TWI712254B

TWI712254B - 一種具混合調變控制機制之全橋ｌｌｃ諧振轉換器

Info

Publication number: TWI712254B
Application number: TW108109606A
Authority: TW
Inventors: 王順忠; 劉益華
Original assignee: 龍華科技大學
Priority date: 2019-03-20
Filing date: 2019-03-20
Publication date: 2020-12-01
Also published as: TW202037054A

Abstract

一種具混合調變控制機制之全橋LLC諧振轉換器，其具有：一全橋開關電路，具有二輸入端以與一輸入電壓之正、負端耦接、四控制端以分別與一第一開關、一第二開關、一第三開關及一第四開關耦接、一第一輸出端在該第一開關呈現一作用電位時與該正端耦接及該第二開關呈現一作用電位時與該負端耦接，以及一第二輸出端在該第三開關呈現一作用電位時與該正端耦接及該第四開關呈現一作用電位時與該負端耦接；一電容-電感串聯電路，其一端係與該全橋開關電路之所述第一輸出端耦接；一變壓器，具有一主線圈及一次級線圈，該主線圈之一端係與該電容-電感串聯電路之另一端耦接，該主線圈之另一端係與該全橋開關電路之所述第二輸出端耦接，該次級線圈具有一第一輸出端、一第二輸出端、及一中心抽頭接點；一第一二極體，具有一第一陽極及一第一陰極，該第一陽極係與一電壓輸出端耦接，該第一陰極係與該次級線圈第一輸出端耦接；一第二二極體，具有一第二陽極及一第二陰極，該第二陽極係與該電壓輸出端耦接，該第二陰極係與該次級線圈第二輸出端耦接；一輸出電容，耦接於該電壓輸出端與該中心抽頭接點之間；一負載電阻，耦接於該電壓輸出端與該中心抽頭接點之間；一回授電路，用以依該負載電阻之一跨壓產生一回授信號；一控制單元，用以依該回授信號之電壓值與一預設電壓值之差值執行一比例-積分-微分運算以決定一PWM工作頻率，以及在小於半載時則操作在相移控制模式，及在大於半載時操作在變頻控制模式；以及一閘級驅動器，用以依該PWM工作頻率產生該第一開關驅動信號、該第二開關驅動信號、該第三開關驅動信號及該第四開關驅動信號。

Description

一種具混合調變控制機制之全橋LLC諧振轉換器

本案關於切換式電源供應器，特別是一種具混合調變控制機制之全橋LLC諧振轉換器。

電能為人類能否繼續邁向文明的首要議題，由於環保觀念與永續發展已成為全球共識，如何更有效率的使用現有的能源，並積極開發新的替代能源，是目前工程科技界首要之務。所以如何減少用電與提升電能轉換與使用效率，以減少溫室氣體排放，是我們急需解決的問題。

隨著電源技術的進步，為符合輕薄短小與高功率密度(High Power Density)的市場需求，切換式電源供應器逐漸取代傳統線性電源供應器。但切換式電源供應器大多採用脈波寬度調變(Pulse Width Modulation,PWM)技術，藉由提高主開關切換頻率來達到縮小電路的目的，然而因為在控制功率開關之導通或截止時，電壓與電流不為零，即所謂硬切換(Hard Switching)，將會造成在切換時電壓和電流具有較高的重疊區域面積，即切換損失(Switching Loss)，從而產生熱能導致效率下降，而隨著頻率的上升，切換損失以及電磁干擾也會跟著上升，因此有使用柔切換(Soft Switching)技術的必要。

為了減少硬切換造成的損失，通常會使用零電壓切換(Zero Voltage Switching,ZVS)、零電流切換(Zero Current Switching,ZCS)等具柔切(Soft Switching)特性的架構，而在具有柔切換功能之轉換器中，LLC諧振轉換器因具有零電壓切換(Zero Voltage Switching,ZVS)且有較佳的電壓調節能力等優點，近年來逐漸受到重視。

為改善LLC諧振轉換器之輕載效率不佳問題，有文獻提出利用改變諧振槽架構的方式，使LLC諧振轉換器的切換頻率範圍增大，即可用於寬範圍輸入的應用場合；亦有文獻提出混合非對稱脈波調變(Asymmetric Pulse-Width Modulation,APWM)控制的概念，藉由不同的切換模式提供不同的增益需求，同時也可以降低切換頻率以減少切換損失；又有文獻利用類比電路回授調節輸出電壓，並藉由重疊功率開關訊號來減少有效責任週期時間，藉此可以降低變壓器鐵芯損耗而達到提升效率的目的。

也有文獻提出隨著負載的變化重疊開關訊號面積，並隨著有效責任週期大小調整切換頻率的方式，使輕載效率得到改善；尚有文獻提出相移控制及變頻控制的等效電路分析，並採用類比IC實現全橋LLC諧振轉換器；更有文獻用零電壓切換分析來說明全橋LLC諧振轉換器主功率開關的換相機制，並提出零相位和有限相位的操作分析。

