CN104426408B - 变换电路以及应用于变换电路的变换电力的切换方法 - Google Patents

Abstract

本发明揭露一种变换电路以及应用于变换电路的变换电力的切换方法，变换电路包含逆变器与控制器。逆变器接收输入电压，并在第一逆变组态或第二逆变组态中将输入电压转换为原边交流电压。逆变器包含第一开关单元以及第二开关单元。第一开关单元包含多个开关。第二开关单元包含多个开关。在变换电路处于第一逆变组态中，控制器根据对应于原边交流电压的输出电压控制第二开关单元与第一开关单元的开关协同进行周期性地导通与关断，在变换电路处于第二逆变组态中，控制器控制第一开关单元单独地操作，其中第一开关单元的开关周期性地导通与关断。

Description

变换电路以及应用于变换电路的变换电力的切换方法

技术领域

本发明是有关于一种变换电路，且特别是有关于可切换拓扑的变换电路。

背景技术

常见的电源系统包含前级变换器以及后级变换器。举例来说，前级变换器为交流转直流变换器，后级可为负载点（POL,point of load）。交流电经过前级变换器的交流转直流变换器对电能进行变换后，再经过后级变换器的多路负载点转换成比较低的电压给各类电子设备供电。

为了满足系统性能最优的要求或者降低系统损耗，在某些特定情况中，例如：在小功率的情形下，系统将交流转直流变换器的输出调节到较低的位准，借以改善后级变换器的负载点的效率，但是交流转直流变换器的输出不调节过低，以进而保持系统整体的高效率。

举例来说，系统在较重负载中操作，例如：半载与满载之间输出时，交流转直流变换器的输出为12伏特；而当系统在较轻负载中操作，例如：输出电流比较小时，交流转直流变换器的输出若是仍维持12伏特则会导致后级变换器的各个负载点的效率降低，使得系统整体的效率跟着降低。但若此时将交流转直流变换器的输出降低，例如：输出为6伏特，则后级变换器的各个负载点的效率提高。如此一来，通过在不同状态下改变交流转直流变换器的输出电压，虽然其自身效率也会发生变化（例如，降低交流转直流变换器的输出电压时，该变换器的效率也会降低），但相对于交流转直流变换器的输出维持的做法，系统的整体效率会较高。此外，在某些应用场合，诸如电动汽车的充电系统，本身就要求变换器在不同状况下产生不同的输出电压，这是因为，针对不同的电动汽车，电池的型号不同，充电电压也会不一样。如此一来，为了满足各种电动汽车的充电需求，现有充电设备的输出电压通常覆盖较广，如150V～450V，以便通过变换器的变输出方式来满足上述应用场合的需求。

对于脉宽调变（PWM,pulse width modulation）变换器而言，降低变换器的增益的做法，举例来说，降低输出电压可透过减少电路开关的占空比以实现。对于谐振（resonant）变换器而言，增益的降低通常可透过工作频率的改变而得到。以串联谐振电路而言，例如：LLC串联谐振变换器（LLC-SRC,LLC series resonant converter），将其工作频率提高即可降低增益。

然而，无论是哪种变换器拓扑（converter topologies），增益的降低通常对应了电路损耗的增加以及变换器效率的降低。因此，即便后级变换器因为前级变换器的输出电压降低而提高效率，系统的整体效率仍无法大幅改善。

因此，如何能改善电源系统的整体效率，实属当前重要研发课题之一，亦成为当前相关领域极需改进的目标。

发明内容

本发明的目的在于提供一种变换电路以及应用于变换电路的变换电力的切换方法。

为了解决上述的问题，本发明提出了一种变换电路，变换电路包含逆变器与控制器。逆变器用以接收输入电压，并在第一逆变组态或第二逆变组态中将输入电压转换为原边交流电压。逆变器包含第一开关单元以及第二开关单元。第一开关单元包含多个开关。第二开关单元包含多个开关。在变换电路处于第一逆变组态中，控制器根据对应于原边交流电压的一输出电压控制第二开关单元与第一开关单元的开关协同进行周期性地导通与关断，在变换电路处于第二逆变组态中，控制器控制第一开关单元单独地操作，其中第一开关单元的开关周期性地导通与关断。变换电路在该第一逆变组态下的电压增益不同于该第二逆变组态下的电压增益。

在一实施例中，变换电路还包含变压器、整流器。变压器，具有一原边绕组和一副边绕组，用以将原边交流电压转换为一副边交流电压。整流器用以将副边交流电压整流为一直流电压以产生对应于直流电压的输出电压。控制器还用以控制第一开关单元以及第二开关单元的开关的工作频率或占空比以调整输出电压与输入电压之间的增益值。

在另一实施例中，变换电路还包含谐振电路以及激磁电感。谐振电路的第一端连接至该第一开关单元，其第二端连接至该变压器的该原边绕组。激磁电感与变压器的原边绕组并联连接。

在另一实施例中，谐振电路包含谐振电感以及谐振电容。谐振电感的第一端电性连接至第一开关单元。谐振电容的第一端串联连接至谐振电感的第二端。

在另一实施例中，谐振电路中的谐振电感为变压器自身的漏感。

在另一实施例中，激磁电感为变压器自身的激磁电感。

在另一实施例中，变换电路为一LLC变换器或一移相全桥变换器。

在另一实施例中，整流器包含第三开关单元、第四开关单元、电容单元以及至少一切换开关。第三开关单元包含多个开关。第四开关单元与第三开关单元并联连接，包含多个开关。电容单元，与该第三开关单元并联连接，包括串联连接的一第一电容和一第二电容。切换开关电性耦接至第一电容与第二电容的公共连接点以及第四开关单元。

在另一实施例中，变换电路还包含滤波器。滤波器与整流器电性连接，用以稳定直流电压以输出输出电压。

在另一实施例中，第二开关单元包含一第一开关以及一第二开关。在第二逆变组态中，控制器还用以控制第一开关保持导通或关断，且相应地控制第二开关保持关断或导通。

在另一实施例中，第一开关单元包含一第三开关以及一第四开关，其中在第二逆变组态中，控制器还用以控制第三开关以及第四开关以半桥变换器拓扑或单一正激变换器拓扑转换输入电压。

在另一实施例中，第一开关单元包含一第三开关以及一第四开关。控制器包含采样器以及运算放大器。采样器，用以采样该输出电压以产生一采样电压。运算放大器用以比较运算采样电压与一第一参考电压值或比较运算采样电压与一第二参考电压值，以控制第一开关、第二开关、第三开关以及第四开关中至少一者。

在另一实施例中，第一开关单元包含一第三开关以及一第四开关，第二开关单元包含一第一开关以及一第二开关。在第一逆变组态中，控制器还用以控制第一开关、第二开关、第三开关以及第四开关以全桥变换器拓扑或交错式正激变换器拓扑协同转换输入电压。

本发明的另一方面是关于一种应用于变换电路的变换电力的切换方法。变换电路包含一第一开关单元与一第二开关单元，第一开关单元与第二开关单元包含多个开关。切换方法包含：第一开关单元与第二开关单元对应于一第一逆变组态或一第二逆变组态进行操作，使得变换电路将一输入电压转换为一输出电压，其中在变换电路处于该第一逆变组态时，第二开关单元与第一开关单元的开关协同进行周期性地导通与关断，在变换电路处于第二逆变组态时，第一开关单元单独地操作，其中第一开关单元的开关周期性地导通与关断；调整该输出电压与该输入电压之间的增益，使得输出电压对应的电压值接近或等于一第一给定电压值；以及在第一逆变组态与第二逆变组态之间进行切换，使得第一开关单元与第二开关单元对应于切换后的逆变组态进行操作，以进而使得输出电压对应的电压值接近或等于一第二给定电压值，第一给定电压值是设定与第二给定电压值接近或相等。

在另一实施例中，切换方法还包含：在切换逆变组态之前以及调整该输出电压与该输入电压之间的增益之前，判断该输出电压对应的电压值是否等于该第一给定电压值。

另一实施例中，切换方法，还包含：在切换逆变组态之后，判断该输出电压对应的电压值是否等于该第二给定电压值。

在另一实施例中，调整该输出电压与该输入电压之间的增益的步骤还包含：调整该第一开关单元与该第二开关单元二者中至少一者的开关的工作频率或占空比。

在另一实施例中，调整该输出电压与该输入电压之间的增益的步骤还包含：关闭该逆变器的驱动且透过一输出电容放电以降低该输出电压与该输入电压之间的增益。

在另一实施例中，切换方法还包含：在切换逆变组态的步骤之前，先判断是否接收到改变输出电压的命令、或者该输出电压是否小于一参考电压。

在另一实施例中，切换逆变组态的步骤还包含：在保持该输出电压与该输入电压之间的增益值在切换逆变组态之前与之后相同的情形下，切换该第一开关单元与该第二开关单元其中至少一者的工作频率或占空比。

在另一实施例中，切换逆变组态的步骤还包含：在切换逆变组态时，保持该第一开关单元与该第二开关单元其中至少一者的开关的工作频率或占空比。

在另一实施例中，切换逆变组态的步骤还包含：在切换逆变组态时，同步调整该第一开关单元或该第二开关单元其中至少一者的开关的工作频率或占空比，使得该输出电压对应的电压值等于该第二给定电压值。

本发明的次一方面是关于一种变换电路。变换电路包含一逆变器、一变压器、一整流器以及一控制器。逆变器包含一第一开关单元，第一开关单元具有多个开关，逆变器用以接收一输入电压，并将输入电压转换为一原边交流电压。变压器具有一原边绕组和一副边绕组，原边绕组用以接收原边交流电压，变压器用以将原边交流电压转换为一副边交流电压。整流器电性连接至变压器的副边绕组，整流器用以接收副边交流电压，并将副边交流电压转换为一直流电压以产生对应于直流电压的输出电压。整流器包含第三开关单元、第四开关单元、电容单元以及至少一切换开关。第三开关单元包含多个开关。第四开关单元，与第三开关单元并联连接，包含多个开关。电容单元包括串联连接的一第一电容和一第二电容。切换开关电性耦接至第四开关单元和电容单元。控制器用以控制第三开关单元、第四开关单元中的各自开关以及切换开关的导通或关断，使得整流器工作于第一整流组态或第二整流组态。

在一实施例中，在第一整流组态中，控制器还用以控制切换开关导通，使得整流器通过第三开关单元与电容单元对副边交流电压进行倍压整流。

在一实施例中，在第二整流组态中，控制器还用以控制切换开关关断，使得整流器通过第三开关单元与第四开关单元对副边交流电压进行全桥整流，并通过电容单元对全桥整流后的电压进行滤波。

在一实施例中，逆变器还包括一第二开关单元，与该第一开关单元并联连接，该第二开关单元具有多个开关。控制器还控制第一开关单元、第二开关单元中的各自开关的导通或关断，使得逆变器工作于第一逆变组态或第二逆变组态。

在一实施例中，在逆变器工作于第一逆变组态时，控制器根据对应于原边交流电压的一输出电压控制第二开关单元与第一开关单元的开关协同进行周期性地导通与关断。在逆变器工作于第二逆变组态时，控制器控制第一开关单元单独地操作，其中第一开关单元的开关周期性地导通与关断，在第一逆变组态和第二逆变组态下，变换电路的输出电压与输入电压的比值不同。

在一实施例中，变换电路还包含谐振电路以及激磁电感。谐振电路的第一端连接至第一开关单元，其第二端连接至变压器的原边绕组。激磁电感与变压器的原边绕组并联连接。

在一实施例中，谐振电路包含谐振电感及谐振电容。谐振电感的第一端电性连接至第一开关单元。谐振电容的第一端串联连接至谐振电感的第二端。

在一实施例中，谐振电路中的谐振电感为变压器自身的漏感。

在一实施例中，激磁电感为变压器自身的激磁电感。

在一实施例中，变换电路为一LLC变换器或一移相全桥变换器。

在一实施例中，变换电路包括串联连接的一第一切换开关和一第二切换开关，第一切换开关的一端电性连接至第四开关单元，第二切换开关的一端电性连接至电容单元。

因此，采用本发明技术的优点在于：变换电路系统不仅可采用各种变换电路及其操作，借以应付各种需求。再者，本发明所示的变换电路以及变换电力的方法可在不同电路拓扑之间相互切换，以应付各种输出负载的需求，同时可大幅提升变换电路系统的整体效率。

