JP3531385B2 - 電源装置 - Google Patents

電源装置

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JP3531385B2
JP3531385B2 JP28541496A JP28541496A JP3531385B2 JP 3531385 B2 JP3531385 B2 JP 3531385B2 JP 28541496 A JP28541496 A JP 28541496A JP 28541496 A JP28541496 A JP 28541496A JP 3531385 B2 JP3531385 B2 JP 3531385B2
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、例えば入力商用交
流電圧範囲が広い電子機器全般に使用して好適な電源装
置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】例えば世界中で用いられている電源電圧
は、大略１００Ｖと２００Ｖの地域に分割される。そこ
で特定の地域を限定せずに出荷される電子機器において
は、これらの電源電圧のどちらが供給されても正常に動
作が行われるようにしておく必要がある。しかしこのよ
うな電源装置を例えば１つのＡＣ−ＤＣコンバータで構
成しようとすると、供給される電源方式によってはスイ
ッチング素子やトランス等の部品での損失が増大してし
まう恐れがある。
【０００３】そこでこのような電子機器に使用される電
源装置においては、従来から例えば図８、図９に示すよ
うな構成が用いられていた。すなわち図８の構成では、
商用電源等のＡＣ入力電圧をダイオードブリッジ回路で
全波整流し、この整流出力を平滑した後、複数のＤＣ−
ＤＣコンバータを用いてＤＣ出力電圧を得ている。これ
によれば、負担を複数のＤＣ−ＤＣコンバータに分ける
ことで全体の損失を削減しようとするものである。
【０００４】また図９では、平滑を２個のコンデンサの
直列回路で行うと共に、このコンデンサの接続中点をス
イッチを介してダイオードブリッジ回路の一方のＡＣ入
力端に接続する。そしてこのスイッチをＡＣ入力端の電
圧に応じて制御し、１次側の整流を１００Ｖ系では倍圧
整流、２００Ｖ系では全波整流に切り換える。これによ
ってＤＣ−ＤＣコンバータに供給される電圧を等しく
し、１つのコンバータで効率の良い制御が行われるよう
にしたものである。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところが図８の複数の
コンバータを設ける方式では、１つのコンバータで構成
する場合よりも部品点数が増大し、製造コストも増加す
ることになる。また図９の整流切換方式では、例えば２
００Ｖ系で異常により倍圧整流が行われた場合に、整流
出力が最大でＤＣ８００Ｖ近くになる可能性があり、回
路素子の損傷や事故防止のために特別な安全装置等を設
けるなどの処置が必要になる。
【０００６】すなわち、例えば電源状態が不安定な地域
においては、公称される電源電圧に対して±数１０％程
度の変動は通常起こり得ることである。その場合に例え
ば２００Ｖ系の電源が１００Ｖ系と誤検出される恐れが
あり、倍圧整流に切り換えられた状態で２００Ｖ系の電
圧が急激に上昇すると、整流出力が最大でＤＣ８００Ｖ
近くになってしまう可能性がある。
【０００７】あるいは、１つのコンバータで制御範囲を
拡大することも行われているが、そのためにはスイッチ
ング素子やトランスの大型化が必須であり、装置全体の
大型化や、電源装置自体の変換効率の悪化などを招くも
のである。
【０００８】この出願はこのような点に鑑みて成された
ものであって、解決しようとする問題点は、例えば地域
を限定せずに出荷される電子機器の電源装置では、装置
の大型化や変換効率の悪化、また異常によって極めて高
圧の出力電圧が取り出される恐れがあるなどの問題が生
じていたというものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】このため本発明において
は、励磁電流の供給路をフルブリッジ動作と、シングル
