JP5457204B2 - フルブリッジ複合共振型のｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Description

本発明は、燃料電池や太陽電池などの直流電源からの直流電力を所定電圧の直流電力に変換するフルブリッジ複合共振型のＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

従来から、燃料電池や太陽電池などの直流電源の直流電力をコンバータ部により昇圧した電圧の直流電力に変換した後、インバータ部により商用の交流電力に変換する電力変換装置が知られている。

この例として、直流電源からの直流電力をスイッチング素子のスイッチングにより昇圧するＤＣ−ＤＣコンバータと、この直流電力をスイッチング素子のスイッチングにより交流電力に変換するインバータと、電力変換損失を最小化するようにインバータを制御する直流電圧最適化手段とを有する系統連系インバータが挙げられる（例えば、特許文献１）。

特開２００６−１０１５８１号公報

しかし、直流電源の低コスト化のため、例えば燃料電池は、セル数を少なくできるので、より低電圧・大電流の直流電力の直流電源を使用することが要請されており、直流電源からの低電圧・大電流で入力する直流電力の場合、スイッチング素子のターンオフ、ターンオン時の電圧と電流の重なりが大きいとき、スイッチングロスが大きくなり、コンバータ部の電力変換効率の向上が困難となるという問題があった。このため、コンバータ部を電流共振および電圧共振を行うフルブリッジ複合共振型のＤＣ−ＤＣコンバータにして前記電圧と電流の重なりをなくすことによりスイッチングロスを低減させて、電力変換効率を高くすることが考えられる。

その一方、直流電源からの直流電力の入力電圧が該低電圧の範囲内で比較的高くて、かつ軽負荷時の場合に、前記フルブリッジ複合共振型のＤＣ−ＤＣコンバータの通常制御では、当該直流電力の入力電圧の変動に対して、その出力電圧の制御が困難となるという問題があった。

本発明は、直流電源が低電圧・大電流の直流電力で、その直流電源からの入力電圧が該低電圧の範囲内で比較的高く、かつ軽負荷時の場合でも、出力電圧を容易に制御でき、電力変換効率も高いフルブリッジ複合共振型のＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、本発明に係るフルブリッジ複合共振型のＤＣ−ＤＣコンバータは、一次巻線および二次巻線をもつトランスを有し電流共振および電圧共振を行うフルブリッジ複合共振回路であるコンバータ部と、制御手段とを備え、前記制御手段によるコンバータ制御により、直流電源からの低電圧・大電流で入力する直流電力を所定電圧の直流電力に変換するものであって、前記フルブリッジ複合共振回路は、フルブリッジに結合されたスイッチング素子にそれぞれ並列に電圧共振コンデンサが接続され、かつ、該回路と前記トランスの一次巻線との間に直列に電流共振コンデンサが接続されており、前記制御手段は、前記直流電源からの入力電圧が前記低電圧の範囲内で高い場合に、かつ軽負荷時に、フルブリッジから、いずれか１つのスイッチング素子の発振を停止させて他のスイッチング素子を発振させる特定変形ハーフブリッジに切り替えるブリッジ切替制御部を備えているものである。

ここで、変形ハーフブリッジとは２つのスイッチング素子と１つの直列コンデンサとからなって、一方のスイッチング素子のスイッチングで直列コンデンサを充電させた後に、他方のスイッチング素子のスイッチングでこれを放電させることにより、ハーフブリッジの動作波形を示すものをいう。特定変形ハーフブリッジとは、フルブリッジの４つのスイッチング素子のうちいずれか１つを停止させて、これを除いた他の３つのスイッチング素子と直列共振コンデンサとにより、前記変形ハーフブリッジと同様の動作を行うものをいう。

この構成によれば、直流電源が低電圧・大電流の直流電力で、その直流電源からの入力電圧が該低電圧の範囲内で高く、かつ軽負荷時の場合でも、電流共振および電圧共振を行うフルブリッジ複合共振回路を単にフルブリッジから特定変形ハーフブリッジに切り替えるだけで、出力する直流電力の電力量がフルブリッジと比べて半減等することによってその制御範囲が広くなり出力電圧を容易に制御できる。また、フルブリッジ複合共振回路の電流共振および電圧共振によりスイッチング素子のスイッチングロスを低減させるので、コンバータの電力変換効率を高くすることができる。