虽然本发明已以实施方式揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何熟悉此技艺者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作各种的更动与润饰，因此本发明的保护范围当视所附的权利要求书所界定的范围为准。

附图说明

图1是绘示依照本发明一实施例的变换电路的示意图；

图1A是绘示依照本发明一实施例的桥式变换电路拓扑的示意图；

图1B是绘示依照本发明一实施例的全桥变换电路拓扑的示意图；

图1C是绘示依照本发明一实施例的半桥变换电路拓扑的示意图；

图1D是绘示依照本发明另一实施例的变换电路的示意图；

图1E是绘示依照本发明另一实施例的变换电路的示意图；

图1F是绘示依照图1E所示的变换电路的电路等效模型示意图；

图2是绘示依照本发明一实施例的切换逆变组态的操作流程图；

图3A～图3C是绘示依照本发明不同实施例的增益相对于开关的工作频率变化的曲线示意图；

图4A～图4C是绘示依照本发明不同实施例的增益相对于开关的工作频率变化的曲线示意图；

图5A是绘示依照本发明另一实施例的变换电路的电路示意图；

图5B是绘示图5A所示的变换电路的输出电压的波形示意图；

图5C是绘示图5A所示的变换电路的增益相对于工作频率变化的曲线示意图；

图5D以及图5E是分别绘示图5A所示的变换电路的驱动信号时序图；

图6A是绘示依照本发明另一实施例的变换电路的示意图；

图6B是绘示图6A所示的变换电路的驱动信号波形示意图；

图6C是绘示图6A所示的变换电路的驱动信号波形示意图；

图7A～图7C是绘示依照本发明不同实施例的增益相对于开关的占空比变化的曲线示意图；

图8A～图8C是绘示依照本发明不同实施例的增益相对于占空比变化的曲线示意图；

图9是绘示依照本发明另一实施例的变换电路；

图10是绘示依照本发明次一实施例的变换电路的电路示意图。

具体实施方式

下文是举实施例配合所附附图作详细说明，但所提供的实施例并非用以限制本发明所涵盖的范围，而结构运作的描述非用以限制其执行的顺序，任何由元件重新组合的结构，所产生具有均等功效的装置，皆为本发明所涵盖的范围。此外，附图仅以说明为目的，并未依照原尺寸作图。为使便于理解，下述说明中相同元件将以相同的符号标示来说明。

关于本文中所使用的“耦接”或“连接”，均可指二或多个元件相互直接作实体或电性接触，或是相互间接作实体或电性接触，亦可指二或多个元件相互操作或动作。

图1是绘示依照本发明一实施例的变换电路的示意图。变换电路100包含逆变器120以及控制器140。逆变器120用以接收输入电力Pi，并在第一逆变组态或第二逆变组态中将输入电力Pi转换为原边交流电力Pap，逆变器120包含开关单元122以及开关单元124，开关单元122包含开关Q21、Q22，开关单元124包含开关Q41、Q42。需要注意的是，在变换电路100处于第一逆变组态时，控制器140根据对应于原边交流电力Pap的输出电力Po控制开关单元122与开关单元124的开关Q21、Q22、Q41、Q42协同进行周期性地导通与关断（例如，在正半周期内，开关Q21和Q42导通且开关Q22和Q41关断；在负半周期内，开关Q22和Q41导通且开关Q21和Q42关断）。在变换电路100处于第二逆变组态中，控制器140控制开关单元122单独地操作，其中开关Q21、Q22周期性地导通与关断，而不与开关单元124的开关Q41、Q42协同操作（例如，在一个周期内，开关Q41持续导通而开关Q42持续关断）。

在一实施例中，在第二逆变组态中，控制器140还用以控制开关Q41保持导通或关断，控制器140相应地控制开关Q42保持关断或导通，使得开关Q41、Q42停止切换，使得当开关Q21、Q22周期性地导通与关断时，开关Q42、Q42维持自身状态；换言之，在第二逆变组态中，逆变器120的操作由开关单元122的开关Q21、Q22切换操作所主导。

如图1所示，在一实施例中，变换电路100包含变压器160以及整流器180。变压器160用以将原边交流电力Pap转换为副边交流电力Pas。整流器180用以将副边交流电力Pas整流为直流电力Pdc以产生对应于直流电力Pdc的输出电力Po。需要注意的是，控制器140还用以控制开关单元122以及开关单元124的开关Q21、Q22、Q41、Q42的工作频率或占空比（duty cycle）以调整输出电力Po与输入电力Pi之间的增益值。

此外，在一实施例中，变换电路100包含滤波器190，滤波器190与整流器180电性连接，用以稳定直流电力Pdc以输出输出电力Po。

举例来说，以图1A为例，图1A是绘示依照本发明一实施例的桥式变换电路拓扑的示意图。相较于图1，开关单元122a的开关Q21a、Q22a串联连接，开关单元124a的开关Q41a、Q42a串联连接（图1A所示的开关单元亦可称的为桥臂）。开关Q21a、Q22a、Q41a、Q42a可为金属氧化物半导体场效晶体管（MOSFET）、绝缘栅极双极性晶体管（IGBT）、晶闸管（thyristor）、二极管（diode）等类似元件。需要注意的是，滤波器190a若应用在脉宽调变型桥式变换电路中，滤波器190a至少由一个电容与一个电感串联组成。滤波器190a若应用在谐振型桥式变换电路中，滤波器190a至少由一个电容进行滤波。

具体而言，以图1B为例，图1B是绘示依照本发明一实施例的全桥变换电路拓扑的示意图。变换电路100b包含一次侧的逆变器120b、变压器T1、全波整流的整流器180b、滤波器190b以及控制器140b。逆变器120b与变压器T1电性连接。变压器T1与整流器180b电性连接。整流器180b与滤波器190b电性连接。逆变器120b包含开关单元122b、124b。开关单元122b包含开关Q21b、Q22b，开关单元124b包含开关Q41b、Q42b。逆变器120b、变压器T1、全波整流的整流器180b、滤波器190b以及控制器140b的功能如图1所示的实施例所述，以下不再赘述。

在图1B所示的实施例中，相较于图1，开关单元122b与开关单元124b并联连接。开关Q21b与开关Q22b串联连接于节点W。开关Q41b与开关Q42b串联连接于节点X。变压器T1包含一次侧T1p（即原边绕组）与二次侧T1s（即副边绕组），一次侧T1p电性连接于节点X，二次侧T1s与整流器180b电性连接。整流器180b包含二极管D1、D2，二极管D1、D2的阳极（anode）分别电性连接于二次侧T1s的两端，二极管D1、D2的阴极（cathode）电性相接且连接于滤波器190b。

再者，相较于图1A，控制器140b包含采样器142以及运算放大器144。采样器142用以采样输出电力Po以产生采样电压Vs。运算放大器144用以比较采样电压Vs与参考电压值Vr1或比较采样电压Vs与参考电压值Vr2，以控制开关Q21b、Q22b、Q41b以及Q42b中至少一者。控制器140b还包含控制单元146，控制单元146根据运算放大器144的比较结果控制开关Q21b、Q22b、Q41b以及Q42b。

在图1B所示的实施例中，相较于图1A，逆变器120b还包含谐振电路126，谐振电路126电性连接于一次侧T1p与节点W之间。实作上，谐振电路126与滤波器190b可为电容或电感，亦可由电容与电感串联组成的LC或CLC结构所组成。

其次，变换电路100b还包含激磁电感Lm。激磁电感Lm可与变压器T1集成，亦可与变压器T1分离而与一次侧T1p并联。

在一实施例中，在第一逆变组态中，控制器140b还用以控制开关Q21b、开关Q22b、开关Q41b以及开关Q42b以全桥变换器拓扑协同转换输入电力Pi。更具体的说明，在控制器140b中，采样器142采样输出电力Po以产生采样电压Vs。接着，运算放大器144比较采样电压Vs与参考电压值Vr1或比较采样电压Vs与参考电压值Vr2。然后，控制单元146根据运算放大器144的比较结果控制开关Q21b、Q22b、Q41b以及Q42b。在第一逆变组态中的变换电路100b透过控制器140b控制而切换为全桥变换器拓扑。在正半周期内，控制单元146控制开关Q21b与Q42b同步导通与关断，在负半周期内，控制单元146控制开关Q22b与Q41b同步导通与关断，以通过全桥变换器拓扑转换输入电力Pi为输出电压Vo。

在一实施例中，在第二逆变组态中，控制器140b还用以控制开关Q21b以及开关Q22b以半桥变换器拓扑转换输入电力Pi。在本实施例中，在第二逆变组态中，在一个周期内，控制器140b控制开关Q41b保持导通或关断，且控制器140b相应地控制开关Q42b保持关断或导通。更具体的说明，如图1C所示，图1C是绘示依照本发明一实施例的半桥变换电路拓扑的示意图。相较于图1B，在第二逆变组态中的变换电路100b透过控制器140b控制而切换为半桥变换器拓扑。控制器140b以低电压位准VL驱动开关Q41b保持关断，以及同时以高电压位准VH控制开关Q42b保持导通，同时控制器140b控制开关Q21b与开关Q22b交替地导通与关断，使得在第二逆变组态中的变换电路100b以半桥变换器拓扑操作，而同时开关单元124b保持恒定的状态。

值得注意的是，开关可为金属氧化物半导体场效晶体管（MOSFET）、绝缘栅极双极性晶体管（IGBT）、晶闸管（thyristor）、晶体管等类似元件的单一项或多项组合而成。以图1D为例，图1D是绘示依照本发明另一实施例的变换电路的示意图。如图1D所示，相较于图1B，开关Q21d、Q22d、Q41d以及Q42d由金属氧化物半导体场效晶体管（MOSFET）所实现。

以下说明谐振型变换电路的具体结构。以图1E为例，图1E是绘示依照本发明另一实施例的变换电路的示意图，其中变换电路100e为LLC串联谐振型变换电路。相较于图1D，谐振电路126e还包含电感器Ls以及电容Cs，电感Ls与电容Cs电性串联。其次，滤波器190e还包含电容Cf，与负载电性并联。

在本实施例中，变换电路100e是透过控制器140b调节增益，其中增益为与输出电力Po相应的输出电压Vo以及与输入电力Pi相应的输入电压Vi二者之间的比例。调节增益的方式可为调整开关的工作频率、脉波宽度调变加上调整开关的工作频率、相移（phaseshifted）加上调整开关的工作频率或者通过二次侧的同步整流器（SR,synchronousrectifier）相移反灌能量等多个技术。其次，调节增益的控制环路可为闭环调节（closedloop）或开环调节（open loop）。在闭环调节中，变换电路的参考电压Vr1或Vr2可从切换变换器拓扑时开始线性地调节，也可以是阶梯式地调节，或者直接抬升电压位准、降下电压位准等方式调节。

如图1E所示，变换电路100e在第一逆变组态中操作为全桥变换电路，每个开关单元122d以及124d的开关Q21d与Q22d以相位相差180度导通，同时开关Q41d与Q42d以相位相差180度导通。开关单元122d以及124d的斜对角开关接受相同的驱动，所以开关Q21d与Q42d同时导通或关断，开关Q22d与Q41d同时导通或关断。参照图1F，图1F是绘示依照图1E所示的变换电路的电路等效模型示意图。电路10f为变换电路100e的LLC谐振变换电路等效模型，其中Vwx为图1E所示的节点W与X之间的跨压，Ro为输出组抗，N为变压器T1中一次侧T1p与二次侧T1s之间的匝数比。给定M（Ω,h,Q）为正规化（normalized）的变换电路直流增益，其中Ω、h、Q为电路参数正规化的变数，则输出电压Vo＝M（Ω,h,Q）×Vwx，在变换电路100e处于第一逆变组态中而以全桥变换器拓扑操作的情形下，电压Vwx=Vi，变换电路100e处于第二逆变组态中而以半桥变换器拓扑操作的情形下，电压Vwx=0.5×Vi。因此，在输出组抗Ro不变且开关的工作频率相同的情形下，变换电路100e处于第二逆变组态（半桥变换器拓扑）中的输出电压Vo处于第一逆变组态（全桥变换器拓扑）中的输出电压Vo的一半。