為實現複雜的模式切換控制，並達到降低體積、重量與元件消耗之成效及應用於不同之電源設計，因此本領域亟需一新穎的具數位式混合調變控制機制之全橋LLC諧振轉換器。

本發明之一目的在於揭露一種具混合調變控制機制之全橋LLC諧振轉換器，能藉由採用數位控制技術，其能以韌體實現複雜之模式切換控制，並達到降低體積、重量與元件消耗之成效。

本發明之另一目的在於揭露一種具混合調變控制機制之全橋LLC諧振轉換器，能藉由控制機制使全橋LLC諧振轉換器大於半載時操作在變頻控制模式，小於半載時則操作在相移控制模式，達到不需外加任何輔助電路或元件，而提高輕載下工作之轉換效率。

本發明之又一目的在於揭露一種具混合調變控制機制之全橋LLC諧振轉換器，其藉由將控制模式於輕載時採用相移控制，而保有零電壓切換的特性，加上其變壓器鐵芯損耗、諧振電感鐵芯損耗、導通損耗及截止損耗皆優於變頻控制模式，轉換效率得以有效提升。

本發明之再一目的在於揭露一種具混合調變控制機制之全橋LLC諧振轉換器，相較習知技術在輕載轉換效率於5%負載時提升了6.87%；於10%負載時提升了2.21%；於20%負載時提升了1.03%。

為達前述目的，一種具混合調變控制機制之全橋LLC諧振轉換器乃被提出，其具有：一全橋開關電路，具有二輸入端以與一輸入電壓之正、負端耦接、四控制端以分別與一第一開關、一第二開關、一第三開關及一第四開關耦接、一第一輸出端在該第一開關呈現一作用電位時與該正端耦接及該第二開關呈現一作用電位時與該負端耦接，以及一第二輸出端在該第三開關呈現一作用電位時與該正端耦接及該第四開關呈現一作用電位時與該負端耦接；一電容-電感串聯電路，其一端係與該全橋開關電路之所述第一輸出端耦接；一變壓器，具有一主線圈及一次級線圈，該主線圈之一端係與該電容-電感串聯電路之另一端耦接，該主線圈之另一端係與該全橋開關電路之所述第二輸出端耦接，該次級線圈具有一第一輸出端、一第二輸出端、及一中心抽頭接點；一第一二極體，具有一第一陽極及一第一陰極，該第一陰極係與該次級線圈第一輸出端耦接；一第二二極體，具有一第二陽極及一第二陰極，該第二陽極係與該電壓輸出端耦接，該第二陰極係與該次級線圈第二輸出端耦接；一輸出電容，耦接於該電壓輸出端與該中心抽頭接點之間；一負載電阻，耦接於該電壓輸出端與該中心抽頭接點之間；一回授電路，用以依該負載電阻之一跨壓產生一回授信號；一控制單元，用以依該回授信號之電壓值與一預設電壓值之差值執行一比例-積分-微分運算以決定一PWM工作頻率，以及在小於半載時則操作在相移控制模式，及在大於半載時操作在變頻控制模式；以及一閘級驅動器，用以依該PWM工作頻率產生該第一開關驅動信號、該第二開關驅動信號、該第三開關驅動信號及該第四開關驅動信號。