好ましくは、軽負荷時にフルブリッジ複合共振回路をバースト発振に移行させるので、無駄な電力を省いて軽負荷時でのスイッチング素子のスイッチングロスをさらに低減させることができるから、軽負荷時にも高い電力変換効率を実現することができる。

好ましくは、前記トランスが一次巻線および昇圧出力する二次巻線を有する昇圧トランスであって、前記昇圧トランスの二次電圧を前記所定電圧に倍圧する倍電圧回路を備えている。したがって、昇圧トランスの昇圧と倍電圧回路の倍圧との組み合わせにより、コンバータの電力変換効率をより高くすることができる。

本発明の一実施形態に係るフルブリッジ複合共振型のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。 （Ａ）はフルブリッジ複合共振回路をフルブリッジにした場合、（Ｂ）は特定変形ハーフブリッジにした場合における各スイッチング素子の発振波形を示す特性図である。 （Ａ）はフルブリッジ複合共振回路のフルブリッジにおける、（Ｂ）（Ｃ）は特定変形ハーフブリッジにおける各スイッチング素子の発振波形を示す。 フルブリッジ複合共振回路について特定変形ハーフブリッジ制御した場合とフルブリッジ制御した場合を比較した特性図である。 図１のコンバータ部のバースト発振動作を示す特性図である。 図１の電力変換装置のコンバータ部に倍電圧回路を用いた場合の電力変換効率を示す特性図である。 図１のコンバータ部の電力変換効率を示す特性図である。

図１は本発明の一実施形態であるフルブリッジ複合共振型のＤＣ−ＤＣコンバータを備えた電力変換装置の回路構成図である。この電力変換装置は、例えば燃料電池の直流電源８が低電圧・大電流である直流電力を交流電力に変換して交流電力系統１へ連系するもので、この交流電力系統１および直流電源８のほかに、前記低電圧・大電流の直流電力を昇圧した所定電圧の直流電力に変換するコンバータ部３、コンバータ３からの昇圧した直流電力を所定の交流電力に変換するインバータ部２、および装置全体を制御する制御手段１０を備えている。前記インバータ部２は例えば４つのトランジスタのようなスイッチング素子およびダイオードのフルブリッジの構成（図示せず）を有する。

前記コンバータ部３は、一次巻線Ｎｐおよび昇圧出力する二次巻線Ｎｓをもつ昇圧トランス６を有し、電流共振および電圧共振を行うフルブリッジ複合共振回路５と、前記昇圧トランス６の二次電圧を前記所定電圧に倍圧する倍電圧回路７とを備えたフルブリッジ複合共振型のＤＣ−ＤＣコンバータからなる。つまり、コンバータ部３は、昇圧トランス６の一次側にフルブリッジ複合共振回路５を、二次側に倍電圧回路７を配置した構成を有している。

前記フルブリッジ複合共振回路５は、４つのスイッチング部にそれぞれスイッチング素子Ｑ（Ｑ１〜Ｑ４）を有し、直流電源１の両端に並列に接続された電解コンデンサのような平滑コンデンサＣｓを介して、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３の直列回路と、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４の直列回路とが並列に接続されており、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３の接続点と、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４の接続点とが昇圧トランス６の一次巻線Ｎｐに接続されて、フルブリッジが構成されている。そして、フルブリッジに結合された４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にそれぞれ並列に電圧共振コンデンサＣｖ１〜Ｃｖ４が接続され、かつ、該回路５と昇圧トランス６の一次巻線Ｎｐとの間に直列に電流共振コンデンサＣｉが接続されている。スイッチング素子Ｑには例えばＭＯＳ−ＦＥＴが使用されているが、ＮＰＮ型トランジスタなどでもよい。

フルブリッジ複合共振回路５の電流共振は、スイッチング素子Ｑがオンのとき、電流共振コンデンサＣｉと、昇圧トランス６の漏れインダクタンスＬｌと、後述する倍電圧用コンデンサＣｄとによる所定の共振周波数ｆｏにより行われる。この共振周波数ｆｏは、漏れインダクタンス値Ｌｌ、一次、二次自己インダクタンス値Ｌｐ、Ｌｓ、電流共振コンデンサのキャパシタンス値Ｃｉ、倍電圧用コンデンサのキャパシタンス値Ｃｄとしたとき、次式で表される。
ｆｏ＝（１／２π）√（（１／ＣｉＬｌ）＋（１／ＣｄＬｌ）（Ｌｐ／Ｌｓ））
前記倍電圧用コンデンサＣｄは、その設定容量を変えることにより、この共振周波数の調整用として使用することができ、電流共振の共振周波数を最適に調整することができる。