下述将以图1E说明LLC谐振型变换电路的操作。当变换电路100e处于第一逆变组态时，逆变器120e的开关单元122d与124d以全桥变换器拓扑协同操作。逆变器120e在接收对应于输入电力Pi的输入电压Vi之后，经由开关Q21d、Q22d、Q41d以及Q42d协同地周期性导通与关断以及谐振电路126e的操作后，传送原边交流电力Pap予变压器T1的一次侧T1p。变压器T1将原边交流电力Pap由一次侧T1p传递至二次侧T1s，二次侧T1s再接着将副边交流电力Pas传送予整流器180b。整流器180b将副边交流电力Pas整流为直流电力Pdc。滤波器190e透过电容Cf将直流电力Pdc滤波后产生与输出电力Po相对应的输出电压Vo。

采样器142采样输出电压Vo以产生采样电压Vs。运算放大器144对采样电压Vs与参考电压进行比较运算，举例来说，参考电压值Vr1或Vr2，并产生对开关Q21b、Q22b、Q41b以及Q42b进行控制的控制信号。控制单元146根据运算放大器144的输出结果调整开关Q21b、Q22b、Q41b以及Q42b的工作频率，借以控制开关Q21b、Q22b、Q41b以及Q42b，以进而使得增益（输出电压Vo除以输入电Vi所得到）受到调整，借此，使得输出电压Vo的值受调整而接近或等于目标电压值。当控制器140b接收到改变输出电压Vo的系统命令，或者是输出电力Po（或输出电压）小于一个给定的参考电力（或参考电压）（电力可以由相对应的功率值或者电流量作比较）时，控制器140b控制变换电路100e由第一逆变组态（全桥变换器拓扑）切换为第二逆变组态（半桥变换器拓扑）。当变换电路100e处于第二逆变组态时，控制器140b控制开关单元124d的开关Q41d关断以及开关Q42d导通，同时控制开关单元122d以半桥变换器拓扑进行操作（开关Q21d与开关Q22d交替地周期性导通与关断）。

以下以图1E搭配图2说明变换电路100e切换逆变组态的操作，其中图2是绘示依照本发明一实施例的切换逆变组态的操作流程图。承上述，为了说明简洁，以下说明将变换电路切换逆变组态之前且未调整增益时的输出电压Vo的值描述为输出电压值Vo1。首先，控制器140b判断是否满足切换逆变组态的条件（步骤S201），例如：控制器140b接收到改变输出电压Vo的系统命令，或者是输出电力Po小于一个给定的参考电力。接着，控制器140b判断输出电压值Vo1（输出电力Po对应的电压值）是否接近或等于切换逆变组态之前的给定电压值Voref1（给定电压值Voref1是为方便说明而命名，图中未绘示，以下叙述中给定电压值Voref1皆定义为切换逆变组态之前的给定电压值）（步骤S202）。当输出电压值Vo1接近或等于上述给定电压值时，控制器140b控制变换电路100e以从第一逆变组态（全桥变换器拓扑）切换至第二逆变组态（半桥变换器拓扑）（步骤S204）。反之，当输出电压值Vo1不接近上述给定电压值时，控制器140b控制变换电路100e以调整增益使得输出电压Vo的值从输出电压值Vo1调整直到接近或等于上述给定电压值（步骤S203）。

在切换逆变组态之后，控制器140b判断输出电压Vo的值（输出电力Po对应的电压值）是否等于切换逆变组态之后的给定电压值（如图3A～图3C所示的给定目标电压值Vo2）（步骤S205）。当输出电压Vo的值等于上述给定电压值时，变换电路100e完成切换逆变组态的操作。反之，当输出电压Vo的值不等于上述给定电压值时，控制器140b控制变换电路100e以调整增益使得输出电压Vo的值等于上述给定电压值（步骤S206）。

下述以各种实施例搭配图1E具体说明切换逆变组态的具体操作。以图3A～图3C为例，图3A～图3C是绘示依照本发明不同实施例的增益相对于开关的工作频率变化的曲线示意图。在切换逆变组态之前，控制器140b设定给定电压值Voref1以作为比较的参考基准，而在切换逆变组态之后，控制器140b设定给定目标电压值Vo2以作为比较的参考基准。图3A是在给定目标电压值Vo2大于0.5倍的输出电压值Vo1的情形下作图。图3B是在给定目标电压值Vo2小于0.5倍的输出电压值Vo1的情形下作图。图3C是在给定目标电压值Vo2等于0.5倍的输出电压值Vo1的情形下作图。

在图3A～图3C中，给定目标电压值Vo2对应于增益值Gain2，输出电压值Vo1对应于增益值Gain1。在第一逆变组态（全桥变换器拓扑）中的增益相对于工作频率的变化绘示为曲线Curve1，在第二逆变组态（半桥变换器拓扑）中的增益相对于工作频率的变化绘示为曲线Curve2。在第一逆变组态（全桥变换器拓扑）中，工作点A对应于以工作频率Fa操作获得的输出电压值Vo1所对应的增益值Gain1。在第二逆变组态（半桥变换器拓扑）中在输出电压值等于给定目标电压值Vo2的情形下，工作点C对应于以工作频率Fc操作获得的输出电压值所对应的增益值Gain2。以下说明变换电路从工作点A变换至工作点C的操作。

参照图3A，同时参照图1E，在一实施例中，变换电路100e的操作状态从工作点A调整至工作点B然后变换至工作点C，其中在第一逆变组态（全桥变换器拓扑）中在输出电压值等于给定目标电压值Vo2的情形下，工作点B对应于以工作频率Fb操作获得的输出电压值所对应的增益值Gain2，换言之，工作点B与工作点C对应于相同的输出电压值（也就是给定目标电压值Vo2）以及相同的增益值Gain2，但是二者差别在于，工作点B为变换电路100e在第一逆变组态下操作的工作点，工作点C为变换电路100e在第二逆变组态下操作的工作点。在本实施例中，给定电压值Voref1设定接近给定目标电压值Vo2，因此，在变换电路100e满足切换逆变组态的条件之后，控制器140b判断对应于工作点A的输出电压值Vo1不等于给定电压值Voref1（也就是给定目标电压值Vo2）。控制器140b控制变换电路100e以调整增益使得输出电压Vo的值沿着曲线Curve1从输出电压值Vo1（工作点A）调整到等于给定电压值Voref1（也就是调整到工作点B附近）。

在本实施例中，控制器140b设定在输出电压Vo的值等于给定电压值Voref1情形下所对应的工作点落在工作点B1与B2之间的范围内，其中工作点B1与工作点B2分别为第一逆变组态中以增益值Gain2为中心而上下变动的工作点，其中图3A所示的工作点B1与工作点B2是分别对应于增益值GainB1=[Gain2×(1+0.1)]以及增益值GainB2=[Gain2×(1-0.1)]，而在第一逆变组态中的调整后的输出电压Vo所对应的增益值落在增益值GainB1以及增益值GainB2之间。需要注意的是，工作点B1与工作点B2亦可设定分别对应于增益值GainB1=[Gain2×(1+0.3)]以及增益值GainB2=[Gain2×(1-0.3)]，但不限于此。

接着，控制器140b将变换电路100e从第一逆变组态（全桥变换器拓扑）切换成第二逆变组态（半桥变换器拓扑）。更具体的说明，控制器140b控制开关单元124d的开关Q41d保持关断以及开关Q42d保持导通，且同时控制开关单元122d的开关Q21d与开关Q22d以半桥变换器拓扑协同操作。在切换逆变组态的操作中，在保持增益值在切换逆变组态之前与之后相同的情形下，控制器140b切换开关单元122d的工作频率，举例来说，从接近工作频率Fb的工作频率切换至接近工作频率Fc的工作频率（对应于工作点C附近的工作点）。切换逆变组态后的控制器140b判断输出电压Vo的值不等于给定目标电压值Vo2。接着，控制器140b控制变换电路100e以沿着曲线Curve2动态调整增益使得输出电压Vo的值等于给定目标电压值Vo2（对应于工作点C），借此，变换电路100e完成输出电压Vo由输出电压值Vo1变换至给定目标电压值Vo2的操作。

值得注意的是，在切换逆变组态之前，当工作点是调整至工作点B时，在切换逆变组态的操作中，控制器140b将开关单元122d的工作频率由工作频率Fb切换至工作频率Fc。

透过上述操作，变换电路100e从工作点A经工作点B变换至工作点C的操作具有较佳的输出电压的动态性能，输出电压的涟波较小。

参照图3A，同时参照图1E，在一实施例中，变换电路100e的操作状态从工作点A调整至工作点D然后变换至工作点C，其中在第一逆变组态（全桥变换器拓扑）中，工作点D对应于以工作频率Fc操作获得的增益值GainD=（2×Gain2），换言之，工作点D与工作点C对应于相同的工作频率Fc，但是二者差别在于，工作点D为变换电路100e在第一逆变组态下操作的工作点，工作点C为变换电路100e在第二逆变组态下操作的工作点。在本实施例中，给定电压值Voref1设定接近增益值GainD所对应的输出电压值，因此，在变换电路100e满足切换逆变组态的条件之后，控制器140b判断对应于工作点A的输出电压值Vo1（对应于增益值Gain1）不等于给定电压值Voref1。控制器140b控制变换电路100e以调整增益使得输出电压Vo的值沿着曲线Curve1从输出电压值Vo1调整到给定电压值Voref1（也就是由工作点A调整到工作点D附近）。

在本实施例中，控制器140b是设定在输出电压Vo的值等于给定电压值Voref1情形所对应的工作点落在工作点D1与D2之间的范围内，其中工作点D1与工作点D2分别为第一逆变组态中以增益值GainD为中心而上下变动的工作点，其中图3A所示的工作点D1与工作点D2是分别对应于增益值GainD1=[2×Gain2×(1+0.1)]以及增益值GainD2=[2×Gain2×(1-0.1)]，而在第一逆变组态中的调整后的输出电压Vo所对应的增益值落在增益值GainD1以及增益值GainD2之间。需要注意的是，工作点D1与工作点D2亦可设定分别对应于增益值GainD1=[2×Gain2×(1+0.3)]以及增益值GainD2=[2×Gain2×(1-0.3)]，但不限于此。

接着，控制器140b将变换电路100e从第一逆变组态（全桥变换器拓扑）切换成第二逆变组态（半桥变换器拓扑）。切换逆变组态的操作如上所述，以下不再赘述。在切换逆变组态的操作中，控制器140b是保持开关单元122d的工作频率，使得开关单元122d的工作频率在切换逆变组态的前后皆维持在工作频率Fc附近的工作频率（对应于工作点C附近的工作点）。切换逆变组态后的控制器140b判断输出电压Vo的值不等于给定目标电压值Vo2。接着，控制器140b控制变换电路100e以沿着曲线Curve2动态调整增益使得输出电压Vo的值等于给定目标电压值Vo2（对应于工作点C），借此，变换电路100e完成输出电压Vo由输出电压值Vo1变换至给定目标电压值Vo2的操作。

参照图3A，同时参照图1E，在一实施例中，变换电路100e的操作状态是从工作点A直接调整至工作点C。在本实施例中，给定电压值Voref1设定接近增益值Gain2所对应的输出电压值（即输出电压Vo的值等于给定目标电压值Vo2），因此，在变换电路100e满足切换逆变组态的条件之后，控制器140b判断对应于工作点A的输出电压值Vo1（对应于增益值Gain1）不等于给定电压值Voref1。控制器140b控制变换电路100e以调整增益。在调整增益的操作中，控制器140b停止驱动与一次侧T1p电性连接的逆变器120e中的开关，使得输出电压Vo的值透过电容Cf的放电而沿着路径PathAC降低至给定电压值Voref1（也就是由工作点A调整到工作点C附近）。

在本实施例中，控制器140b是设定在输出电压Vo的值等于给定电压值Voref1情形所对应的工作点落在工作点C1与C2之间的范围内，其中工作点C1与工作点C2分别为第二逆变组态中以增益值Gain2为中心而上下变动的工作点，其中图3A所示的工作点C1与工作点C2是分别对应于增益值GainB1以及增益值GainB2，而在电容Cf放电后的输出电压Vo所对应的增益值落在增益值GainB1以及增益值GainB2之间。