在一實施例中，該回授電路包含一分壓電路及一光耦合電路。

在一實施例中，該控制單元包含一類比至數位轉換器以對該回授信號進行一類比至數位轉換運算以產生一第一輸入數位信號。

在一實施例中，該控制單元包含一濾波運算功能模組以對該第一輸入數位信號進行一濾波運算以產生一第二輸入數位信號。

在一實施例中，該控制單元包含一比例-積分-微分運算功能模組以對該第二輸入數位信號與所述預設電壓值之差值執行所述的比例-積分-微分運算。

在一實施例中，該控制單元包含一脈波寬度調變模組以依所述的比例-積分-微分運算以決定所述的PWM工作頻率。

在一實施例中，相移控制模式切換至變頻控制模式之最佳切換點之負載電流為5A。

為使貴審查委員能進一步瞭解本發明之結構、特徵及其目的，茲附以圖式及較佳具體實施例之詳細說明如後。

100‧‧‧全橋開關電路

110‧‧‧電容-電感串聯電路

120‧‧‧變壓器

130‧‧‧第一二極體

140‧‧‧第二二極體

150‧‧‧輸出電容

160‧‧‧負載電阻

170‧‧‧回授電路

171‧‧‧分壓電路

172‧‧‧光耦合電路

180‧‧‧控制單元

181‧‧‧類比至數位轉換器

182‧‧‧濾波運算功能模組

183‧‧‧比例-積分-微分運算功能模組

184‧‧‧脈波寬度調變模組

190‧‧‧閘級驅動器

圖1繪示本案之具混合調變控制機制之全橋LLC諧振轉換器之一實施例方塊圖。

圖2繪示LLC諧振轉換器參考到一次側之等效電路。

圖3繪示LLC諧振轉換器在不同品質因數Q值下之電壓增益與正規化頻率之響應圖。

圖4繪示不同品質因數Q值對應之增益曲線圖。

圖5a繪示電感比值K=3時對應之增益曲線關係圖。

圖5b繪示電感比值K=6時對應之增益曲線關係圖。

圖5c繪示電感比值K=12時對應之增益曲線關係圖。

圖5d繪示品質因數Q=0.4對應之增益曲線關係圖。

圖6a繪示本案之相移控制之零電壓切換之功率開關S₁和S₄導通之示意圖。

圖6b繪示本案之相移控制之零電壓切換之功率開關S₁和S₃通之示意圖。

圖7a繪示本案之控制相位為0°時四個開關閘控制信號及初級側繞組兩端電壓之波形圖。

圖7b繪示本案之控制相位為90°時四個開關閘控制信號及初級側繞組兩端電壓之波形圖。

圖7c繪示本案之控制相位為180°時四個開關閘控制信號及初級側繞組兩端電壓之波形圖。

圖8繪示本案之全橋轉換器切換模式之示意圖。

圖9a繪示本案使用dsPIC33FJ16GS502微控制器之整體韌體程式之流程圖。

圖9b繪示本案使用dsPIC33FJ16GS502微控制器之ADC中斷程式和相移控制模式副程式之流程圖。

圖9c繪示本案使用dsPIC33FJ16GS502微控制器之變頻控制模式副程式之流程圖。

圖10繪示本案之混合模式切換機制之示意圖。

圖11a繪示本案之變頻控制之一次側功率開關驅動訊號波形圖。

圖11b繪示本案之變頻控制之盲時區間量測示意圖。

圖12a繪示本案之變頻控制於輕載(0.5A)量測波形圖。

圖12b繪示本案之變頻控制於中載(5A)量測波形圖。

圖12c繪示本案之變頻控制於重載(10A)量測波形圖。

圖13a繪示本案之相移控制於輕載(0.5A)量測波形圖。

圖13b繪示本案之相移控制於輕中載(2A)量測波形圖。

圖13c繪示本案之變頻控制於切換點(5A)量測波形圖。

圖13d繪示本案之變頻控制於重載(10A)量測波形圖。

圖14繪示變頻切換與相移切換之效率比較圖。

請參照圖1，其繪示本案之具混合調變控制機制之全橋LLC諧振轉換器之一實施例方塊圖。

如圖所示，本案之具混合調變控制機制之全橋LLC諧振轉換器具有一全橋開關電路100、一電容-電感串聯電路110、一變壓器120、一第一二極體130、一第二二極體140、一輸出電容150、一負載電阻160、一回授電路170、一控制單元180以及一閘級驅動器190。

該全橋開關電路100具有二輸入端A、B以與一輸入電壓V_in之正、負端耦接，四控制端以分別與一第一驅動信號S₁、一第二驅動信號S₂、一第三驅動信號S₃及一第四驅動信號S₄耦接、一第一輸出端C在該第一驅動信號S₁呈現一作用電位時與該正端耦接及該第二驅動信號S₂呈現一作用電位時與該負端耦接，以及一第二輸出端D在該第三驅動信號S₃呈現一作用電位時與該正端耦接及該第四驅動信號S₄呈現一作用電位時與該負端耦接。

其中，全橋LLC諧振轉換器比半橋LLC諧振轉換器多了兩個主功率開關S₃及S₄，因而能提高輸出功率之能力。

該電容-電感串聯電路110其一端係與該全橋開關電路100之所述第一輸出端C耦接。

該變壓器120具有一主線圈及一次級線圈，該主線圈之一端係與該電容-電感串聯電路110之另一端耦接，該主線圈之另一端係與該全橋開關電路之所述第二輸出端D耦接，該次級線圈具有一第一輸出端E、一第二輸出端F、及一中心抽頭接點G。

其中，能量經由諧振電感L _r、諧振電容C _r及激磁電感L _m所組成的共振槽與變壓器傳送至輸出負載端，輸出側採用中心抽頭全波整流。

該第一二極體130具有一第一陽極及一第一陰極，該第一陽極係與輸出電壓負端耦接，該第一陰極係與該次級線圈第一輸出端E耦接。

該第二二極體140具有一第二陽極及一第二陰極，該第二陽極係與輸出電壓負端耦接，該第二陰極係與該次級線圈第二輸出端F耦接。

該輸出電容150，耦接於該輸出電壓負端與該中心抽頭接點G之間。

該負載電阻160，耦接於該輸出電壓負端與該中心抽頭接點G之間。

該回授電路170包含一分壓電路171及一光耦合電路172，用以依該負載電阻160之一跨壓V_out產生一回授信號V_FB。

該控制單元180用以依該回授信號V_FB之電壓值與一預設電壓值之差值執行一比例-積分-微分(proportional-integral and derivative,PID)運算以決定一PWM工作頻率，以及在小於半載時則操作在相移控制模式，及在大於半載時操作在變頻控制模式。