なお、本回路５は、後述する一次巻線Ｎｐと二次巻線Ｎｓの巻数比の調整によりフライバック的な動作を行うとき、前記電流共振は昇圧トランス６の自己インダクタンス（漏れインダクタンスおよび励磁インダクタンス）と電流共振コンデンサＣｉとで行われる。

フルブリッジ複合共振回路５の電圧共振は、スインチング素子Ｑがオンからオフ、オフからオンに切替時に、電圧共振コンデンサＣｖと昇圧トランスの自己インダクタンス（漏れインダクタンスおよび励磁インダクタンス）、電流共振コンデンサＣｉとによる所定の共振周波数で行われる。さらに、昇圧トランス６のギャップを所定の長さに設定し、そのインダクタンスを変化させることにより、共振周波数を調整することができる。

このフルブリッジ複合共振回路５は、直流電源８が低電圧・大電流の直流電力であっても、電流共振および電圧共振により、スイッチング素子Ｑのターンオフ、ターンオン時に電圧と電流の重なりをなくすことができ、オフ時に若干のスイッチング損失があるものの、回路全体でスイッチング損失が低減されて、コンバータ部３の電力変換効率を向上させることができる。この例では、電圧共振よりも電流共振の方がスイッチングロスの低減効果がより大きい。

前記制御手段１０は、コンバータ部３を制御して、低電圧・大電流の直流電源８の直流電力を昇圧した所定電圧の直流電力に変換した後、インバータ部２を制御して、昇圧した直流電力を所定の交流電力に変換する。制御手段１０は、インバータ部２の交流出力の検出に基づき、その値が所定の電圧値となるように、フルブリッジ複合共振回路５のスイッチング素子Ｑおよびインバータ部２のスイッチング素子をスイッチング制御する。図２（Ａ）はフルブリッジ複合共振回路５におけるフルブリッジの各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をたすき掛けに動作させた発振波形を示す。中程度の負荷から定格負荷の範囲、および直流電源８からの入力電圧が低電圧の範囲内で比較的低い場合にはこのフルブリッジで発振させる。

制御手段１０は、直流電源８からの入力電圧が前記低電圧の範囲内で高い場合に、かつ軽負荷時に、フルブリッジから、いずれか１つのスイッチング素子Ｑの発振を停止させてこれを除いた他のスイッチング素子Ｑを発振させる特定変形ハーフブリッジに切り替えるブリッジ切替制御部１２を備えている。

図２（Ｂ）は、フルブリッジ複合共振回路５のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のうち例えばスイッチング素子Ｑ１の発振を停止させて、フルブリッジを特定変形ハーフブリッジとした場合の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の発振波形を示す。図２（Ｂ）のように、スイッチング素子Ｑ１の発振が停止していること以外、各スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ４は図２（Ａ）と同様の発振波形を示す。この例では、スイッチング素子Ｑ１の発振を停止させて特定変形ハーフブリッジとしているが、これに代えて、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ４のいずれか１つの発振を停止させるようにしてもよい。

図１において、このスイッチング素子Ｑ１の発振を停止させた（細線の破線内）特定変形ハーフブリッジの場合、制御手段１０により、斜め向かいのスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３を発振させると、一点鎖線（太線）のように、直流電源８の＋極からスイッチング素子Ｑ２、電流共振コンデンサＣｉ、昇圧トランス６を経由して、スイッチング素子Ｑ３、直流電源８の−極に電流が流れて、電流共振コンデンサＣｉが充電される。つぎに、停止させたスイッチング素子Ｑ１の斜め向かいのスイッチング素子Ｑ４を発振させると、破線（太線）のように、電流共振コンデンサＣｉの充電電流がスイッチング素子Ｑ４、スイッチング素子Ｑ３、昇圧トランス６を経由して、電流共振コンデンサＣｉに流れる。