接着，控制器140b将变换电路100e从第一逆变组态（全桥变换器拓扑）切换成第二逆变组态（半桥变换器拓扑）。切换逆变组态的操作如上所述，以下不再赘述。切换逆变组态后的控制器140b判断输出电压Vo的值不等于给定目标电压值Vo2。接着，控制器140b控制变换电路100e以沿着曲线Curve2动态调整增益使得输出电压Vo的值等于给定目标电压值Vo2（对应于工作点C），借此，变换电路100e完成输出电压Vo由输出电压值Vo1变换至给定目标电压值Vo2的操作。

透过上述操作，变换电路100e从工作点A经放电变换至工作点C的操作具有较佳的输出电压的动态性能。

参照图3A，同时参照图1E，在一实施例中，变换电路100e的操作状态从工作点A调整至工作点F，再变换至工作点E然后调整至工作点C，其中在第一逆变组态（全桥变换器拓扑）中，工作点F对应于以工作频率Ff操作获得的增益值Gain3，在第二逆变组态（半桥变换器拓扑）中，工作点E对应于以工作频率Fe操作获得的增益值Gain3，换言之，工作点E与F对应于相同的增益值Gain3。在本实施例中，给定电压值Voref1设定为工作点F所对应的输出电压值Vf，因此，在变换电路100e满足切换逆变组态的条件之后，控制器140b判断对应于工作点A的输出电压值Vo1（对应于增益值Gain1）不等于给定电压值Voref1（工作点F所对应的输出电压值Vf）。控制器140b控制变换电路100e以调整增益使得输出电压Vo的值沿着曲线Curve1从输出电压值Vo1调整到给定电压值Voref1（也就是由工作点A调整到工作点F）。

接着，控制器140b将变换电路100e从第一逆变组态（全桥变换器拓扑）切换成第二逆变组态（半桥变换器拓扑）。切换逆变组态的操作如上所述，以下不再赘述。在切换逆变组态的操作中，在保持增益值在切换逆变组态之前与之后相同的情形下，控制器140b切换开关单元122d的工作频率，举例来说，从工作频率Ff（对应于工作点F）切换至工作频率Fe（对应于工作点E）。切换逆变组态后的控制器140b判断输出电压Vo的值不等于给定目标电压值Vo2。接着，控制器140b控制变换电路100e以沿着曲线Curve2动态调整增益使得输出电压Vo的值等于给定目标电压值Vo2（对应于工作点C），借此，变换电路100e完成输出电压Vo由输出电压值Vo1变换至给定目标电压值Vo2的操作。

上述四个实施例说明变换电路100e是先沿着曲线Curve1调整增益再切换逆变组态，但不限于此，以下述实施例为例说明变换电路100e先切换逆变组态再调节增益的操作。

参照图3A，同时参照图1E，在一实施例中，变换电路100e的操作状态从工作点A变换至工作点G然后调整至工作点C，其中在第二逆变组态（半桥变换器拓扑）中，工作点G对应于以工作频率Fa操作获得的增益值Gain4，换言之，工作点A与工作点G对应于相同的工作频率Fa，但是二者差别在于，工作点A为变换电路100e在第一逆变组态下操作的工作点，工作点G为变换电路100e在第二逆变组态下操作的工作点。在本实施例中，给定电压值Voref1设定与工作点A对应的输出电压值Vo1相等，因此，在变换电路100e满足切换逆变组态的条件之后，控制器140b判断与工作点A对应的输出电压值Vo1等于给定电压值Voref1。

接着，控制器140b将变换电路100e从第一逆变组态（全桥变换器拓扑）切换成第二逆变组态（半桥变换器拓扑）。切换逆变组态的操作如上所述，以下不再赘述。在切换逆变组态的操作中，控制器140b是保持开关单元122d的工作频率，使得开关单元122d的工作频率在切换逆变组态的前后皆维持在工作频率Fa（对应于工作点G附近的工作点）。切换逆变组态后的控制器140b判断输出电压Vo的值不等于给定目标电压值Vo2。接着，控制器140b控制变换电路100e以沿着曲线Curve2动态调整增益，使得输出电压Vo的值等于给定目标电压值Vo2（对应于工作点C），借此，变换电路100e完成输出电压Vo由输出电压值Vo1变换至给定目标电压值Vo2的操作。

图3B以及图3C所示的实施例中的操作与图3A所示的实施例的各种操作类似，以下不再赘述。

如图1E所示，当变换电路100e在切换逆变组态之前是处于第二逆变组态（半桥变换器拓扑）时，举例来说，变换电路100e切换逆变组态之前且未调整增益时的输出电压Vo的值描述为输出电压值Vo4，变换电路100e将输出电压Vo的值透过切换逆变组态（切换至第一逆变组态）由输出电压值Vo4变换为给定目标电压值Vo3。

下述以各种实施例搭配图1E具体说明切换逆变组态的操作。以图4A～图4C为例，图4A～图4C是绘示依照本发明不同实施例的增益相对于开关的工作频率变化的曲线示意图。在切换逆变组态之前，控制器140b设定给定电压值Voref1以作为比较的参考基准，而在切换逆变组态之后，控制器140b设定给定目标电压值Vo3以作为比较的参考基准。图4A是在输出电压值Vo4大于0.5倍的给定目标电压值Vo3的情形下作图。图4B是在输出电压值Vo4小于0.5倍的给定目标电压值Vo3的情形下作图。图4C是在输出电压值Vo4等于0.5倍的给定目标电压值Vo3的情形下作图。

在图4A～图4C中，给定目标电压值Vo3对应于增益值Gain1，输出电压值Vo4对应于增益值Gain2。在第一逆变组态（全桥变换器拓扑）中的增益相对于工作频率的变化绘示为曲线Curve3，在第二逆变组态（半桥变换器拓扑）中的增益相对于工作频率的变化绘示为曲线Curve4。在第一逆变组态（全桥变换器拓扑）中在输出电压值等于给定目标电压值Vo3的情形下，工作点A对应于以工作频率Fa操作获得的输出电压值所对应的增益值Gain1。在第二逆变组态（半桥变换器拓扑）中，工作点C对应于以工作频率Fc操作获得的输出电压值Vo4所对应的增益值Gain2。以下说明变换电路100e从工作点C变换至工作点A的操作。

参照图4A，同时参照图1E，在一实施例中，变换电路100e的操作状态从工作点C变换至工作点B然后调整至工作点A，其中在第一逆变组态（全桥变换器拓扑）中在输出电压Vo的值等于输出电压值Vo4的情形下，工作点B对应于以工作频率Fb操作获得的输出电压值所对应的增益值Gain2，换言之，工作点B与工作点C对应于相同的输出电压值（也就是给定电压值Vo4）以及相同的增益值Gain2，但是二者差别在于，工作点B为变换电路100e在第一逆变组态下操作的工作点，工作点C为变换电路100e在第二逆变组态下操作的工作点。在本实施例中，给定电压值Voref1设定等于输出电压值Vo4，因此，在变换电路100e满足切换逆变组态的条件之后，控制器140b判断对应于工作点C的输出电压值Vo4等于给定电压值Voref1（也就是输出电压值Vo4）。

接着，控制器140b将变换电路100e从第二逆变组态（半桥变换器拓扑）切换成第一逆变组态（全桥变换器拓扑）。更具体的说明，控制器140b控制开关单元122d与124d的开关Q21d、Q22d、Q41d以及Q42d以全桥变换器拓扑协同操作（在第二逆变组态中，开关Q41d维持关断，同时开关Q42d维持导通）。在切换逆变组态的操作中，在保持增益值在切换逆变组态之前与之后相同的情形下，控制器140b切换开关单元122d与124d的工作频率，举例来说，从工作频率Fc的工作频率（对应于工作点C）切换至接近工作频率Fb的工作频率（对应于工作点B）。在切换逆变组态后，控制器140b控制变换电路100e以沿着曲线Curve1动态调整增益使得输出电压Vo的值等于给定目标电压值Vo3（对应于工作点A），借此，变换电路100e完成输出电压Vo由输出电压值Vo4变换至给定目标电压值Vo3的操作。

参照图4A，同时参照图1E，在一实施例中，变换电路100e的操作状态是从工作点C直接调整至工作点A。在本实施例中，给定电压值Voref1设定等于增益值Gain2所对应的输出电压值（即输出电压Vo的值等于给定电压值Vo4），因此，在变换电路100e满足切换逆变组态的条件之后，控制器140b判断对应于工作点C的输出电压值Vo4（对应于增益值Gain2）等于给定电压值Voref1。

接着，控制器140b将变换电路100e从第二逆变组态（半桥变换器拓扑）切换成第一逆变组态（全桥变换器拓扑）。切换逆变组态的操作如上所述，以下不再赘述。在切换逆变组态的操作中，控制器140b同步调整开关单元122d与124d的工作频率，使得开关单元122d与124d的工作频率由工作频率Fc（对应于工作点C）调整到工作频率Fa（对应于工作点A），以进而使得切换逆变组态之后的输出电压Vo的值等于给定目标电压值Vo3。借此，变换电路100e完成输出电压Vo由输出电压值Vo4变换至给定目标电压值Vo3的操作。

参照图4A，同时参照图1E，在一实施例中，变换电路100e的操作状态从工作点C调整至工作点E，再变换至工作点F然后调整至工作点A，其中在第一逆变组态（全桥变换器拓扑）中，工作点F对应于以工作频率Ff操作获得的增益值Gain3，在第二逆变组态（半桥变换器拓扑）中，工作点E对应于以工作频率Fe操作获得的增益值Gain3，换言之，工作点E与F对应于相同的增益值Gain3。在本实施例中，给定电压值Voref1设定为工作点E所对应的输出电压值Vf，因此，在变换电路100e满足切换逆变组态的条件之后，控制器140b判断对应于工作点C的输出电压值Vo4（对应于增益值Gain2）不等于给定电压值Voref1（工作点E所对应的输出电压值Vf）。控制器140b控制变换电路100e以调整增益使得输出电压Vo的值沿着曲线Curve2从输出电压值Vo4调整到给定电压值Voref1（也就是由工作点C调整到工作点E）。

接着，控制器140b将变换电路100e从第二逆变组态（半桥变换器拓扑）切换成第一逆变组态（全桥变换器拓扑）。切换逆变组态的操作如上所述，以下不再赘述。在切换逆变组态的操作中，在保持增益值在切换逆变组态之前与之后相同的情形下，控制器140b切换开关单元122d与124d的工作频率，举例来说，从工作频率Fe（对应于工作点E）切换至工作频率Ff（对应于工作点F）。切换逆变组态后的控制器140b判断输出电压Vo的值不等于给定目标电压值Vo2。接着，控制器140b控制变换电路100e以沿着曲线Curve1动态调整增益使得输出电压Vo的值等于给定目标电压值Vo3（对应于工作点A），借此，变换电路100e完成输出电压Vo由输出电压值Vo4变换至给定目标电压值Vo3的操作。

图4B以及图4C所示的实施例中的操作与图4A所示的实施例的各种操作类似，以下不再赘述。

下述以图5A～图5E说明另一个变换电路的具体实施例，其中图5A是绘示依照本发明另一实施例的变换电路的电路示意图，图5B是绘示图5A所示的变换电路的输出电压的波形示意图，图5C是绘示图5A所示的变换电路的增益相对于工作频率变化的曲线示意图，图5D以及图5E是分别绘示图5A所示的变换电路的驱动信号时序图。

如图5A所示，相较于图1E所示的变换电路100e，变换电路500的滤波器180g为同步整流器，滤波器180g包含开关Qsr1与Qsr2。变换电路500的结构与操作类似于图1E所示的变换电路100e，以下不再赘述。

变换电路500在正常工作时，在第一逆变组态（全桥变换器拓扑）中的输出电压Vo为12伏特，举例来说，变换电路500具有谐振频率200千赫兹（kHz），变压器T1的匝数比为32：1，变换电路500操作在对应于谐振频率附近的工作点，正规化（normalized）的变换电路直流增益为M（Ω,h,Q），其中正规化的电路参数h=7.7以及Q=0.4，Ω为正规化的工作频率，则输出电流为50安培，输出电压的动态变化范围满足输出电压Vo±0.5伏特。