エンドプッシュプル及びハーフブリッジ動作との２つの
モードに切り換えることができるようにしたものであっ
て、これによれば、簡単な構成で常に効率のよい変換を
行うことができると共に、異常によって極めて高圧の出
力電圧が取り出される恐れも解消することができる。
【００１０】
【発明の実施の形態】すなわち本発明は、交流入力電圧
を整流する整流手段と、この整流手段からの整流出力を
平滑する平滑手段と、１次側巻線と２次側巻線とを有
し、１次側巻線に励磁電流が流されることにより２次側
巻線に２次側出力電圧を得るコンバータトランスと、平
滑手段からの平滑出力と基準電位との間においてそれぞ
れ接続点を介して直列に接続されたスイッチング素子か
らなる２組の直列回路と、この２組の直列回路における
各々のスイッチング素子に対して予め定められた周波数
の駆動信号を供給する発振駆動手段と、２組の直列回路
の接続点間に接続される共振回路であってコンバータト
ランスの１次側巻線およびこの１次側巻線に直列に接続
される共振コンデンサにより共振周波数が決定され駆動
信号の周波数が共振周波数から遠ざかるに従って増大す
る共振インピーダンス特性を有する共振回路と、発振駆
動回路からの駆動信号の周波数をコンバータトランスの
２次側出力電圧に応じて制御して２次側出力電圧を一定
電圧に制御する制御手段であって駆動信号の周波数を共
振回路の共振周波数よりも高い領域にて制御する第一の
制御手段と、交流入力電圧の検出手段と、この検出手段
による検出結果に応じて２組の直列回路のうちの一方の
組に対して駆動信号の供給を制御する制御手段であって
交流入力電圧が基準電圧より高いとき一方の組のスイッ
チング素子の一方を停止させ他方をオン状態としてハー
フブリッジ動作するよう制御し交流入力電圧が基準電圧
より低いとき各々のスイッチング素子に対して駆動信号
をそのまま供給してフルブリッジ動作するよう制御する
第二の制御手段と、第一の制御手段とともに駆動信号の
周波数を制御する制御手段であって第二の制御手段によ
りハーフブリッジ動作からフルブリッジ動作に切り換え
られるタイミングを検出してこのタイミングから予め決
められた時間にわたって駆動信号の周波数を上げる第三
の制御手段とを備えてなるものである。
【００１１】以下、図面を参照して本発明を説明する
に、図１は本発明を適用した電源装置の一例の構成を示
すブロック図である。この図１において、ＡＣ入力電源
１がダイオードブリッジ２のＡＣ入力側の両端に接続さ
れる。そしてこのダイオードブリッジ２の＋側出力端と
−側出力端との間に平滑用のコンデンサ３が設けられる
と共に、このダイオードブリッジ２の−側出力端が接地
される。
【００１２】さらにこのダイオードブリッジ２の＋側出
力端が、それぞれ２石のスイッチング素子４ａ、４ｂ及
び４ｃ、４ｄの２組の直列回路を通じて接地される。従
ってこれらの２組のスイッチング素子４ａ、４ｂ及び４
ｃ、４ｄの直列回路は、それぞれダイオードブリッジ２
の＋側出力端と−側出力端との間に接続される。
【００１３】これらのスイッチング素子４ａ、４ｂ及び
４ｃ、４ｄの直列回路の中点間に、絶縁コンバータトラ
ンス５の１次側巻線５ａと共振コンデンサ６の直列回路
が設けられる。この絶縁コンバータトランス５の２次側
巻線５ｂの両端がダイオードブリッジ７のＡＣ入力側の
両端に接続され、このダイオードブリッジ７の＋側出力
端と−側出力端との間に平滑用のコンデンサ８が設けら
れる。そしてこのダイオードブリッジ７の＋側出力端と
−側出力端が負荷９に接続される。
【００１４】さらにダイオードブリッジ７の＋側出力端
と−側出力端との間に、抵抗器１０ａ、１０ｂからなる
分圧回路１０が設けられる。そしてこの分圧回路１０の
分圧点がエラーアンプ１１の一方の入力に接続されると
共に、このエラーアンプ１１の他方の入力には基準電圧
源１２が接続される。
【００１５】またダイオードブリッジ７の＋側出力端が
抵抗器１３を通じてフォトカプラ１４を形成する発光ダ
イオード１４ａの一端に接続され、この発光ダイオード
１４ａの他端がエラーアンプ１１の出力に接続される。
さらにこのフォトカプラ１４を形成するフォトトランジ
スタ１４ｂのエミッタが接地され、コレクタが抵抗器１