図３（Ａ）は、フルブリッジ複合共振回路５がフルブリッジの場合における各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のＶＤＳ（ドレイン−ソース電圧）、ＩＤ（ドレイン電流）、ＶＧＳ（ゲート−ソース電圧）の各波形を示す。図３（Ｂ）は、スイッチング素子Ｑ１を停止させた場合のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ４のＶＤＳ、ＩＤ、ＶＧＳの各波形を示す。図３（Ｃ）はスイッチング素子Ｑ１のＶＤＳ、ＩＤ、ＶＧＳの各波形を示す。図３（Ｂ）の特定変形ハーフブリッジ（変形ハーフブリッジ）を、図３（Ａ）のフリブリッジの場合と比較すると、特定変形ハーフブリッジの各信号の周期がフルブリッジの場合の２倍と長くなっている。

ここで、特定変形ハーフブリッジ（変形ハーフブリッジ）とフルブリッジとは以下の点で相違する。すなわち、フルブリッジでは、各スイッチング素子がオンの時、直流電源から電力が供給されるのに対し、特定変形ハーフブリッジでは、一方のスイッチング素子がオンの時、直流電源から電力が供給されるが、他方のスイッチング素子がオンの時に、電流共振コンデンサに蓄えられた電力によって２次側へエネルギを伝達する。したがって、一連のオン・オフ動作を考えた場合、特定変形ハーフブリッジは、直流電源からの電力供給がフルブリッジとした場合の１／２となる。

図４は、実験により得られたもので、フルブリッジ複合共振回路５について特定変形ハーフブリッジ制御した場合とフルブリッジ制御した場合を比較した特性図で、横軸は入力電圧、縦軸は出力電圧である。図４のように、本発明に係る特定変形ハーフブリッジ制御は、フルブリッジ制御に比べて入力電圧の変動に対して共振できる範囲が広いので出力電圧の範囲が広くなり、また広範囲の入力電圧に対応することも可能となる。特定変形ハーフブリッジでは、出力する直流電力の電力量がフルブリッジと比較して半減すること等によるものである。したがって、直流電源８からの入力電圧が低電圧の範囲内で高い場合で、かつ軽負荷時に、単にフルブリッジをスイッチング素子の１つの発振を停止させた特定変形ハーフブリッジに切り替えるだけで、その制御範囲が広くなり出力電圧を容易に制御できる。

さらに、制御手段１０は、軽負荷時にフルブリッジ複合共振回路５のスイッチング周波数を任意の所定間隔に間欠させたバースト発振に移行させる制御を行うバースト発振制御部１４を有する。バースト発振制御部１４は、直流電源８の直流電力からの入力電圧および電力範囲に応じてトリガ信号を発生させて任意に間欠させたバースト発振制御を行う。図４は、連続動作の波形、および発振と停止を繰り返すバースト（間欠）発振の波形を示す。この例では、バースト発振は、トリガ信号の入力に基づいて指定の波数の発振を繰り返すが、指定の波数で発振と停止を繰り返すオートバースト発振でもよい。

このバースト発振により、各スイッチング素子Ｑの不必要なターンオフ、ターンオンを減らすことにより、軽負荷時でのスイッチング素子Ｑのスイッチングロス、導通ロス、およびトランスでの鉄損、銅損を低減することができる。また、バースト（間欠）発振により出力電圧の上昇を抑制できるので、このコンバータ部３は、軽負荷時に、前記特定変形ハーフブリッジへの切り替え動作と相俟って、出力電圧を容易に制御することができる。

前記昇圧トランス６は、上記したように、一次巻線Ｎｐがフルブリッジ複合共振回路５と接続され、二次巻線Ｎｓが倍電圧回路７と接続されている。直流電源８の直流電力が低電圧・大電流のため、昇圧トランス６の昇圧と倍電圧回路７の倍圧とで、次段のインバータ部２のインバータ効率を高めるのに最も良好な電圧の直流電力を出力させるように、一次巻線Ｎｐと二次巻線Ｎｓの巻数比を所定の巻数比に設定される。

そして、このコンバータ部３では、昇圧トランス６の巻数比は、そのコアロスがより少なくなるように、一次巻線Ｎｐと二次巻線Ｎｓの巻数比を前記所定の巻数比よりも若干高く設定している。低電圧・大電流の入力で、巻数比を若干高くしたとき、二次電圧は上昇しようとするが、制御手段１０は出力電圧を一定電圧になるように制御するので、前記電流共振における自己インダクタンスと電流共振コンデンサとの共振区間を狭くすることにより、スイッチング素子Ｑがオンの状態で昇圧トランス６に電力を蓄積する、いわゆるフライバック的な動作区間が短くなる。実験の結果、この動作によって、このコンバータ部３は昇圧トランス６のコアロスをより低減することができる。なお、一次巻線Ｎｐと二次巻線Ｎｓの巻数比の設定を変えることにより、前記共振周波数を調整することができる。