在特定操作情形下，输出电压Vo需变换为6伏特，借以满足提高整体系统效率的需求。如图5B所示，在时段T21中，变换电路500通过切换变换器拓扑将输出电压Vo由12伏特变换至6伏特。

以图5C为例，其中在第一逆变组态（全桥变换器拓扑）中的增益相对于工作频率的变化绘示为曲线Curve51，变换电路500在第二逆变组态（半桥变换器拓扑）中且增益为0.5的工作点绘示为工作点C。

如图5C所示，变换电路500在图5B所示的时段T21的开头中操作在第一逆变组态，在时段T21的开头中的变换电路500对应的工作点为工作点A，工作点A对应的增益约为1、工作频率为1以及输出电压Vo的值为12伏特。若输出电压Vo的值需变换为6伏特，如图5B所示的时段T21的末段，变换电路500的增益值需调整为工作点A所对应增益值的一半，也就是将增益调整为0.5。如果变换电路500保持在第一逆变组态（全桥变换电路拓扑）中沿着曲线Curve51将增益调整为0.5，则工作频率需由1调整为4.3，也就是4.3倍的谐振频率，如图5C所示的工作点。保持在第一逆变组态中由工作点A调整至工作点B的操作对于整体效率的提升没有显着的效果。

然而，变换电路500在工作点A先将与一次侧T1p连接电路的驱动（例如：脉波宽度调变驱动）在数个脉波周期中关闭，接着由第一逆变组态（全桥变换器拓扑）切换至第二逆变组态（半桥变换器拓扑），而由工作点A切换至工作点C进行操作。为了满足输出电压Vo的一般动态变化范围规格，在第二逆变组态的变换电路500中，开关单元122d或124d需要以工作点C所对应的工作频率1或工作频率1附近的工作频率进行操作。

而当变换电路500是在第二逆变组态（半桥变换器拓扑）中操作而接收到系统命令需由输出电压Vo的值为6伏特变换为12伏特时（如图5B所示的时段T21内），变换电路500先在工作点C关闭数个脉波周期的与一次侧T1p连接电路的驱动，然后切换至第一逆变组态（全桥变换器拓扑），而由工作点C变换至工作点A，使得输出电压Vo的值稳定在12伏特。为了满足输出电压Vo的一般动态变化范围规格，在第一逆变组态的变换电路500中，开关单元122d或124d需要以工作点A所对应的工作频率1或工作频率1附近的工作频率进行操作。

变换电路500由第一逆变组态（全桥变换器拓扑）切换至第二逆变组态（半桥变换器拓扑）的驱动操作可配合图5D所示的驱动信号Sq1～Sq4进行，变换电路500由第二逆变组态切换至第一逆变组态的驱动操作可配合图5E所示的驱动信号Sq1～Sq4进行。变换电路500在时段T1内维持第一逆变组态（全桥变换器拓扑）的操作，而在时段T12内由第一逆变组态切换至第二逆变组态（半桥变换器拓扑），其中变换电路500的开关的工作频率在刚切换至第二逆变组态时接近谐振频率，输出电压Vo的动态变化范围符合一般规格。

由上述实施例可知，变换电路系统采用本发明所示的变换电路及其操作可应付各种负载需求，在需要将输出电压提高的情形下，本发明所示的变换电路可由半桥变换电路拓扑切换至全桥变换电路拓扑。而在需要将输出电压降低的情形下，本发明所示的变换电路可由全桥变换电路拓扑切换至半桥变换电路拓扑，以应付各种输出负载的需求，同时可大幅提升变换电路系统的整体效率。

此外，本发明所示的变换电路不限于上述谐振型变换电路，本发明所示的变换电路亦可为脉波宽度调变型（PWM,pulse width modulation）变换电路。以图6A为例，图6A是绘示依照本发明另一实施例的变换电路的示意图。变换电路600为移相全桥变换电路，相较于图1E所示的变换电路100e，变换电路600的滤波器190h包含串联的电感器Lo以及与负载并联的电容Cf。其次，与逆变器120h连接的激磁电感为变压器T1本身的激磁电感。此外，谐振电路126h中的电感器Ls可为变压器T1的漏电感，其中变压器T1的漏电感集成于变压器T1中。

变换电路600可在第一逆变组态（全桥变换器拓扑）中操作。以图6B为例，图6B是绘示图6A所示的变换电路的驱动信号波形示意图。驱动信号Sq1与Sq2分别驱动开关单元122h的开关Q21h以及Q22h，驱动信号Sq3与Sq4分别驱动开关单元122h的开关Q41h以及Q42h。驱动信号Sq1与Sq2为180度互补，使得开关Q21h以及Q22h互补导通。驱动信号Sq3与Sq4为180度互补，使得开关Q41h以及Q42h互补导通。开关单元122h与开关单元124h的驱动信号相差一个相位，此相差相位亦可称之为导通角。控制器140h调整上述导通角，使得变换电路600在节点Y与节点Z之间的跨压Vyz为幅值等于输入电压Vi的交流信号，且跨压Vyz的交流信号经变换电路600变换以及经过整流器180h整流，使得在节点J与节点K之间的跨压Vjk为幅值等于Vi/N的直流信号，N为变压器T1的变压比例。跨压Vjk的直流信号具有占空比（dutycycle）为Duty等于Ton/(0.5Ts)，其中Ton为开关的导通时间，Ts为开关周期，如图6B所示。控制器140h调整跨压Vjk的占空比Duty以调整输出电压Vo，因此，在第一逆变组态中的变换电路600可产生输出电压Vo等于（Duty╳Vi）/N。

变换电路600可在第二逆变组态（半桥变换器拓扑）中操作。以图6C为例，图6C是绘示图6A所示的变换电路的驱动信号波形示意图。相较于图6B，在第二逆变组态中，驱动信号Sq4为高位准，驱动信号Sq3为低位准，使得开关Q41h在第二逆变组态中保持关断，开关Q42h在第二逆变组态中保持导通，以进而使得变换电路600由第一逆变组态切换为第二逆变组态，变换电路600透过开关单元122h中的开关Q21h以及Q22h协同地交替导通与关断以变换电力，在第二逆变组态中的变换电路600为对称半桥变换电路。

在本实施例中，控制器140h调整驱动信号Sq1以及Sq2的脉宽，以相应地调整开关Q21h以及Q22h的占空比，使得跨压Vyz的占空比Duty相应地调整。如图6C所示，变换电路600在节点Y与节点Z之间的跨压Vyz为幅值等于输入电压0.5×Vi的交流信号，且跨压Vyz的交流信号经变换电路600变换以及经过整流器180h整流，使得在节点J与节点K之间的跨压Vjk为幅值等于0.5Vi/N的直流信号，N为变压器T1的变压比例，因此，在第二逆变组态中的变换电路600可产生输出电压Vo等于（Duty╳Vi）/2N，其中占空比Duty等于Ton/(0.5Ts)，Ton为开关的导通时间，Ts为开关周期。因此，在占空比Duty相同的情形下，相较于第一逆变组态，在第二逆变组态中的变换电路600产生一半的输出电压。

变换电路600切换逆变组态的操作可以图2所示的流程图进行，其中调整增益的步骤包含以下步骤：控制器140h调整开关单元122h与开关单元124h二者中至少一者的开关Q21h、Q22h、Q41h以及Q42h的占空比以调整输出电压Vo与输入电压Vi之间的增益值（或可称的为工作周期），其余步骤如上所述，以下不再赘述。

下述以各种实施例搭配图6A具体说明切换逆变组态的具体操作。以图7A～图7C为例，图7A～图7C是绘示依照本发明不同实施例的增益相对于占空比变化的曲线示意图。在切换逆变组态之前的第一逆变组态（全桥变换器拓扑）中，控制器140h设定给定电压值Voref1以作为比较的参考基准，而在切换逆变组态之后的第二逆变组态（半桥变换器拓扑）中，控制器140h设定给定目标电压值Vo2以作为比较的参考基准。图7A是在给定目标电压值Vo2大于0.5倍的输出电压值Vo1的情形下作图。图7B是在给定目标电压值Vo2小于0.5倍的输出电压值Vo1的情形下作图。图7C是在给定目标电压值Vo2等于0.5倍的输出电压值Vo1的情形下作图。输出电压值Vo1为变换电路600在第一逆变组态（全桥变换器拓扑）中尚未调整增益的输出电压Vo的值。

在图7A～图7C中，给定目标电压值Vo2对应于增益值Gain2，输出电压值Vo1对应于增益值Gain1。在第一逆变组态（全桥变换器拓扑）中的增益相对于占空比的变化绘示为曲线Curve5，在第二逆变组态（半桥变换器拓扑）中的增益相对于占空比的变化绘示为曲线Curve6。在第一逆变组态（全桥变换器拓扑）中，工作点A对应于以占空比Da操作获得的输出电压值Vo1所对应的增益值Gain1。在第二逆变组态（半桥变换器拓扑）中在输出电压值等于给定目标电压值Vo2的情形下，工作点C对应于以占空比Dc操作获得的输出电压值所对应的增益值Gain2。以下说明变换电路从工作点A变换至工作点C的操作。

参照图7A，同时参照图6A，在一实施例中，变换电路600的操作状态从工作点A调整至工作点B然后变换至工作点C，其中在第一逆变组态（全桥变换器拓扑）中在输出电压值等于给定目标电压值Vo2的情形下，工作点B对应于以占空比Db操作获得的输出电压值所对应的增益值Gain2。在本实施例中，给定电压值Voref1设定接近给定目标电压值Vo2，因此，在变换电路600满足切换逆变组态的条件之后，控制器140h控制变换电路600以调整增益使得输出电压Vo的值沿着曲线Curve5从输出电压值Vo1（工作点A）调整到等于给定电压值Voref1（也就是调整到工作点B附近）。

在本实施例中，控制器140h设定在输出电压Vo的值等于给定电压值Voref1情形下所对应的工作点落在工作点B1与B2之间的范围内，其中图3A所示的工作点B1与工作点B2是分别对应于增益值GainB1=[Gain2×(1-0.1)]以及增益值GainB2=[Gain2×(1+0.1)]。

接着，控制器140h将变换电路600从第一逆变组态（全桥变换器拓扑）切换成第二逆变组态（半桥变换器拓扑）。在切换逆变组态的操作中，在保持增益值在切换逆变组态之前与之后相同的情形下，控制器140h切换占空比，举例来说，从接近占空比Db的占空比切换至接近占空比Dc的占空比（对应于工作点C附近的工作点）。切换逆变组态后的控制器140h控制变换电路600以沿着曲线Curve6动态调整增益使得输出电压Vo的值等于给定目标电压值Vo2（对应于工作点C），借此，变换电路600完成输出电压Vo由输出电压值Vo1变换至给定目标电压值Vo2的操作。

值得注意的是，在切换逆变组态之前，当工作点是调整至工作点B时，在切换逆变组态的操作中，控制器140h将占空比由占空比Db切换至占空比Dc，且过程中保持增益不变。

透过上述操作，变换电路600从工作点A经工作点B变换至工作点C的操作具有较佳的输出电压的动态性能，输出电压的涟波较小。

参照图7A，同时参照图6A，在一实施例中，变换电路600的操作状态从工作点A调整至工作点D然后变换至工作点C，其中在第一逆变组态（全桥变换器拓扑）中，工作点D对应于以占空比Dc操作获得的增益值GainD=（2×Gain2）。在本实施例中，给定电压值Voref1设定接近增益值GainD所对应的输出电压值，因此，控制器140h控制变换电路600以调整增益使得输出电压Vo的值沿着曲线Curve5从输出电压值Vo1调整到给定电压值Voref1（也就是由工作点A调整到工作点D附近）。

在本实施例中，控制器140h是设定在输出电压Vo的值等于给定电压值Voref1情形所对应的工作点落在工作点D1与D2之间的范围内，其中图7A所示的工作点D1与工作点D2是分别对应于增益值GainD1=[2×Gain2×(1-0.1)]以及增益值GainD2=[2×Gain2×(1+0.1)]。