５を通じて発振制御回路１６の制御端子に接続される。
【００１６】そしてこの発振制御回路１６の出力が、ス
イッチング素子４ａ、４ｂの駆動回路１７ａ、１７ｂに
接続されると共に、抵抗器１８ａ、１８ｂを通じてスイ
ッチング素子４ｃ、４ｄの駆動回路１７ｃ、１７ｄに接
続される。
【００１７】これによって、絶縁コンバータトランス５
の２次側で負荷９に供給されるＤＣ出力電圧が検出さ
れ、この検出信号がフォトカプラ１４を通じて発振制御
回路１６の制御端子に供給される。そしてこの発振制御
回路１６で検出信号に従って形成された駆動パルス信号
がスイッチング素子４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄに供給され
て、それぞれのスイッチングが制御される。すなわち、
例えば分圧回路１０の分圧点の電位が、基準電圧源１２
の電位に等しくなるように制御が行われる。
【００１８】さらに上述のダイオードブリッジ２の＋側
出力端が抵抗器１９ａ、１９ｂからなる分圧回路１９を
通じて接地され、この分圧点がコンパレータ２０の反転
入力に接続される。また、電圧Ｖccの電源端子が抵抗器
２１ａ、２１ｂからなる分圧回路２１を通じて接地さ
れ、この分圧点がコンパレータ２０の非反転入力に接続
される。そしてこのコンパレータ２０の出力が抵抗器２
２を通じて電圧Ｖccの電源端子に接続されると共に、抵
抗器２３を通じて非反転入力に接続される。
【００１９】従ってこのコンパレータ２０からは、例え
ば図２のＡに示すように、ダイオードブリッジ２の＋側
出力端の電位で決まる分圧回路１９の分圧電位が、分圧
回路２１の分圧点に得られる所定の電位より高いときに
低電位の出力が取り出され、低いときに高電位の出力が
取り出される。さらにこのコンパレータ２０の出力が非
反転入力に正帰還されることによって、出力の高電位及
び低電位の反転動作にヒステリシスが持たせられる。
【００２０】またこのコンパレータ２０の出力がコンパ
レータ２４の反転入力に接続されると共に、電圧Ｖccの
電源端子が抵抗器２５ａ、２５ｂからなる分圧回路２５
を通じて接地され、この分圧点がコンパレータ２４の非
反転入力に接続される。さらにコンパレータ２４の出力
が抵抗器２６を通じて電圧Ｖccの電源端子に接続され
る。従ってこのコンパレータ２４からは、例えば図２の
Ｂに示すように、コンパレータ２０の出力が反転して取
り出される。
【００２１】すなわちこの装置で、ダイオードブリッジ
２の＋側出力端の電位が上述の所定の値より低いとき
は、図２の左側に示すようになる。また＋側出力端の電
位が上述の所定の値より高いときは、図２の右側に示す
ようになる。そしてこのコンパレータ２０の出力が、逆
方向のダイオード２７ａを通じて抵抗器１８ａと駆動回
路１７ｃの接続中点に接続され、コンパレータ２４の出
力が、順方向のダイオード２７ｂを通じて抵抗器１８ｂ
と駆動回路１７ｄの接続中点に接続される。
【００２２】従ってこの装置で、上述の＋側出力端の電
位が所定の値より低いときは、ダイオード２７ａ、２７
ｂは共に遮断される。これによって駆動回路１７ａ〜１
７ｄには、例えば図２のＣ、Ｄ、Ｅ、Ｆのそれぞれ左側
に示すように、発振制御回路１６から出力される駆動パ
ルス信号がそのまま供給される。そしてこれらの駆動回
路１７ａ〜１７ｄからは、上述の駆動パルス信号が例え
ば図２のＧ、Ｈ、Ｉ、Ｊのそれぞれ左側に示すようにそ
のまま取り出されて、スイッチング素子４ａ〜４ｄに供
給される。
【００２３】これに対して、上述の＋側出力端の電位が
所定の値より高いときは、ダイオード２７ａ、２７ｂが
導通される。これによって駆動回路１７ｃの入力は図２
のＥの右側に示すように低電位にバイアスされ、駆動回
路１７ｄの入力は図２のＦの右側に示すように高電位に
バイアスされる。なお、駆動回路１７ａ、１７ｂの入力
にはそれぞれ図２のＣ、Ｄの右側に示すように発振制御
回路１６の出力がそのまま供給されている。
【００２４】そしてこれらの入力に対して、駆動回路１
７ａ、１７ｂからはそれぞれ図２のＧ、Ｈに示すように
上述の駆動パルス信号がそのまま取り出されて、スイッ
チング素子４ａ、４ｂに供給される。一方、駆動回路１
７ｃからは図２のＩの右側に示すように低電位に固定さ
