み位相発生手段３５による第１インバータ１２と第２インバータ１５との位相差によって、フィルタコンデンサに流れる無効電流を補償して、出力電流を低歪みの正弦波としている。また、系統電圧の大きさに応じて変化するフィルタコンデンサ２１の無効電流を補償するために、進み位相発生手段３５の位相シフト量は系統電圧の大きさに対して可変することとしている。

以上のように、本実施の形態においては進み位相発生手段が、第２インバータの各アームがスイッチング周期に位相差を設けて動作を開始する位相に対して、第１インバータがフィルタコンデンサ電圧一定制御を開始する位相を進めることで、第２インバータ入力に配置したフィルタコンデンサに流れる無効電流を補償して、系統電圧の全期間での低歪み出力電流を実現することができる。

以上のように、本発明にかかる電力変換装置は波形成形する共振形インバータの出力範囲を補完する構成として、フルブリッジ構成のインバータを系統の一周期内で各アームのスイッチング周期に位相差を設けて動作させることで、フィルタ定数の低減による小形化が可能なことから、太陽電池や燃料電池及び風力発電等の用途にも適用できる。

本発明の実施の形態１による電力変換装置の接続図本発明の実施の形態１による電力変換装置の各部動作を示す波形図本発明の実施の形態２による電力変換装置の接続図本発明の実施の形態２による電力変換装置の各部動作を示す波形図本発明の実施の形態３による電力変換装置の接続図本発明の実施の形態３による電力変換装置の各部動作を示す波形図本発明の実施の形態４による電力変換装置の接続図本発明の実施の形態５による電力変換装置の接続図本発明の実施の形態６による電力変換装置の接続図本発明の実施の形態６による電力変換装置の各部動作を示す波形図従来の電力変換装置の接続図従来の電力変換装置の各部動作を示す波形図

符号の説明

１１直流電源
１２第１インバータ
１３高周波トランス
１４整流手段
１５第２インバータ
１６系統
１７共振コンデンサ
１８第１スイッチング素子
１９限流手段
２０ダイオード
２１フィルタコンデンサ
２２第２インバータ制御手段
２３第１ドライブ手段
２４第２ドライブ手段
２５フィルタコンデンサ電圧検知手段
２６系統電圧検知手段
２７位相シフト判定手段
２８下限電圧設定手段
２９リアクトル電流検知手段
３０基準波形生成手段
３１誤差検知手段
３２フィルタコンデンサ電圧保持手段
３３第１インバータ制御手段
３４第１スイッチング素子ドライブ手段
３５進み位相発生手段

Claims

高周波トランスと、前記高周波トランスで絶縁された１次側に直流電源と、直流電力を高周波電力に変換する第１スイッチング素子を含む第１インバータと、前記高周波トランスの２次側に整流手段と、２個のスイッチング素子を直列接続してなるアーム２組の各接続点が単相系統の両極と接続された第２インバータとで構成された電力変換回路において、系統の一周期内で各アームのスイッチング周期に位相差を設けた電力変換装置。
整流手段の出力に配置したフィルタコンデンサ電圧と系統電圧の絶対値との差が一定以上になったことを検知して、第２インバータの各アームがスイッチング周期に位相差を設けて動作する請求項１記載の電力変換装置。
第２インバータの各アームが位相差を設けてスイッチング動作する期間を含む前後の位相間で、第１インバータがオン時間一定で動作する請求項１、２のいずれかに記載の電力変換装置。
第２インバータの出力電流を検知するリアクトル電流検知手段を有し、出力電流が制御回路内部の正弦波状の基準波と一致するように前記第２インバータが制御される請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
系統電圧の振幅に応じて、正弦波状の基準波位相を可変する請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
第２インバータの各アームがスイッチング周期に位相差を設けて動作を開始するときのフィルタコンデンサ検知電圧を保持して、第１インバータがフィルタコンデンサ電圧一定となるようにフィードバック動作する請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
進み位相発生手段は、第２インバータの各アームがスイッチング周期に位相差を設けて動作を開始する位相に対して、第１インバータがフィルタコンデンサ電圧一定制御を開始する位相を進める請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
系統電圧の振幅に応じて、第１インバータがフィルタコンデンサ電圧一定制御を開始する位相を可変する請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置。