接着，控制器140h将变换电路600从第一逆变组态（全桥变换器拓扑）切换成第二逆变组态（半桥变换器拓扑）。在切换逆变组态的操作中，控制器140h保持占空比不变，使得占空比在切换逆变组态的前后皆维持在占空比Dc附近的占空比（对应于工作点C附近的工作点）。切换逆变组态后的控制器140h控制变换电路600以沿着曲线Curve6动态调整增益使得输出电压Vo的值等于给定目标电压值Vo2（对应于工作点C），借此，变换电路100e完成输出电压Vo由输出电压值Vo1变换至给定目标电压值Vo2的操作。

参照图7A，同时参照图6A，在一实施例中，变换电路600的操作状态是从工作点A直接调整至工作点C。在本实施例中，给定电压值Voref1设定接近增益值Gain2所对应的输出电压值（即输出电压Vo的值等于给定目标电压值Vo2），因此，在变换电路600满足切换逆变组态的条件之后，控制器140h控制变换电路600以调整增益。在调整增益的操作中，控制器140h停止驱动与一次侧T1p电性连接的逆变器120h中的开关Q21g、Q22h、Q41h以及Q42h，使得输出电压Vo的值透过电容Cf的放电而沿着路径PathAC降低至给定电压值Voref1（也就是由工作点A调整到工作点C附近）。

在本实施例中，控制器140h是设定在输出电压Vo的值等于给定电压值Voref1情形所对应的工作点落在工作点C1与C2之间的范围内，其中图7A所示的工作点C1与工作点C2是分别对应于增益值GainB1以及增益值GainB2。

接着，控制器140h将变换电路600从第一逆变组态（全桥变换器拓扑）切换成第二逆变组态（半桥变换器拓扑）。切换逆变组态后的控制器140h控制变换电路600以沿着曲线Curve6动态调整增益使得输出电压Vo的值等于给定目标电压值Vo2（对应于工作点C），借此，变换电路100e完成输出电压Vo由输出电压值Vo1变换至给定目标电压值Vo2的操作。

参照图7A，同时参照图6A，在一实施例中，变换电路600的操作状态从工作点A调整至工作点F，再变换至工作点E然后调整至工作点C，其中在第一逆变组态（全桥变换器拓扑）中，工作点F对应于以占空比Df操作获得的增益值Gain3，在第二逆变组态（半桥变换器拓扑）中，工作点E对应于占空比De操作获得的增益值Gain3。在本实施例中，给定电压值Voref1设定为工作点F所对应的输出电压值Vf，因此，控制器140h控制变换电路600以调整增益使得输出电压Vo的值沿着曲线Curve5从输出电压值Vo1调整到给定电压值Voref1（也就是由工作点A调整到工作点F）。

接着，控制器140h将变换电路600从第一逆变组态（全桥变换器拓扑）切换成第二逆变组态（半桥变换器拓扑）。在切换逆变组态的操作中，在保持增益值在切换逆变组态之前与之后相同的情形下，控制器140h将占空比从占空比Df（对应于工作点F）切换至占空比De（对应于工作点E）。切换逆变组态后的控制器140h控制变换电路600以沿着曲线Curve6动态调整增益使得输出电压Vo的值等于给定目标电压值Vo2（对应于工作点C），借此，变换电路100e完成输出电压Vo由输出电压值Vo1变换至给定目标电压值Vo2的操作。

上述四个实施例说明变换电路600是先沿着曲线Curve5调整增益再切换逆变组态，但不限于此，以下述实施例为例说明变换电路600先切换逆变组态再调节增益的操作。

参照图7A，同时参照图6A，在一实施例中，变换电路600的操作状态从工作点A变换至工作点G然后调整至工作点C，其中在第二逆变组态（半桥变换器拓扑）中，工作点G对应于以占空比Da操作获得的增益值Gain4。

在本实施例中，给定电压值Voref1设定与工作点A对应的输出电压值Vo1相等，因此，在变换电路100e满足切换逆变组态的条件之后，控制器140h将变换电路600从第一逆变组态（全桥变换器拓扑）切换成第二逆变组态（半桥变换器拓扑）。在切换逆变组态的操作中，控制器140h是保持占空比不变，使得占空比在切换逆变组态的前后皆维持在占空比Da（对应于工作点G附近的工作点）。切换逆变组态后的控制器140h控制变换电路100e以沿着曲线Curve6动态调整增益，使得输出电压Vo的值等于给定目标电压值Vo2（对应于工作点C），借此，变换电路100e完成输出电压Vo由输出电压值Vo1变换至给定目标电压值Vo2的操作。

图7B以及图7C所示的实施例中的操作与图7A所示的实施例的各种操作类似，以下不再赘述。

如图6A所示，当变换电路600在切换逆变组态之前是处于第二逆变组态（半桥变换器拓扑）时，举例来说，变换电路600切换逆变组态之前且未调整增益时的输出电压Vo的值描述为输出电压值Vo4，变换电路100e将输出电压Vo的值透过切换逆变组态（切换至第一逆变组态，例如全桥变换器拓扑）由输出电压值Vo4变换为给定目标电压值Vo3。

下述以各种实施例搭配图6A具体说明切换逆变组态的操作。以图8A～图8C为例，图8A～图8C是绘示依照本发明不同实施例的增益相对于占空比变化的曲线示意图。在切换逆变组态之前，控制器140h设定给定电压值Voref1以作为比较的参考基准，而在切换逆变组态之后，控制器140h设定给定目标电压值Vo3以作为比较的参考基准。图8A是在输出电压值Vo4大于0.5倍的给定目标电压值Vo3的情形下作图。图8B是在输出电压值Vo4小于0.5倍的给定目标电压值Vo3的情形下作图。图8C是在输出电压值Vo4等于0.5倍的给定目标电压值Vo3的情形下作图。

在图8A～图8C中，输出电压Vo等于给定目标电压值Vo3的情形对应于增益值Gain1，输出电压值Vo4对应于增益值Gain2。在第一逆变组态（全桥变换器拓扑）中的增益相对于占空比的变化绘示为曲线Curve7，在第二逆变组态（半桥变换器拓扑）中的增益相对于占空比的变化绘示为曲线Curve8。在第一逆变组态（全桥变换器拓扑）中在输出电压值等于给定目标电压值Vo3的情形下，工作点A对应于以占空比Da操作获得的输出电压值所对应的增益值Gain1。在第二逆变组态（半桥变换器拓扑）中，工作点C对应于以占空比Dc操作获得的输出电压值Vo4所对应的增益值Gain2。以下说明变换电路600从工作点C变换至工作点A的操作。

参照图8A，同时参照图6A，在一实施例中，变换电路600的操作状态从工作点C变换至工作点B然后调整至工作点A，其中在第一逆变组态（全桥变换器拓扑）中在输出电压Vo的值等于输出电压值Vo4的情形下，工作点B对应于以占空比Db操作获得的输出电压值所对应的增益值Gain2。在本实施例中，给定电压值Voref1设定等于输出电压值Vo4，因此，在变换电路600满足切换逆变组态的条件之后，控制器140h将变换电路600从第二逆变组态（半桥变换器拓扑）切换成第一逆变组态（全桥变换器拓扑）。

更具体的说明，控制器140h控制开关单元122h与124h的开关Q21h、Q22h、Q41h以及Q42h以全桥变换器拓扑协同操作（在第二逆变组态中，开关Q41h维持关断，同时开关Q42h维持导通）。在切换逆变组态的操作中，在保持增益值在切换逆变组态之前与之后相同的情形下，控制器140b切换将占空比从占空比Dc切换至占空比Db（对应于工作点B）。在切换逆变组态后，控制器140h控制变换电路600以沿着曲线Curve7动态调整增益使得输出电压Vo的值等于给定目标电压值Vo3（对应于工作点A），借此，变换电路100e完成输出电压Vo由输出电压值Vo4变换至给定目标电压值Vo3的操作。

参照图8A，同时参照图6A，在一实施例中，变换电路600的操作状态是从工作点C直接调整至工作点A。在本实施例中，给定电压值Voref1设定等于增益值Gain2所对应的输出电压值（即输出电压Vo的值等于给定电压值Vo4），因此，在变换电路100e满足切换逆变组态的条件之后，控制器140h将变换电路600从第二逆变组态（半桥变换器拓扑）切换成第一逆变组态（全桥变换器拓扑）。在切换逆变组态的操作中，控制器140h同步调整占空比由占空比Dc（对应于工作点C）调整到占空比Da（对应于工作点A），以进而使得切换逆变组态之后的输出电压Vo的值等于给定目标电压值Vo3。借此，变换电路600完成输出电压Vo由输出电压值Vo4变换至给定目标电压值Vo3的操作。

参照图8A，同时参照图6A，在一实施例中，变换电路600的操作状态从工作点C调整至工作点E，再变换至工作点F然后调整至工作点A，其中在第一逆变组态（全桥变换器拓扑）中，工作点F对应于以占空比Df操作获得的增益值Gain3，在第二逆变组态（半桥变换器拓扑）中，工作点E对应于以占空比De操作获得的增益值Gain3。在本实施例中，给定电压值Voref1设定为工作点E所对应的输出电压值Vf，因此，在变换电路600满足切换逆变组态的条件之后，控制器140h控制变换电路600以调整增益使得输出电压Vo的值沿着曲线Curve8从输出电压值Vo4调整到给定电压值Voref1（也就是由工作点C调整到工作点E）。

接着，控制器140b将变换电路100e从第二逆变组态（半桥变换器拓扑）切换成第一逆变组态（全桥变换器拓扑）。在切换逆变组态的操作中，在保持增益值在切换逆变组态之前与之后相同的情形下，控制器140h将占空比从占空比De（对应于工作点E）切换至占空比Df（对应于工作点F）。切换逆变组态后的控制器140h控制变换电路600以沿着曲线Curve7动态调整增益使得输出电压Vo的值等于给定目标电压值Vo3（对应于工作点A），借此，变换电路600完成输出电压Vo由输出电压值Vo4变换至给定目标电压值Vo3的操作。

图8B以及图8C所示的实施例中的操作与图8A所示的实施例的各种操作类似，以下不再赘述。

需要注意的是，全桥变换器拓扑以及半桥变换器拓扑不限于上述实施例。全桥变换器拓扑包含移相全桥变换器拓扑、谐振型全桥变换器拓扑或硬开关全桥变换器拓扑。半桥变换器拓扑包含非对称半桥变换器拓扑、对称半桥变换器拓扑或谐振型半桥变换器拓扑。

由上述实施例可知，变换电路系统不仅可采用本发明所示的谐振型变换电路及其操作，亦可采用本发明所示的脉波宽度调变型变换电路，借以应付各种需求。本发明所示的变换电路可在全桥变换电路拓扑以及半桥变换电路拓扑之间相互切换，以应付各种输出负载的需求，同时可大幅提升变换电路系统的整体效率。

此外，脉波宽度调变型变换电路不限于图6A所示的变换电路600（例如：移相全桥变换电路），脉波宽度调变型变换电路亦可为交错式正激变换电路（interleaved forwardconverting circuit）。以图9为例，图9是绘示依照本发明另一实施例的变换电路。变换电路900包含逆变器120k、变压器Tk1以及Tk2、整流器180k以及滤波器190k。变换电路900还包含控制器，与上述实施例所述的控制器类似，以下不再赘述。逆变器120k包含开关单元122k以及124k。开关单元122k与变压器Tk2的一次侧T2p电性连接，开关单元124k与变压器Tk1的一次侧T1p电性连接。整流器180k包含二极管Dr1、Dr2以及Dr3，其中二极管Dr1与变压器Tk1的二次侧T1s电性连接，二极管Dr3与变压器Tk2的二次侧T2s电性连接，二极管Dr2与二次侧T1s以及二次侧T2s并联于节点G与节点H之间。滤波器190k包含电感器Lo1以及电容Cf。