該控制單元180進一步包含一類比至數位轉換器181、一濾波運算功能模組182、一比例-積分-微分運算功能模組183以及一脈波寬度調變模組184。

其中，該類比至數位轉換器181係用以對該回授信號V_FB進行一類比至數位轉換運算以產生一第一輸入數位信號，該濾波運算功能模組182係用以對該第一輸入數位信號進行一濾波運算以產生一第二輸入數位信號，該比例-積分-微分運算功能模組183係用以對該第二輸入數位信號與所述預設電壓值之差值執行所述的比例-積分-微分運算，該脈波寬度調變模組184係用以依所述的比例-積分-微分運算以決定所述的PWM工作頻率。

該閘級驅動器190係用以依該PWM工作頻率產生該第一開關驅動信號S₁、該第二開關驅動信號S₂、該第三開關驅動信號S₃及該第四開關驅動信號S₄。

以下將針對本發明的原理進行說明：

全橋LLC諧振電源轉換器之電路架構與頻率響應分析：

兩開關導通之責任週期間須設置一盲時區間(Dead Time)，將下一狀態導通的開關上的寄生電容(C _oss)所儲存的能量釋放至零，零電壓切換特性即是在此區間內完成，可減少導通時的損失。二次側架構主要由一整流電路及濾波電容組成，適合低壓大電流的應用。利用基本波近似法(First harmonic approximation,FHA)可將非線性電路轉換為線性雙埠模型，以便於瞭解其電路頻率響應。

請參照圖2，其繪示LLC諧振轉換器參考到一次側之等效電路。

如圖所示，諧振網路由諧振電感L _r、諧振電容C _r，與二次側負載映射至一次側形成之等效阻抗R _o,ac組成，圖中係假設二次側繞組電壓未包含諧波成分，可得交流等效電阻R _o,ac如方程式(1)、方程式(2)所示。

其中，P _out為輸出功率，R _out,ac為輸出負載交流電阻值，R _out為輸出負載直流電阻值。

輸出入轉移函數G(s)如方程式(3)所示。

輸入阻抗Z _in(s)如方程式(4)所示。

由上述方程式，可得電路之電壓增益及諧振槽輸入阻抗分別如方程式(5)、方程式(6)所示。

其中，各參數定義如下：第一諧振頻率

，諧振電感比

，特性阻抗

，正規化頻率

，品質因數

。

請參照圖3，其繪示LLC諧振轉換器在不同品質因數Q值下之電壓增益與正規化頻率之響應圖。

如圖所示，LLC諧振電路具有兩個諧振頻率f _r1與fr ₂，如方程式(7)所示。

其中，

。

LLC諧振轉換器之操作係由第一諧振頻率f _r1和第二諧振頻率f _r2 區分為區域-1、區域-2及區域-3三個區間，其中，區域-1和區域-2為零電壓切換區間，而區域-3為零電流切換區間。

(i)當切換頻率f _sw大於第一諧振頻率f _r1時(即f _sw>f _r1)，轉換器操作在區域-1，電路增益小於1，因激磁電感L _m受到變壓器反射至一次側之電壓所箝制並未參與諧振，諧振頻率是由諧振電感L _r和諧振電容C _r所決定。諧振槽的輸入電流落後輸入電壓，因此輸入阻抗為電感性，在此區間內，轉換器操作狀態類似串聯諧振電路。

(ii)當切換頻率f _sw介於第一諧振頻率f _r1和第二諧振頻率f _r2之間時(即f _r2<f _sw<f _r1)，轉換器操作於區域-2，電壓增益大於1，在這個區間激磁電感L _m參與諧振，諧振頻率是由諧振電容C _r、諧振電感L _r和等效電感L _eq所決定。

(iii)當切換頻率f _sw小於第二諧振頻率f _r2時(即f _sw<f _r2)，轉換器操作於區域-3，操作在此區間內，諧振槽的輸入電流領先輸入電壓，輸入阻抗呈電容性，此非本案所設計之操作區間，故在此不予以探討。