れた出力が取り出されて、スイッチング素子４ｃに供給
される。また、駆動回路１７ｄからは図２のＪの右側に
示すように高電位に固定された出力が取り出されて、ス
イッチング素子４ｄに供給される。
【００２５】これによってこの装置において、上述の＋
側出力端の電位が所定の値より低いときは、４石のスイ
ッチング素子４ａ〜４ｄが交互にオン／オフ制御され
て、装置はフルブリッジ動作とされる。すなわちこの場
合には、要部の回路構成は図３のＡに示すようになり、
ここでスイッチング素子４ａ、４ｄがオンにされると、
図３のＢに示すように電流が流され、スイッチング素子
４ｂ、４ｃがオンにされると、図３のＣに示すように電
流が流される。
【００２６】そしてこの場合に、コイル５ａと共振コン
デンサ６にはそれぞれＡＣ入力電圧（図示せず）から形
成されたＤＣ入力電圧Ｖinが分割されて印加される。す
なわちこのコイル５ａに印加される電圧をＶl1、共振コ
ンデンサ６に印加される電圧をＶc1として、 Ｖl1＋Ｖc1＝Ｖin ・・・(1) の関係式 (1)が成立する。
【００２７】一方、上述の＋側出力端の電位が所定の値
より高いときは、スイッチング素子４ｃがオフ、４ｄが
オンに固定されて装置はハーフブリッジ動作とされる。
またスイッチング素子４ａ、４ｂが交互にオン／オフ制
御されてシングルエンドプッシュプル動作とされる。従
ってこの場合には、要部の回路構成は図４のＡに示すよ
うになり、スイッチング素子４ａがオンにされると図４
のＢに示すように電流が流され、４ｂがオンにされると
図４のＣに示すように電流が流される。
【００２８】そしてこの場合には、シングルエンドプッ
シュプル動作によって、スイッチング素子４ｄの位置に
ＤＣ入力電圧Ｖinの１／２の電圧が形成され、コイル５
ａに印加される電圧をＶl2、共振コンデンサ６に印加さ
れる電圧をＶc2として、
【数１】 の関係式 (2)が成立する。
【００２９】すなわちこの場合に、上述の関係式 (1)
(2)から明らかなように、上述のＤＣ入力電圧Ｖinが同
じであれば、シングルエンドプッシュプル及びハーフブ
リッジ動作では、コイル５ａ及び共振コンデンサ６に印
加される電圧がフルブリッジ動作時の１／２になってい
る。
【００３０】そこでこの特性を利用すると、例えばＡＣ
入力電圧が１００Ｖのときにフルブリッジ動作とし、２
００Ｖのときにシングルエンドプッシュプル及びハーフ
ブリッジ動作に切り換えることによって、絶縁コンバー
タトランス５の１次側巻線５ａに印加される電圧を等し
くすることができる。そしてこの場合に、２次側巻線５
ｂに取り出される電圧も等しくなるため、実質的にＡＣ
入力電圧に対するＤＣ出力電圧の安定化のための制御範
囲を拡大することができる。
【００３１】すなわちこの装置において、無負荷（点
線）〜軽負荷時のフルブリッジ動作での各部の波形は図
５に示すようになる。ここでスイッチング素子４ａ〜４
ｄにはそれぞれ例えば図５のＡ〜Ｄに示すような駆動パ
ルス信号が供給されてスイッチングが行われている。そ
してこの場合に、例えばスイッチング素子４ｄのドレイ
ン−ソース間には、図５のＥに示すような電圧が形成さ
れる。
【００３２】さらにスイッチング素子４ａ〜４ｄドレイ
ン−ソース間には、それぞれ例えば図５のＦ〜Ｉに示す
ような電流が流される。これによって１次側巻線５ａに
は図５のＪに示すような電流が流され、共振コンデンサ
６には図５のＫに示すような電圧が形成される。そして
１次側巻線５ａには図５のＬに示すような電圧が形成さ
れ、２次側巻線５ｂには図５のＭに示すような電流が流
される。
【００３３】一方、無負荷（点線）〜軽負荷時のシング
ルエンドプッシュプル及びハーフブリッジ動作では、各
部の波形は図６に示すようになる。ここでスイッチング
素子４ａ〜４ｄにはそれぞれ例えば図６のＡ〜Ｄに示す
ような駆動パルス信号が供給されてスイッチングが行わ
れている。そしてこの場合に、例えばスイッチング素子
４ｄのドレイン−ソース間には、図６のＥに示すような
電圧が形成される。
【００３４】さらにスイッチング素子４ａ〜４ｄドレイ
ン−ソース間には、それぞれ例えば図６のＦ〜Ｉに示す
ような電流が流される。これによって１次側巻線５ａに