前記倍電圧回路７は、例えば昇圧トランス６の二次巻線Ｎｓの一端と直列に接続された倍電圧用コンデンサＣｄおよび第２ダイオードＤ２と、この倍電圧用コンデンサＣｄと第２ダイオードＤ２間で二次巻線Ｎｓの両端と並列に接続された第１ダイオードＤ１と、回路出力端に並列に接続された直流出力コンデンサＣｏとを有している。二次巻線Ｎｓに励起される交番電圧の一方の半周期に第１ダイオードＤ１が導通して倍電圧用コンデンサＣｄを充電し、他方の半周期に第２ダイオードＤ２が導通して倍電圧用コンデンサＣｄを放電して、倍電圧用コンデンサＣｄに充電された電圧およびそれと同方向、同電圧レベルの二次巻線Ｎｓに励起される交番電圧を生成する。この例では、倍電圧回路７は昇圧トランス６の二次電圧を２倍に倍圧しているが、３倍以上に倍圧してもよい。なお、倍電圧用コンデンサＣｄは共振周波数の調整用のコンデンサとして使用することができ、前記フルブリッジ複合共振回路５は、この倍電圧用コンデンサＣｄを含む電流共振を行う。

図５は、昇圧トランス６の２次側に倍電圧回路７を接続した場合と、全波整流回路を接続した場合における、コンバータ部３の電力変換効率を比較した特性図で、実験により得られたものである。この図のように、昇圧トランス６の２次側に倍電圧回路７を接続した場合の方がコンバータ部３の電力変換効率が高い。昇圧トランス６の昇圧と倍電圧回路７の倍圧との組み合わせにより二次巻線Ｎｓの巻数を減少させながら低電圧・大電流の直流電力を最適に昇圧した電圧の直流電力にすることが可能であること、および前記巻数比の若干高い設定によるフライバック的動作区間が短くなり、コアロスをより低減できたことによる。このように、昇圧トランス６の昇圧と倍電圧回路７の倍圧との組み合わせにより二次巻線Ｎｓの巻数を減少させながら低電圧・大電流の直流電力を最適に昇圧した電圧の直流電力にすることが可能となり、コンバータ部３の電力変換効率を向上させることができる。直流電源８が燃料電池よりも比較的高い電圧で高入力の太陽電池のような場合であっても、同様の効果を得ることができる。

（実施例）
図１の燃料電池の直流電源８の直流電力は例えば電圧１５Ｖ、電流６０Ａの直流電力であり、従前の電圧３５Ｖ、電流３０Ａよりも低電圧・大電流である。ＤＣ−ＤＣコンバータ（コンバータ部）３の定格負荷は例えば４００Ｗで、フルブリッジ複合共振回路５の電流共振および電圧共振によりスイッチング素子Ｑのスイッチングロスを低減し、昇圧トランス６の昇圧と倍電圧回路７の倍圧との組み合わせによりコンバータ部３の電力変換効率を向上させることができる。直流電源８からの入力電圧が例えば１２Ｖ〜２２Ｖの低電圧の範囲内で２２Ｖに近く比較的高い場合で、かつ例えば１００〜２００Ｗの軽負荷時に、フルブリッジ複合共振回路５をフルブリッジから特定変形ハーフブリッジに切り替えることにより、制御範囲が広くなりその制御が可能となる。軽負荷時にさらにフルブリッジ複合共振回路５をバースト発振に移行させるので、軽負荷時でのスイッチング素子Ｑの不必要なスイッチングロス、導通ロス、およびトランスの鉄損、銅損を低減することができる。ＤＣ−ＤＣコンバータ３では例えば直流電圧３８０Ｖの直流電力をインバータ部２に与え、インバータ部２で交流電力に変換して商用の交流電力系統１へ連系する。