半橋式諧振轉換器若是操作在區域-1或區域-2，電路的上下橋開關具有零電壓切換的特性，本案將LLC半橋式諧振轉換器的工作區間設計於此區內。

品質因數 Q 值與電感比值K對電壓轉移函數之影響：

由上述電壓增益與頻率響應之方程式能得知諧振槽元件、變壓器圈數比及負載電流都會影響品質因數Q值之大小，若操作在重載時，品質因數Q值較大；但若操作在輕載時，品質因數Q值則較小。

請參照圖4，其繪示不同品質因數Q值對應之增益曲線圖。

選擇一適當之品質因數Q值與轉換器的最大可承受之負載電流值有關，若只看Q值對轉移函數之影響，可先將方程式中之諧振電感L _r、諧振電容C _r和電感比值K值設定為固定常數，然後改變Q值來觀察其大小對轉移函數的影響。

如圖所示，當Q值越小，最大電壓增益越大，第二諧振頻率f _r2離第一諧振頻率f _r1較遠；當Q值越大，最大電壓增益越小，切換頻率跑到區域 -3-ZCS電容性區間的可能性越大，因此要確保滿載時的Q值設計在電感性區間，才能使功率開關有零電壓切換的特性。

請一併參照圖5a至5d，其中圖5a其繪示電感比值K=3時對應之增益曲線關係圖；圖5b其繪示電感比值K=6時對應之增益曲線關係圖；圖5c其繪示電感比值K=12時對應之增益曲線關係圖；圖5d其繪示品質因數Q=0.4對應之增益曲線關係圖。

電感比值K值為激磁電感L _m和諧振電感L _r之比值，若將Q值和第一諧振頻率f _r1設為固定常數，便能僅改變諧振電感L _r來觀察K值對轉移函數的影響。

如圖所示，當K值變小使得最大電壓增益越大時，可降低工作在輕載時的操作頻率，但若K值太小，激磁電感L _m就必須增加氣隙使電感值變小，將造成額外的損失。

當K值增加，最大電壓增益越小，當K值增加到一定值之後，再繼續提高對電壓增益曲線影響並不大，若在固定的品質因數Q值下，K值越大會使得激磁電感L _m的體積變大增加損耗，因此在實作設計上，要考慮兩者之間的取捨關係，才能達到最佳化的設計。

本案於輕載時改採相移控制之策略能有效利用數位控制調變相角重疊面積改變輸出電壓，並且同時保持零電壓切換的特性：

習知技術之全橋LLC諧振轉換器控制輸出電壓之主要方法為變頻控制，藉由一次側諧振槽之諧振元件之頻率特性來改變傳遞至二次側之能量。雖然變頻控制能夠在寬範圍負載下具有良好運作，但是在啟動、輕載期間，因為變頻控制下操作於區域-1，諧振電流太小導致無法在盲時區間內將功率開關上寄生電容的能量移除，無法達成零電壓切換，因而導致對輸出電壓的調節較為困難且效率差，因此本案於輕載時改採相移控制之策略能有效利用數位控制調變相角重疊面積改變輸出電壓，並且同時保持零電壓切換的特性。

然而，變頻控制與相移控制的差別除了功率開關之驅動訊號不同，更明顯之區別是對輸出電壓之控制，相移控制是定頻率控制，而習知技術之LLC 諧振轉換器則為變頻控制，因此在控制上之設計必須仔細考量兩者差異並做詳細分析以有效提升輕載時效率。

請一併參照圖6a至6b，其中圖6a其繪示本案之相移控制之零電壓切換之功率開關S₁和S₄導通之示意圖；圖6b其繪示本案之相移控制之零電壓切換之功率開關S₁和S₃通之示意圖。

如圖所示，當功率開關S₁和S₄導通時，諧振迴路的電流通過各自的功率開關，接著如果功率開關S₄截止，此時原本通過S₄的電流，因諧振電感續流的關係，現在轉向流往S₃的本體二極體，於是S₃就可以在零電壓切換的狀態下順利導通。另一方面，當功率開關S₁和S₃同時導通的這段時間內，諧振槽的電壓差為零伏特，使得此時沒有任何能量傳遞至二次側，在諧振槽與二次側斷開的這段期間，循環電流將導致額外的導通損耗。

請一併參照圖7a至7c，其中圖7a其繪示本案之控制相位為0°時四個開關閘控制信號及初級側繞組兩端電壓之波形圖；圖7b其繪示本案之控制相位為90°時四個開關閘控制信號及初級側繞組兩端電壓之波形圖；圖7c其繪示本案之控制相位為180°時四個開關閘控制信號及初級側繞組兩端電壓之波形圖。