は図６のＪに示すような電流が流され、共振コンデンサ
６には図６のＫに示すような電圧が形成される。そして
１次側巻線５ａには図６のＬに示すような電圧が形成さ
れ、２次側巻線５ｂには図６のＭに示すような電流が流
される。
【００３５】そしてこれらの図５、図６において、各図
のＪに示す１次側巻線５ａに流れる電流以下の波形は全
く等しくなっており、これによって例えばＡＣ入力電圧
が２倍になったときはシングルエンドプッシュプル及び
ハーフブリッジ動作に切り換えることによって、絶縁コ
ンバータトランス５の１次側巻線５ａに印加される電圧
を等しくし、実質的にＡＣ入力電圧に対するＤＣ出力電
圧の安定化のための制御範囲を拡大することができる。
【００３６】従ってこの装置において、励磁電流の供給
路をフルブリッジ動作と、シングルエンドプッシュプル
及びハーフブリッジ動作との２つのモードに切り換える
ことよって、簡単な構成で常に効率のよい変換を行うこ
とができると共に、異常によって極めて高圧の出力電圧
が取り出される恐れも解消することができる。
【００３７】すなわち本発明においては、ＡＣ入力電圧
の２倍の変化に対して１つのＡＣ−ＤＣコンバータで電
源装置を構成することができ、これによって構成を簡単
にできると共に、ＡＣ入力電圧の２倍の変化に対してＡ
Ｃ−ＤＣコンバータに印加される電圧を等しくすること
によって、ＡＣ−ＤＣコンバータの構成を簡単にし、且
つ変換効率も向上させることができるものである。
【００３８】また、本発明においては、従来の装置で用
いられていた倍圧整流を行わないので、例えば異常によ
って極めて高圧の出力電圧が取り出される恐れがなく、
従って従来の装置で必要とされた安全装置等を設ける必
要もなく、さらに簡単な構成で常に効率のよい変換を行
うことができるものである。
【００３９】さらに上述の装置において、抵抗器２１
ａ、２１ｂ、２２、２３の抵抗値をそれぞれＲ1 、Ｒ2
、Ｒ3 、Ｒ4 とすると、フルブリッジ動作からシング
ルエンドプッシュプル及びハーフブリッジ動作に切り換
わるときの切り換えポイントの電圧Ｖb1は、
【数２】 となる。
【００４０】また、シングルエンドプッシュプル及びハ
ーフブリッジ動作からフルブリッジ動作に切り換わると
きの切り換えポイントの電圧Ｖb2は、
【数３】 となる。
【００４１】そこで上述の装置において、切り換えポイ
ントの電圧がＶb1＞Ｖb2となるように各抵抗器２１ａ、
２１ｂ、２２、２３の抵抗値Ｒ1 、Ｒ2 、Ｒ3 、Ｒ4 を
定める。これによって上述の切り換え動作にヒステリシ
スを持たせることができる。そしてこのヒステリシスに
よって、相互の切り換えが頻繁に生じないようにし、装
置の動作を安定にすることができる。
【００４２】また、上述の装置において、コンパレータ
２４の出力が高電位で、駆動回路１７ｄの入力が高電位
にバイアスされている状態（図２の右側）で、駆動回路
１７ｄの入力（図２のＦ）のボトム値は抵抗器１８ｂと
２６の抵抗値によって決定される。従ってこのボトム値
が駆動回路１７ｄで高電位と判断されるように、上述の
抵抗器１８ｂと２６の抵抗値が定められる。
【００４３】さらに上述の装置において、絶縁コンバー
タトランス５の１次側共振インピーダンス曲線は図７に
示すようになっている。この図７において、値ｆ0 は絶
縁コンバータトランス５の１次側の共振周波数である。
そして１次側巻線５ａのインダクタンスをＬ1 、共振コ
ンデンサ６のキャパシタンスをＣ1 とすると、
【数４】 の関係式 (4)が成立する。また、値ｆs は発振制御回路
１６の発振周波数であり、値ｆs(L)は最小発振周波数、
値ｆs(H)は最大発振周波数を示す。
【００４４】そしてこの図７において、例えば上述の共
振インピーダンス曲線のアッパーサイドを使用する場合
の制御は、以下のようになる。
【００４５】すなわち、分圧回路１０の分圧点からの電
圧が基準電圧源１２からの基準電圧より高くなると、エ
ラーアンプ１１でそれが検出され、フォトカプラ１４を
通じて抵抗器１５を流れる電流が増加される。これによ
って発振制御回路１６からの駆動パルスの発振周波数ｆ
s が高くされ、駆動回路１７ａ〜１７ｄの発振周波数が
高くなるために、絶縁コンバータトランス５の１次側共