在本实施例中，开关单元122k由两个桥臂组成，每个桥臂由一个开关（Q21k、Q22k）与一个二极管（Dk1、Dk2）串联组成。同样地，开关单元124k由两个桥臂组成，每个桥臂由一个开关（Q41k、Q42k）与一个二极管（Dk3、Dk4）串联组成。与变压器Tk1与变压器Tk2的二次侧T1s以及二次侧T2s连接的电路结构是采半波整流的交错并联式双开关正激变换电路，使得在第一逆变组态中，控制器控制开关Q21k、Q22k、Q41k以及Q42k以交错式正激变换器的形式协同转换输入电力Pi。在第二逆变组态中，控制器还控制开关Q21k保持关断，控制器相应地控制开关Q21k保持关断。在第二逆变组态中，控制器控制开关Q21k以及Q22k以单一正激变换器的形式转换输入电力Pi。因此，节点G与H之间的跨压的等效占空比相对于双开关正激变换电路增加一倍，使得变换电路900在第一逆变组态（交错式正激变换器的形式）下的增益为在第二逆变组态（单一正激变换器的形式）下的增益的2倍，在第一逆变组态（交错式正激变换器的形式）下的输出电压Vo为在第二逆变组态（单一正激变换器的形式）下的增益的2倍。变换电路900的其余操作与图6A所示的实施例类似，以下不再赘述。

需要注意的是，交错式正激变换器的形式可包含交错式双开关正激变换器拓扑以及交错式单开关正激变换器拓扑，单一正激变换器的形式可包含双开关正激变换器拓扑以及单开关正激变换器拓扑。

图10是绘示依照本发明次一实施例的变换电路的电路示意图。相较于图5A，在图10所示的变换电路500a中，整流器180j包含开关单元182和184、电容单元186以及切换开关Q5和Q6。

开关单元182与开关单元184并联连接，且各自包含数个开关。实作上，开关单元182和184中的开关可以晶体管开关或是二极管来实现。如第5F图所示，开关单元182包含二极管D1和D2，开关单元184包含二极管D3和D4，其中二极管D1与D2串联形成第一桥臂，二极管D3与D4串联形成第二桥臂。

其次，电容单元186包括串联连接的电容Cf1和电容Cf2，其中电容Cf1和Cf2串联形成第三桥臂，并与开关单元182和184并联连接。

再者，切换开关Q5和Q6电性耦接至开关单元184和电容单元186。具体而言，切换开关Q5与切换开关Q6串联连接，切换开关Q5的一端电性连接至开关单元184，切换开关Q6的一端电性连接至电容单元186。详言之，切换开关Q5和Q6彼此串接于开关单元184内第一桥臂中点与电容单元186内第二桥臂中点之间，且切换开关Q5和Q6与二极管D3和D4以及电容Cf1和Cf2的连接关系如第5F图所示。

此外，于本实施例中，控制单元146h可用以输出驱动信号Sq5和Sq6，以控制切换开关Q5和Q6的导通或关断。在一些实施例中，当开关单元182和184中的开关以晶体管开关来实现时，控制单元146h更可用以输出控制信号控制开关单元182和184中的开关。如此一来，通过开关单元182和184中的开关以及切换开关Q5和Q6的导通或关断，整流器180j便可工作于第一整流组态或第二整流组态。

需说明的是，于变换电路500a中，原边拓扑的切换方式可如前实施例所述，而副边拓扑（如上述整流器180j）的切换方式可独立进行或是配合原边拓扑的切换方式进行。详细而言，变换电路500a包含逆变器120e和整流器180j。其中，逆变器120e可工作于第一逆变组态或第二逆变组态，整流器180j可工作于第一整流组态或第二整流组态。因此，变换电路500a的工作方式可取决于逆变器120e的运行组态和整流器180j的运行组态之间的组合。在一实施例中，变换电路500a对应于第一逆变组态下的逆变器120e以及第一整流组态下的整流器180j。在另一实施例中，变换电路500a对应于第一逆变组态下的逆变器120e以及第二整流组态下的整流器180j。在又一实施例中，变换电路500a对应于第二逆变组态下的逆变器120e以及第二整流组态下的整流器180j。

本领域的技术人员应当理解，在上述各实施例中，变换电路所对应的逆变器工作组态以及整流器工作组态仅为示意性举例，但本发明并不只局限于此。例如，在其他的可替换实施例中，逆变器的电路拓扑仅对应于第一逆变组态，整流器的电路拓扑可工作于第一整流组态或第二整流组态，如此一来，变换电路的输出改变仅取决于整流器的工作组态，亦即，变换电路对应于第一逆变组态下的逆变器和第一整流组态下的整流器，或者变换电路对应于第一逆变组态下的逆变器和第二整流组态下的整流器。上述整流器180j的切换方式具体如下所述。

在第一整流组态中，控制单元146h用以控制切换开关Q5和Q6导通。此时，整流器180j中主要以半桥电路（例如：由开关单元182与电容单元186组成的倍压整流电路）进行操作。因此，整流器180j可通过开关单元182与电容单元186对副边交流电压进行倍压整流。于操作上，当变换电路500a的副边输出为正时，电流流经二极管D1、电容Cf1以及切换开关Q5和Q6。另一方面，当变换电路500a的副边输出为负时，电流流经二极管D2、电容Cf2以及切换开关Q5和Q6。

在第二整流组态中，控制单元146h用以控制切换开关Q5和Q6关断。此时，整流器180j中主要以全桥整流电路（例如：由二极管D1～D4组成的全桥整流电路）进行操作；亦即，整流器180j可通过开关单元182和184对副边交流电压（即变压器T1的输出）进行全桥整流，然后通过电容单元186对全桥整流后的电压进行滤波，提供输出电压Vo给负载。

在一实施例中，变换电路500a中的逆变器120e除包含开关单元122d的外，还可包含另一开关单元（如图1所示的开关单元124）。控制单元146h用以控制上述两开关单元中各自开关的导通或关断，使得逆变器120e工作于第一逆变组态或第二逆变组态，具体如前述实施例所述，故于此不再赘述。

于另一实施例中，在逆变器120e工作于第一逆变组态时，控制单元146h根据对应于原边交流电压的输出电压，控制逆变器120e中的两开关单元的开关协同进行周期性地导通与关断。在逆变器120e工作于第二逆变组态时，控制单元146h控制逆变器120e其中一开关单元单独地操作，使其中开关周期性地导通与关断，且在该第一逆变组态和该第二逆变组态下，变换电路500a的输出电压Vo与输入电压Vi的比值不同。

于次一实施例中，变换电路500a同样包含谐振电路及激磁电感，其电路结构、连接关系和操作均与前述变换电路500中的谐振电路及激磁电感类似，故于此不再赘述。

因此，由上述可知，本发明所示的变换电路可为谐振型变换电路或脉波宽度调变变换电路，并且透过控制变换电路中的开关切换变换器拓扑，借以提升电力变换系统的整体效率。

本发明的另一态样是关于一种变换电路的变换电力的方法，此方法可应用于图1E所示的变换电路100e，但不限于此。下述将以变换电路100e应用图2所示的流程图说明上述变换电力的方法。变换电路100e包含开关单元122d以及开关单元124d，开关单元122d以及开关单元124d包含多个开关Q21d、Q22d、Q41d以及Q42d。变换电力的方法包含以下步骤：开开关单元122d以及开关单元124d对应于第一逆变组态或第二逆变组态进行操作，使得变换电路100e将输入电力Pi转换为输出电力Po，其中在变换电路100e处于第一逆变组态时，开开关单元122d以及开关单元124d的开关Q21d、Q22d、Q41d以及Q42d协同进行周期性地导通与关断，在变换电路100e处于第二逆变组态时，开开关单元122d单独地操作，开关Q21以及Q22d周期性地导通与关断；接着，（步骤S203）调整输出电力Po与输入电力Pi之间的增益，使得输出电力Pi对应的输出电压Vo接近或等于给定电压值Voref1（详述如图3A～图3C所示的实施例或者图4A～图4C所示的实施例）；然后，（步骤S204）由第一逆变组态切换为第二逆变组态，或者由第二逆变组态切换为第一逆变组态，使得开开关单元122d以及开关单元124d对应于切换后的逆变组态进行操作，以进而使得输出电力Po对应的输出电压Vo接近或等于给定目标电压值（如图3A～图3C所示的给定目标电压值Vo2或者图4A～图4C所示的给定目标电压值Vo3）。

如图1E以及图2所示，在一实施例中，变换电力的方法还包含以下步骤（步骤S202）：在切换逆变组态之前以及调整输出电力Po与输入电力Pi之间的增益之前，判断输出电力Po对应的输出电压Vo是否等于给定电压值Voref1。

如图1E以及图2所示，在一实施例中，上述调整增益的步骤（步骤S203）是在判断输出电力Po对应的输出电压Vo不等于给定电压值Voref1之后执行，使得输出电力Po对应的输出电压Vo等于给定电压值Voref1。

如图1E以及图2所示，在一实施例中，变换电力的方法还包含以下步骤（步骤S205）：在切换逆变组态之后，判断输出电力Po对应的输出电压Vo是否等于给定目标电压值（如图3A～图3C所示的给定目标电压值Vo2或者图4A～图4C所示的给定目标电压值Vo3）。

如图1E以及图2所示，在一实施例中，变换电力的方法还包含以下步骤（步骤S206）：在判断输出电力Po对应的输出电压Vo不等于给定目标电压值之后，调整输出电力Po与输入电力Pi之间的增益，直到输出电力Po对应的输出电压Vo等于给定目标电压值。

如图1E以及图2所示，在一实施例中，变换电力的方法还包含以下步骤（步骤S201）：在切换逆变组态的步骤之前，先判断是否接收到改变输出电力Po的命令、或者输出电力Po是否小于参考电力，其中参考电力为控制器140e预设的一个给定功率值。

需要注意的是，上述调整增益的步骤（步骤S203或步骤S206）还包含以下步骤：调整开关单元122d以及开关单元124d二者中至少一者的开关的工作频率。

如图1E以及图2所示，在一实施例中，上述调整增益的步骤（步骤S203）还包含以下步骤：关闭逆变器120e的驱动且透过输出电容Cf放电以降低输出电力Po与输入电力Pi之间的增益。具体的详细操作如变换电路100e应用于图3A～图3C所示增益变化操作的实施例，以下不再赘述。

如图1E以及图2所示，在一实施例中，上述切换逆变组态的步骤（步骤S204）还包含以下步骤：在保持输出电力Po与输入电力Pi之间的增益值在切换逆变组态之前与之后相同的情形下，切换开关单元122d或开关单元124d其中至少一者的工作频率，例如：在变换电路100e应用于图3A所示增益变化操作的实施例中，工作点B切换至工作点C的过程保持增益值不变。具体的详细操作如变换电路100e应用于图3A～图3C以及图4A～图4C所示增益变化操作的实施例，以下不再赘述。

如图1E以及图2所示，在一实施例中，给定电压值Voref1是设定与给定目标电压值（如图3A～图3C所示的给定目标电压值Vo2或者图4A～图4C所示的给定目标电压值Vo3）接近或相等。具体的说明，控制器140e预设一组范围（如图3A所示的工作点B1与B2之间的范围），给定电压值Voref1是设定对应于在上述范围内的工作点。具体的详细操作如变换电路100e应用于图3A～图3C所示增益变化操作的实施例，以下不再赘述。

如图1E以及图2所示，在一实施例中，上述切换逆变组态的步骤（步骤S204）还包含以下步骤：在切换逆变组态时，保持开关单元122d或开关单元124d其中至少一者的开关（开关Q21d以及Q22d或者开关Q41d以及Q42d）的工作频率，例如：在变换电路100e应用于图3A所示增益变化操作的实施例中，工作点A切换至工作点G的过程保持工作频率不变。具体的详细操作如变换电路100e应用于图3A～图3C所示增益变化操作的实施例，以下不再赘述。

如图1E以及图2所示，在一实施例中，在输出电压Po所对应的输出电压Vo等于给定目标电压值（如图3A～图3C所示的给定目标电压值Vo2）情形下，输出电压Vo对应于增益的二倍数值，给定电压值Voref1是设定与电压增益的二倍数值所对应的输出电压Vo接近或相等。例如：在变换电路100e应用于图3A所示增益变化操作的实施例中，工作点D是对应于输出电压Vo等于给定电压值Voref1的工作点，其中输出电压Vo等于给定目标电压值Vo2情形下所对应的增益值为Gain2，工作点D所对应的增益值为Gain2的两倍，也就是2×Gain2。具体的详细操作如变换电路100e应用于图3A～图3C所示增益变化操作的实施例，以下不再赘述。