以下介紹本案之相移控制四個開關閘控制信號(V _GS1至V _GS4)及初級側繞組兩端電壓V _AB之波形圖以得知在此控制下之諧振槽如何傳遞能量，如圖7a所示，在起點之控制相位ψ為零，即施加到諧振迴路之電壓為零；如圖7b所示，當控制相位ψ變大時，施加到諧振迴路的能量按照比例增加，其實現方法為固定其中一臂之功率開關訊號，然後移動另一臂之控制相位ψ，即能達到如圖中的能量傳遞，並影響輸送到負載的能量多寡；最後如圖7c所示，當控制相位ψ最大時，為此相移控制之最大責任週期，也就是功率開關S ₁和S ₄的工作週期完全重疊，若此時負載持續增加，其輸出電壓將下降，如同開迴路狀態。

綜上可知，可藉由相移控制中責任週期的重疊面積來影響電壓增益，當增益越大時，代表對角線的開關之責任週期重疊面積不需太大，即可將輸出電壓穩定在目標電壓值。但缺點為當電壓增益越大，在定功率且定輸入電壓下，其輸入電流越大，造成的導通損耗也會越大。

選擇相移控制之切換頻率：

於輕載時使用相移控制之首要條件，必須先決定相移控制之操作點。LLC全橋諧振轉換器必須操作於電感性區間，可分為區域-1、區域-2和諧振頻率點。當切換頻率較高，在開關導通時仍保有零電壓切換，從電壓增益方面來看，其影響的是相移控制中責任週期的重疊面積，當切換頻率遠高於諧振頻率時，代表電壓增益遠小於1，此時對角線開關的責任週期將完全重疊，而隨著負載逐漸增加，輸出電壓將會下降，如同操作在開迴路時變頻控制的LLC諧振轉換器。

從導通損耗的角度來看，根據兩種操作區間的諧振電感電流i _Lr模擬，在定功率和定輸入電壓條件下，只改變操作頻率使諧振槽操作在不同區間，當操作頻率越低，環流越大，所造成的導通損耗亦會增加，由此可知將LLC諧振轉換器操作於區域-2會造成較多的環流損失及導通損耗，影響效率。在諧振點上，LLC轉換器在諧振槽中具有最小的循環損失，這對應到最低的導通損耗。此時，諧振頻率的導通損遠小於區域-2的導通損。同時，諧振頻率的切換損遠小於區域-1的切換損，亦即，在諧振頻率工作的LLC轉換器可達到最小損耗以及最大轉換效率，LLC轉換器在區域-1、區域-2及諧振頻率點三個不同操作點之損失比較如表1所示。

請參照圖8，其繪示本案之全橋轉換器切換模式之示意圖。

如圖所示，本案將相移控制之功率開關切換頻率設定在第一諧振頻率f _r1上，也就是讓輕載之諧振槽操作於第一諧振頻率，藉此優化效率。

本案在輕載時有更少的功耗：

以下透過分析有效責任週期D _eff、切換頻率與功率損耗之間的關係，其中損耗包括變壓器鐵芯損耗、諧振電感鐵芯損耗、導通損耗及截止切換損耗等，並驗證本案之相移控制較變頻控制在輕載時有更少的功耗。

(i)變壓器鐵芯損耗：

變壓器的鐵芯損耗P _{core_T}可用功率傳遞週期P _{core_Tpw}與續流週期P _{core_Tfw}的總和來表示，如方程式(8)所示。

P _{core_T}=P _{core_Tpw}+P _{core_Tfw} (8)

及用其絕對值之積分說明鐵芯損耗與磁通密度變化率△B _LM成正比的關係，如方程式(9)、方程式(10)所示。

變壓器磁通密度的峰對峰值如方程式(11)所示。

變壓器的磁通密度變化率如方程式(12)所示。

變壓器之磁通密度變化率在功率傳遞週期中為定值nV _out，而在續流傳遞週期無變化率相當於零，此時若有效責任週期D _eff減少，則變壓器功率傳遞週期P _{core_Tpw}能量將會隨著減少，變壓器續流週期P _{core_Tfw}能量則相對增加，但因變壓器功率傳遞週期P _{core_Tpw}能量遠大於變壓器續流週期P _{core_Tfw}能量，故當有效責任週期D _eff減少時，變壓器磁通密度△B _LM也減少，變壓器的鐵芯損耗P _{core_T} 就隨著降低，這種情況可適用於使用較低有效責任週期D _eff時之相移控制，驗證本案用於輕載之控制方法可減少變壓器之鐵芯損耗。

(ii)諧振電感鐵芯損耗：

諧振電感鐵芯損耗P _{core_Lr}可用諧振電感功率傳遞週期能量P _{core_Lr_Tpw}與諧振電感續流週期能量P _{core_Lr_fw}的總和來表示來表示，如方程式(13)所示。

P _{core_Lr}=P _{core_Lr_pw}+P _{core_Lr_fw} (13)

其中P _{core_Lr_Tpw}和P _{core_Lr_fw}如方程式(9)和方程式(10)，僅需將B _LM改成B _Lr。諧振電感鐵芯損耗P _{core_Lr}與有效責任週期D _eff有關，隨著有效責任週期降低，最大諧振電感電流I _Lr,max跟著減少，諧振電感的峰對峰磁通密度△B _Lr降低，則鐵芯損耗P _{core_Lr}減少，代表輕載損耗將會降低，驗證本案應用於輕載時比應用於重載時更有效。