振インピーダンスが大きくなる。それにより１次側巻線
５ａに流れる励磁電流が小さくされ、ＤＣ出力電圧が低
くなるように制御が行われる。
【００４６】一方、分圧回路１０の分圧点からの電圧が
基準電圧源１２からの基準電圧より低くなったときは、
エラーアンプ１１でそれが検出され、フォトカプラ１４
を通じて抵抗器１５を流れる電流が減少される。これに
よって発振制御回路１６からの駆動パルスの発振周波数
ｆs が低くされ、駆動回路１７ａ〜１７ｄの発振周波数
が低くなるために、絶縁コンバータトランス５の１次側
共振インピーダンスが小さくなる。それにより１次側巻
線５ａに流れる励磁電流が大きくされ、ＤＣ出力電圧が
高くなるように制御が行われる。
【００４７】こようにして、絶縁コンバータトランス５
の２次側で負荷９に供給されるＤＣ出力電圧が検出さ
れ、この検出信号がフォトカプラ１４を通じて発振制御
回路１６の制御端子に供給され、この発振制御回路１６
で検出信号に従って形成された駆動パルス信号がスイッ
チング素子４ａ〜４ｄに供給されて、それぞれのスイッ
チングが制御される。これによって例えば分圧回路１０
の分圧点の電位が、基準電圧源１２の電位に等しくなる
ように制御が行われる。
【００４８】そこでさらに上述の図１の電源装置におい
て、フルブリッジ動作とシングルエンドプッシュプル及
びハーフブリッジ動作との２つのモードを相互に切り換
える際に、各スイッチング素子４ａ〜４ｄに流れる電流
を抑制して、切り換え動作を安定にする制御を行うこと
ができる。
【００４９】すなわち図１において、コンパレータ２０
の出力が逆方向のダイオード２８を通じて抵抗器２９の
一端に接続され、この抵抗器２９の他端がコンデンサ３
０を通じてトランジスタ３１のベースに接続される。ま
た、電圧Ｖccの電源端子が抵抗器３２を通じて抵抗器２
９とコンデンサ３０の接続中点に接続される。さらにト
ランジスタ３１のエミッタが接地され、このトランジス
タ３１のベースと接地間に逆方向のダイオード３３と抵
抗器３４の並列回路が設けられる。そしてこのトランジ
スタ３１のコレクタが発振制御回路１６に接続される。
【００５０】従ってこの回路において、例えばシングル
エンドプッシュプル及びハーフブリッジ動作からフルブ
リッジ動作に切り換わったときには、コンパレータ２０
の出力が低電位から高電位に切り換わる。このためダイ
オード２８が遮断され、抵抗器３２、コンデンサ３０を
通じてコンデンサ３０が充電される間、トランジスタ３
１のベースに電圧Ｖccの電源端子から電流が供給され
る。これによってトランジスタ３１がオンされ、この間
の発振制御回路１６の発振周波数が高くなる。
【００５１】またシングルエンドプッシュプル及びハー
フブリッジ動作に戻ったときには、コンパレータ２０の
出力が高電位から低電位に切り換わるために、ダイオー
ド２８、抵抗器２９を通じて、コンデンサ３０の電荷が
放電される。これによって常にフルブリッジ動作に切り
換わった瞬間に、トランジスタ３１をオンさせることが
できる。
【００５２】そしてこのトランジスタ３１がオンされ、
この間の発振制御回路１６の発振周波数が高くなること
によって、絶縁コンバータトランス５の１次側共振イン
ピーダンスが大きくなり、各スイッチング素子４ａ〜４
ｄに流れる電流を抑制することができる。
【００５３】なお、発振制御回路１６の発振周波数を高
くすることは、絶縁コンバータトランス５の１次側共振
インピーダンスが大きくなることなので、この時間が長
くなると２次側の負荷９の両端間の出力電圧が下がって
しまう恐れがある。そこで上述の回路では、抵抗器３２
及びコンデンサ３０の時定数を設定することにより、こ
の時間が出力電圧を下げない範囲に留まるように調整を
行う。
【００５４】こうして上述の電源装置によれば、交流入
力電圧を整流する整流手段と、この整流手段からの整流
出力を平滑する平滑手段と、１次側巻線と２次側巻線と
を有し、１次側巻線に励磁電流が流されることにより２
次側巻線に２次側出力電圧を得るコンバータトランス
と、平滑手段からの平滑出力と基準電位との間において
それぞれ接続点を介して直列に接続されたスイッチング
素子からなる２組の直列回路と、この２組の直列回路に