図６はこのコンバータ部３の電力変換効率を示す。従来のスイッチング素子を用いたコンバータ部の一般的な電力変換効率の特性（破線）に対して、実線で示すように、このコンバータ部３の電力変換効率は、軽負荷時から定格負荷時にかけて全体的に高く、軽負荷時に電力変換効率がさらに上昇する特性、つまり軽負荷時（１００〜２００Ｗ）に電力変換効率がピークを示す特性を有する。

この場合、上述のとおり、フルブリッジ複合共振回路５、これに含まれる昇圧トランス６および倍電圧回路７の組み合わせにより上記特性を得ることができるが、さらに、前記した昇圧トランス６の巻数比、ギャップ長および倍電圧用コンデンサＣｄの調整を加えることにより、より最適な電力変換効率を得ることができる。

こうして、本発明は、直流電源８が低電圧・大電流の直流電力で、その直流電源８からの入力電圧が該低電圧の範囲内で高く、かつ軽負荷時の場合でも、電流共振および電圧共振を行うフルブリッジ複合共振回路５を単にフルブリッジから特定変形ハーフブリッジに切り替えるだけで、出力する直流電力の電力量がフルブリッジに比べて半減等することによりその制御範囲が広くなり出力電圧を容易に制御できる。また、フルブリッジ複合共振回路５の電流共振および電圧共振によりスイッチング素子Ｑのスイッチングロス、導通ロス、並びにトランスの鉄損および銅損を低減させるので、コンバータの電力変換効率を高くすることができる。

なお、この実施形態では、フルブリッジ複合共振型のＤＣ−ＤＣコンバータを電力変換装置に使用しているが、これに限定するものではなく、他の装置に使用してもよい。

なお、この実施形態では、制御手段１０は、インバータ部２の交流出力の検出に基づきフルブリッジ複合共振型のＤＣ−ＤＣコンバータ（コンバータ部）３を制御しているが、コンバータ部３の直流出力（倍電圧回路７の直流電圧出力）の検出に基づきコンバータ部３を制御してもよい。

また、この実施形態では、フルブリッジ複合共振型のＤＣ−ＤＣコンバータは、フルブリッジ複合共振回路５および倍電圧回路７を備えているが、倍電圧回路７を省略してもよい。

なお、この実施形態では、直流電源８を燃料電池としているが、太陽電池や風力発電等に応用してもよい。

１：交流電力系統
２：インバータ部
３：コンバータ部（フルブリッジ複合共振型のＤＣ−ＤＣコンバータ）
５：フルブリッジ複合共振回路
６：昇圧トランス
７：倍電圧回路
８：直流電源
１０：制御手段
１２：ブリッジ切替制御部
１４：バースト発振制御部
Ｃｉ：電流共振コンデンサ
Ｃｖ1〜Ｃｖ4：電圧共振コンデンサ
Ｃｓ：平滑コンデンサ
Ｃｄ：倍電圧用コンデンサ
Ｑ（Ｑ１〜Ｑ４）：スイッチング素子

Claims (3)

1. 一次巻線および二次巻線をもつトランスを有し電流共振および電圧共振を行うフルブリッジ複合共振回路であるコンバータ部と、制御手段とを備え、前記制御手段によるコンバータ制御により、直流電源からの低電圧・大電流で入力する直流電力を所定電圧の直流電力に変換するフルブリッジ複合共振型のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
   前記フルブリッジ複合共振回路は、フルブリッジに結合されたスイッチング素子にそれぞれ並列に電圧共振コンデンサが接続され、かつ、該回路と前記トランスの一次巻線との間に直列に電流共振コンデンサが接続されてなり、
   前記制御手段は、前記直流電源からの入力電圧が前記低電圧の範囲内で高い場合に、かつ軽負荷時に、フルブリッジから、いずれか１つのスイッチング素子の発振を停止させて他のスイッチング素子を発振させる特定変形ハーフブリッジに切り替えるブリッジ切替制御部を備えている、
   フルブリッジ複合共振型のＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 請求項１において、
   前記制御手段は、さらに、軽負荷時に前記フルブリッジ複合共振回路のスイッチング周波数を所定間隔に間欠させたバースト発振に移行させる制御を行う、
   フルブリッジ複合共振型のＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 請求項１において、さらに
   前記トランスが一次巻線および昇圧出力する二次巻線を有する昇圧トランスであって、前記昇圧トランスの二次電圧を前記所定電圧に倍圧する倍電圧回路を備えている、
   フルブリッジ複合共振型のＤＣ−ＤＣコンバータ。

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