(iii)導通損耗：

一次側導通損耗P _cond如方程式(14)所示。

其中VFW為二極體導通壓降。在相移控制下導通損耗P _cond會受到有效責任週期D _eff的影響，如方程式(15)所示。

其中，I _SW,rms為一次側開關之電流有效值，R _ds,on為功率開關之導通阻抗。

(iv)截止切換損耗：

功率開關S ₁和S ₃的截止切換損耗P _off,13如方程式(16)所示。

功率開關S ₂和S ₄的截止切換損耗P _off,24如方程式(17)所示。

將(16)、(17)兩式相加可求得總截止切換損耗為P _off=P _off,13+P _off,24。

全橋LLC諧振轉換器從變頻控制改為相移控制後，切換頻率由變頻控制時操作於區域-1具有高切換頻率，採用相移控制時其切換頻率設定為第一諧振頻率，功率開關S ₁和S ₃的截止損耗將會減少，因切換頻率正比於截止切換損耗P _off,13，總截止切換損耗P _off隨著減少，反之，當切換頻率增加，總截止切換損耗也會跟著增加。

本案之數位控制器設計：

為達到數位化控制之目的，本案採用Microchip公司所推出的dsPIC系列dsPIC33FJ16GS502微控制器為控制器核心實現數位化全橋LLC諧振轉換器之控制，數位控制器能達到更精細、更快速的電源管理，亦可改善受被動元件因環境變化而特性改變之影響，也能為系統提供更多的週邊功能，在設計上能有更大的彈性。

本案之韌體設計：

請一併參照圖9a~9c，其中圖9a繪示本案使用dsPIC33FJ16GS502微控制器之整體韌體程式之流程圖，圖9b繪示本案使用dsPIC33FJ16GS502微控制器之ADC中斷程式和相移控制模式副程式之流程圖，圖9c繪示本案使用dsPIC33FJ16GS502微控制器之變頻控制模式副程式之流程圖。

如圖9a所示，該韌體程式可分為主程式、ADC中斷副程式和相移控制模式副程式及變頻控制模式副程式三部份，首先會先針對程式所需的全域變數與區域變數做宣告，設定變數名稱、暫存器初始值設定、輸出輸入埠設定、模組(PWM、ADC、TIMER等)致能及中斷向量設定，之後進入無窮迴圈等待中斷向量旗標發生。

如圖9b所示，一旦ADC中斷觸發將會進入ADC中斷副程式，開啟計數器，執行所感測到的輸出電壓和電流之ADC轉換、FIR濾波，接著會先判斷輸出是否為極輕載，若負載電流(I_out)小於突衝模式(burst mode)電流(I_BURST)，則進入突衝模式操作以減少切換損和導通損，若負載電流(I_out)大於突衝模式電流(I_BURST)，接著判斷輸出是否在輕載狀況，若I_out<I_switch則表輸出為輕載，則控制器進入相移控制模式，此時比例-積分-微分(proportional-integral and derivative,PID) 補償器會根據誤差量計算可穩定輸出電壓所需之脈波寬度調變相位移角度，若I_out>I_switch則表輸出為中重載，則控制器進入變頻控制模式。

如圖9c所示，此時比例-積分-微分補償器會根據誤差量計算可穩定輸出電壓所需之脈波寬度調變頻率，最後計數器數值減一後並將ADC中斷旗標清除，結束程式並進入無窮迴圈等待下一個ADC中斷。

其中，比例-積分-微分補償器是一個在工業控制應用中常見的應用工具，比例-積分-微分補償器之原理是將誤差量利用比例、積分、微分三部分線性組合成一控制量，再對受控體進行控制。

本案之混合模式切換之機制：

請參照圖10，其繪示本案之混合模式切換機制之示意圖。

習知技術之LLC諧振轉換器之控制為以改變頻率方式來調節輸出電壓，其責任週期D固定50%，對角線功率開關導通便可將能量傳遞至負載。如圖所示，本案於輕載加入了相移控制以改善效率，首先，利用比例-積分-微分補償器根據誤差量計算有效責任週期D _eff大小，再對一臂的脈波寬度調變相位進行更新，以此方法藉由重疊功率開關閘極驅動信號，達到穩定輸出電壓之目的，圖中D _ZVS為可達成零電壓切換之最小有效責任週期。在有效責任週期張開至最大時為0.5，此時即可平滑的銜接至變頻率控制模式，頻率隨著負載的增加而降低以提高增益；另外，由前分析可知，將相移控制操作頻率設計在諧振頻率上，可得到最佳效率改善。