おける各々のスイッチング素子に対して予め定められた
周波数の駆動信号を供給する発振駆動手段と、２組の直
列回路の接続点間に接続される共振回路であってコンバ
ータトランスの１次側巻線およびこの１次側巻線に直列
に接続される共振コンデンサにより共振周波数が決定さ
れ駆動信号の周波数が共振周波数から遠ざかるに従って
増大する共振インピーダンス特性を有する共振回路と、
発振駆動回路からの駆動信号の周波数をコンバータトラ
ンスの２次側出力電圧に応じて制御して２次側出力電圧
を一定電圧に制御する制御手段であって駆動信号の周波
数を共振回路の共振周波数よりも高い領域にて制御する
第一の制御手段と、交流入力電圧の検出手段と、この検
出手段による検出結果に応じて２組の直列回路のうちの
一方の組に対して駆動信号の供給を制御する制御手段で
あって交流入力電圧が基準電圧より高いとき一方の組の
スイッチング素子の一方を停止させ他方をオン状態とし
てハーフブリッジ動作するよう制御し交流入力電圧が基
準電圧より低いとき各々のスイッチング素子に対して駆
動信号をそのまま供給してフルブリッジ動作するよう制
御する第二の制御手段と、第一の制御手段とともに駆動
信号の周波数を制御する制御手段であって第二の制御手
段によりハーフブリッジ動作からフルブリッジ動作に切
り換えられるタイミングを検出してこのタイミングから
予め決められた時間にわたって駆動信号の周波数を上げ
る第三の制御手段とを備えることにより、簡単な構成で
常に効率のよい変換を行うことができると共に、異常に
よって極めて高圧の出力電圧が取り出される恐れも解消
することができるものである。
【００５５】なお上述の装置において、上述の発振駆動
回路を制御して、フルブリッジ動作と、シングルエンド
プッシュプル及びハーフブリッジ動作との２つのモード
に切り換えるための信号の検出は、上述のＡＣ入力電圧
を整流した電圧から検出するだけでなく、ＡＣ入力電圧
そのものの検出や、上述のスイッチング素子を流れる電
流、若しくは上述の絶縁コンバータトランスを流れる電
流を検出して行うことができる。
【００５６】また、上述の発振駆動回路をシングルエン
ドプッシュプル及びハーフブリッジ動作からフルブリッ
ジ動作に切り換える際に、スイッチング素子に流れる電
流を抑制する制御は、上述のスイッチング素子のスイッ
チング周波数を上げて電流を抑制する方法に限らず、上
述のスイッチング素子または絶縁コンバータトランスの
１次側巻線に流れる電流を検出してこの電流を抑制する
ようにしてもよい。
【００５７】
【発明の効果】この発明によれば、励磁電流の供給路を
フルブリッジ動作とシングルエンドプッシュプル及びハ
ーフブリッジ動作との２つのモードに切り換えることよ
って、簡単な構成で常に効率のよい変換を行うことがで
きると共に、異常によって極めて高圧の出力電圧が取り
出される恐れも解消することができるようになった。
【００５８】すなわち本発明においては、ＡＣ入力電圧
の２倍の変化に対して１つのＡＣ−ＤＣコンバータで電
源装置を構成することができ、これによって構成を簡単
にできると共に、ＡＣ入力電圧の２倍の変化に対してＡ
Ｃ−ＤＣコンバータに印加される電圧を等しくすること
によって、ＡＣ−ＤＣコンバータの構成を簡単にし、且
つ変換効率も向上させることができるものである。
【００５９】また、本発明においては、従来の装置で用
いられていた倍圧整流を行わないので、例えば異常によ
って極めて高圧の出力電圧が取り出される恐れがなく、
従って従来の装置で必要とされた安全装置等を設ける必
要もなく、さらに簡単な構成で常に効率のよい変換を行
うことができるものである。
【００６０】さらに上述の切り換え動作にヒステリシス
を持たせることができ、このヒステリシスによって、相
互の切り換えが頻繁に生じないようにし、装置の動作を
安定にすることができるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の適用される電源装置の一例の構成図で
ある。
【図２】その動作の説明のための波形図である。
【図３】その説明のための図である。
【図４】その説明のための図である。
【図５】その説明のための波形図である。