如图1E以及图2所示，在一实施例中，上述切换逆变组态的步骤（步骤S204）还包含以下步骤：在切换逆变组态时，同步调整开关单元122d或开关单元124d其中至少一者的开关的工作频率，使得输出电力Po对应的输出电压Vo等于给定目标电压值，例如：在变换电路100e应用于图4A所示增益变化操作的实施例中，工作点A与工作点C之间可通过直接切换完成切换电换器操作，而切换过程中同步调整工作频率。具体的详细操作如变换电路100e应用于图4A～图4C所示增益变化操作的实施例，以下不再赘述。

因此，由上述可知，本发明所示的变换电力的方法控制变换电路中的开关切换变换器拓扑，借以提升电力变换系统的整体效率。

此外，本发明所示的变换电力的方法亦可应用于脉波宽度调变型变换电路，例如：图6A所示的变换电路600。需要注意的是，在应用于变换电路的变换电力的方法中，调整增益的步骤可通过调整开关单元122h或开关单元124h其中至少一者的开关的占空比实现。具体的操作如变换电路600应用于图7A～图7C或图8A～图8C所示增益变化操作的实施例，以下不再赘述。

因此，采用本发明技术的优点在于：变换电路系统不仅可采用本发明所示的谐振型变换电路及其操作，亦可采用本发明所示的脉波宽度调变型变换电路，借以应付各种需求。本发明所示的变换电路以及变换电力的方法可在全桥变换电路拓扑以及半桥变换电路拓扑之间相互切换，以应付各种输出负载的需求，同时可大幅提升变换电路系统的整体效率。

再者，本发明所示的变换电路亦可在交错式变换器形式与单一变换器形式之间切换，使得满足各种应用需求。

虽然本发明已以实施方式揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何熟悉此技艺者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作各种的更动与润饰，因此本发明的保护范围当视所附的权利要求书所界定的范围为准。

Claims (31)

1.一种变换电路，其特征在于，包含：

一逆变器，用以接收一输入电压，并在一第一逆变组态或一第二逆变组态中将该输入电压转换为一原边交流电压，该逆变器包含：一第一开关单元，包含多个开关；以及一第二开关单元，包含多个开关；

一控制器，在该变换电路处于该第一逆变组态中，该控制器根据对应于该原边交流电压的一输出电压控制该第二开关单元与该第一开关单元的开关协同进行周期性地导通与关断，在该变换电路处于该第二逆变组态中，该控制器控制该第一开关单元单独地操作，其中该第一开关单元的开关周期性地导通与关断，其中，该变换电路在该第一逆变组态下的电压增益不同于该第二逆变组态下的电压增益；

一变压器，具有一原边绕组和一副边绕组，用以将该原边交流电压转换为一副边交流电压；以及

一整流器，用以将该副边交流电压整流为一直流电压以产生对应于该直流电压的该输出电压，

该控制器还用以控制该第一开关单元以及该第二开关单元的开关的工作频率或占空比以调整该输出电压与该输入电压之间的增益值,

其中，该整流器还包含：

一第三开关单元，包含多个开关；

一第四开关单元，与该第三开关单元并联连接，包含多个开关；

一电容单元，与该第三开关单元并联连接，包括串联连接的一第一电容和一第二电容；以及

至少一切换开关，电性耦接至该第一电容与该第二电容的公共连接点以及该第四开关单元。

2.根据权利要求1所述的变换电路，其特征在于，还包含：

一谐振电路，该谐振电路的第一端连接至该第一开关单元，其第二端连接至该变压器的该原边绕组；以及

一激磁电感，与该变压器的该原边绕组并联连接。

3.根据权利要求2所述的变换电路，其特征在于，该谐振电路包含：

一谐振电感，该谐振电感的第一端电性连接至该第一开关单元；以及

一谐振电容，该谐振电容的第一端串联连接至该谐振电感的第二端。

4.根据权利要求3所述的变换电路，其特征在于，该谐振电路中的谐振电感为变压器自身的漏感。

5.根据权利要求2所述的变换电路，其特征在于，该激磁电感为变压器自身的激磁电感。

6.根据权利要求2所述的变换电路，其特征在于，该变换电路为一LLC变换器或一移相全桥变换器。

7.根据权利要求1所述的变换电路，其特征在于，该变换电路还包含：

一滤波器，与该整流器电性连接，用以稳定该直流电压以输出该输出电压。

8.根据权利要求1所述的变换电路，其特征在于，该第二开关单元包含一第一开关以及一第二开关；

其中在该第二逆变组态中，该控制器还用以控制该第一开关保持导通或关断，且相应地控制该第二开关保持关断或导通。

9.根据权利要求8所述的变换电路，其特征在于，该第一开关单元包含一第三开关以及一第四开关；

其中在该第二逆变组态中，该控制器还用以控制该第三开关以及该第四开关以半桥变换器拓扑或单一正激变换器拓扑转换该输入电压。

10.根据权利要求8所述的变换电路，其特征在于，该第一开关单元包含一第三开关以及一第四开关，其中该控制器包含：

一采样器，用以采样该输出电压以产生一采样电压；以及

一运算放大器，用以比较运算该采样电压与一第一参考电压值或比较运算该采样电压与一第二参考电压值，以控制该第一开关、该第二开关、该第三开关以及该第四开关中至少一者。

11.根据权利要求1所述的变换电路，其特征在于，该第一开关单元包含一第三开关以及一第四开关，该第二开关单元包含一第一开关以及一第二开关；

其中在该第一逆变组态中，该控制器还用以控制该第一开关、该第二开关、该第三开关以及该第四开关以全桥变换器拓扑或交错式正激变换器拓扑协同转换该输入电压。

12.一种应用于变换电路的变换电力的切换方法，其特征在于，该变换电路包含一第一开关单元与一第二开关单元，该第一开关单元与该第二开关单元包含多个开关，该切换方法包含：

该第一开关单元与该第二开关单元对应于一第一逆变组态或一第二逆变组态进行操作，使得该变换电路将一输入电压转换为一输出电压，其中在该变换电路处于该第一逆变组态时，该第二开关单元与该第一开关单元的开关协同进行周期性地导通与关断，在该变换电路处于该第二逆变组态时，该第一开关单元单独地操作，其中该第一开关单元的开关周期性地导通与关断；

调整该输出电压与该输入电压之间的增益，使得该输出电压对应的电压值接近或等于一第一给定电压值；以及

在该第一逆变组态与该第二逆变组态之间进行切换，使得该第一开关单元与该第二开关单元对应于切换后的逆变组态进行操作，以进而使得该输出电压对应的电压值接近或等于一第二给定电压值，该第一给定电压值是设定与该第二给定电压值接近或相等。

13.根据权利要求12所述的应用于变换电路的变换电力的切换方法，其特征在于，还包含：

在切换逆变组态之前以及调整该输出电压与该输入电压之间的增益之前，判断该输出电压对应的电压值是否等于该第一给定电压值。

14.根据权利要求12所述的应用于变换电路的变换电力的切换方法，其特征在于，还包含：

在切换逆变组态之后，判断该输出电压对应的电压值是否等于该第二给定电压值。

15.根据权利要求12所述的应用于变换电路的变换电力的切换方法，其特征在于，调整该输出电压与该输入电压之间的增益的步骤还包含：

调整该第一开关单元与该第二开关单元二者中至少一者的开关的工作频率或占空比。

16.根据权利要求12所述的应用于变换电路的变换电力的切换方法，其特征在于，调整该输出电压与该输入电压之间的增益的步骤还包含：

关闭该逆变器的驱动且透过一输出电容放电以降低该输出电压与该输入电压之间的增益。

17.根据权利要求12所述的应用于变换电路的变换电力的切换方法，其特征在于，还包含：

在切换逆变组态的步骤之前，先判断是否接收到改变输出电压的命令、或者该输出电压是否小于一参考电压。

18.根据权利要求12所述的应用于变换电路的变换电力的切换方法，其特征在于，切换逆变组态的步骤还包含：

在保持该输出电压与该输入电压之间的增益值在切换逆变组态之前与之后相同的情形下，切换该第一开关单元与该第二开关单元其中至少一者的工作频率或占空比。

19.根据权利要求12所述的应用于变换电路的变换电力的切换方法，其特征在于，切换逆变组态的步骤还包含：

在切换逆变组态时，保持该第一开关单元与该第二开关单元其中至少一者的开关的工作频率或占空比。

20.根据权利要求12所述的应用于变换电路的变换电力的切换方法，其特征在于，切换逆变组态的步骤还包含：

在切换逆变组态时，同步调整该第一开关单元或该第二开关单元其中至少一者的开关的工作频率或占空比，使得该输出电压对应的电压值等于该第二给定电压值。

21.一种变换电路，其特征在于，包含：

一逆变器，包含一第一开关单元，该第一开关单元具有多个开关，该逆变器用以接收一输入电压，并将该输入电压转换为一原边交流电压；

一变压器，具有一原边绕组和一副边绕组，该原边绕组用以接收该原边交流电压，该变压器用以将该原边交流电压转换为一副边交流电压；

一整流器，电性连接至该变压器的该副边绕组，该整流器用以接收该副边交流电压，并将该副边交流电压转换为一直流电压以产生对应于该直流电压的一输出电压，该整流器包含：一第三开关单元，包含多个开关；一第四开关单元，与该第三开关单元并联连接，包含多个开关；一电容单元，包括串联连接的一第一电容和一第二电容；以及至少一切换开关，电性耦接至该第四开关单元和该电容单元；以及

一控制器，用以控制该第三开关单元、第四开关单元中的各自开关以及该切换开关的导通或关断，使得该整流器工作于第一整流组态或第二整流组态。

22.根据权利要求21所述的变换电路，其特征在于，

在该第一整流组态中，该控制器还用以控制该切换开关导通，使得该整流器通过该第三开关单元与该电容单元对该副边交流电压进行倍压整流。

23.根据权利要求21所述的变换电路，其特征在于，

在该第二整流组态中，该控制器还用以控制该切换开关关断，使得该整流器通过该第三开关单元与该第四开关单元对该副边交流电压进行全桥整流，并通过该电容单元对全桥整流后的电压进行滤波。

24.根据权利要求21所述的变换电路，其特征在于，该逆变器还包括一第二开关单元，与该第一开关单元并联连接，该第二开关单元具有多个开关，

其中，该控制器还控制该第一开关单元、第二开关单元中的各自开关的导通或关断，使得该逆变器工作于第一逆变组态或第二逆变组态。

25.根据权利要求24所述的变换电路，其特征在于，

在该逆变器工作于该第一逆变组态时，该控制器根据对应于该原边交流电压的一输出电压控制该第二开关单元与该第一开关单元的开关协同进行周期性地导通与关断；

在该逆变器工作于该第二逆变组态时，该控制器控制该第一开关单元单独地操作，其中该第一开关单元的开关周期性地导通与关断，在该第一逆变组态和该第二逆变组态下，该变换电路的该输出电压与该输入电压的比值不同。

26.根据权利要求21所述的变换电路，其特征在于，还包含：

一谐振电路，该谐振电路的第一端连接至该第一开关单元，其第二端连接至该变压器的该原边绕组；以及

一激磁电感，与该变压器的该原边绕组并联连接。

27.根据权利要求26所述的变换电路，其特征在于，该谐振电路包含：

一谐振电感，该谐振电感的第一端电性连接至该第一开关单元；

一谐振电容，该谐振电容的第一端串联连接至该谐振电感的第二端。

28.根据权利要求27所述的变换电路，其特征在于，该谐振电路中的谐振电感为变压器自身的漏感。

29.根据权利要求26所述的变换电路，其特征在于，该激磁电感为变压器自身的激磁电感。

30.根据权利要求26所述的变换电路，其特征在于，该变换电路为一LLC变换器或一移相全桥变换器。

31.根据权利要求21所述的变换电路，其特征在于，该变换电路包括串联连接的一第一切换开关和一第二切换开关，该第一切换开关的一端电性连接至该第四开关单元，该第二切换开关的一端电性连接至该电容单元。