【図６】その説明のための波形図である。
【図７】その説明のための特性図である。
【図８】従来の電源装置の構成図である。
【図９】従来の電源装置の構成図である。
【符号の説明】
１ ＡＣ入力電源、２，７ ダイオードブリッジ、３，
８ 平滑用のコンデンサ、４ａ〜４ｄ スイッチング素
子、５ 絶縁コンバータトランス、５ａ １次側巻線、
５ｂ ２次側巻線、６ 共振コンデンサ、９ 負荷、１
０，１９，２１分圧回路、１０ａ，１０ｂ，１３，１
５，１８ａ，１８ｂ，１９ａ，１９ｂ，２１ａ，２１
ｂ，２２，２３，２５ａ，２５ｂ，２６ 抵抗器、１１
エラーアンプ、１２ 基準電圧源、１４ フォトカプ
ラ、１４ａ 発光ダイオード、１４ｂ フォトトランジ
スタ、１６ 発振制御回路、１７ａ〜１７ｄ 駆動回
路、２０，２４ コンパレータ、２７ａ，２７ｂ ダイ
オード
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ Ｈ０２Ｍ 7/538 Ｈ０２Ｍ 7/538 Ａ 7/5387 7/5387 Ａ Ｚ (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/48 H02J 1/00 H02M 3/335 H02M 3/337 H02M 7/06 H02M 7/538 H02M 7/5387

Claims (2)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 交流入力電圧を整流する整流手段と、 該整流手段からの整流出力を平滑する平滑手段と、 １次側巻線と２次側巻線とを有し、上記１次側巻線に励
    磁電流が流されることにより上記２次側巻線に２次側出
    力電圧を得るコンバータトランスと、 上記平滑手段からの平滑出力と基準電位との間において
    それぞれ接続点を介して直列に接続されたスイッチング
    素子からなる２組の直列回路と、 該２組の直列回路における各々のスイッチング素子に対
    して予め定められた周波数の駆動信号を供給する発振駆
    動手段と、 上記２組の直列回路の接続点間に接続される共振回路で
    あって、上記コンバータトランスの１次側巻線および該
    上記１次側巻線に直列に接続される共振コンデンサによ
    り共振周波数が決定され、上記駆動信号の周波数が上記
    共振周波数から遠ざかるに従って増大する共振インピー
    ダンス特性を有する共振回路と、 上記発振駆動回路からの駆動信号の周波数を上記コンバ
    ータトランスの２次側出力電圧に応じて制御して、上記
    ２次側出力電圧を一定電圧に制御する制御手段であっ
    て、上記駆動信号の周波数を上記共振回路の共振周波数
    よりも高い領域にて制御する第一の制御手段と、 上記交流入力電圧の検出手段と、 該検出手段による検出結果に応じて上記２組の直列回路
    のうちの一方の組に対して上記駆動信号の供給を制御す
    る制御手段であって、上記交流入力電圧が基準電圧より
    高いとき上記一方の組のスイッチング素子の一方を停止
    させ、他方をオン状態としてハーフブリッジ動作するよ
    う制御し、上記交流入力電圧が上記基準電圧より低いと
    き、上記各々のスイッチング素子に対して上記駆動信号
    をそのまま供給してフルブリッジ動作するよう制御する
    第二の制御手段と、 上記第一の制御手段とともに上記駆動信号の周波数を制
    御する制御手段であって、上記第二の制御手段により上
    記ハーフブリッジ動作からフルブリッジ動作に切り換え
    られるタイミングを検出して、このタイミングから予め
    決められた時間にわたって上記駆動信号の周波数を上げ
    る第三の制御手段とを備えることを特徴とする電源装
    置。
  2. 【請求項２】 上記第二の制御手段において、フルブリ
    ッジ動作するよう制御するときの基準電圧がハーフブリ
    ッジ動作するよう制御するときの基準電圧に対して低く
    設定されることを特徴とする請求項1記載の電源装置。
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