本案與習知技術之實驗結果與比較：

本案係提出一種混合切換模式之數位化控制技術，在全橋LLC諧振轉換器的架構基礎下，使操作於輕載條件時的效率能獲得改善，且在不增加週邊元件數的前提之下，經由微控制器(dsPIC33FJ16GS502)加以實現，再藉由實作來驗證其可行性及正確性，驗證項目包括全橋LLC諧振轉換器的零電壓切換效果、輕載時之相移控制以及操作於不同控制模式之效率比較等，最後將實際量測所得之實驗波形及數據加以說明分析。本案具混合調變控制機制之全橋LLC轉換器之設計規格和實際實現之主要元件參數值如表2所示。

請一併參照圖11a~11b，其中圖11a繪示本案之變頻控制之一次側功率開關驅動訊號波形圖，圖11b繪示本案之變頻控制之盲時區間量測示意圖。

如圖所示，一次側全橋功率開關之驅動訊號分別用V _GS1、V _GS2、V _GS3、V _GS4來表示S ₁~S ₄的開關訊號，而在量測前須先確認是否具有盲時區間，目的為避免功率開關誤動作，如未設定盲時區間，當電路供電時，可能會造成領先臂及落後臂同時導通造成擊穿而短路，導致功率元件損壞，圖中量測可知本案之盲時區間大小約為550ns，與程式設定值相等。

請一併參照圖12a~12c，其中圖12a繪示本案之變頻控制於輕載(0.5A)量測波形圖，圖12b繪示本案之變頻控制於中載(5A)量測波形圖，圖12c繪示本案之變頻控制於重載(10A)量測波形圖。

如圖所示，在全負載範圍採用變頻率控制，輸入電壓固定於390V、輸出電壓48V之實驗波形，分別於輕載(0.5A)、中載(5A)、滿載(10A)時，量測閘極電壓V _GS1、V _GS4、諧振電流i _Lr及開關切換頻率f _sw，而得知，輕載時為了維持輸出電壓穩定，開關切換頻率會隨之增加；相反的，當重載時開關切換頻率則相對降低，進入區域-2的操作範圍。

請一併參照圖13a~13d，其中圖13a繪示本案之相移控制於輕載(0.5A)量測波形圖，圖13b繪示本案之相移控制於輕中載(2A)量測波形圖，圖13c繪示本案之變頻控制於切換點(5A)量測波形圖，圖13d繪示本案之變頻控制於重載(10A)量測波形圖。

在全負載範圍採用相移控制，輸入電壓固定於390V、輸出電壓48V、切換頻率固定在90kHz之實驗波形，分別於輕載(0.5A)、輕中載(2A)、切換點(5A)、滿載(10A)時，量測閘極電壓V _GS1、V _GS4及諧振電流i _Lr。

由圖13a至13c所示，當負載增加，責任週期重疊面積越大，傳遞的能量越多並表現在諧振電流i _Lr的電流峰值上。接著在對角線開關的責任週期重疊面積完全重疊之後，如圖13d所示之諧振電流i _Lr，隨著負載越大，越無法穩定住輸出電壓。

請參照圖14，其繪示變頻切換與相移切換之效率比較圖。

如圖所示，針對變頻切換與相移切換兩種控制模式對效率之影響進行測試，輸出負載由輕載(0.5A)遞增至重載(10A)，量測數據包括輸出電壓、輸出功率、電路轉換效率等，並且依數據繪出變頻切換與相移切換之效率比較。圖中得知，本案提出之控制最大改善量為5%負載時效率提升了6.87%，於中重載採用變頻控制時最大效率可達到94.01%，且在重載時變頻控制更能穩住輸出電壓，依據實測結果確認本案實作之諧振轉換器的最佳切換點可設定在50%負載處。

本案研製之數位控制全橋LLC諧振轉換器，規格為輸出電壓48V，負載電流10A。由實驗結果可看出，輸出負載從輕載到重載均符合所本案設計之規格，輸出電壓變動量皆可維持在3%以內。將輕載由變頻控制改為相移控制後，輕載轉換效率於5%負載時提升了6.87%；於10%負載時提升了2.21%；於20%負載時提升了1.03%。

實驗結果亦能得知負載電流為5A時是相移模式切換至變頻模式之最佳切換點，而變頻模式下的最佳效率可達94.01%。數位控制由於具有可程式控制且具靈活性，實驗結果證實本案將相移控制與變頻控制動作在同一台 LLC諧振轉換器上，皆達到全範圍零電壓切換的特性，有利於效率之改善。

藉由前述所揭露的設計，本發明乃具有以下的優點：

1.本發明揭露一種具混合調變控制機制之全橋LLC諧振轉換器，能藉由採用數位控制技術，其能以韌體實現複雜之模式切換控制，並達到降低體積、重量與元件消耗之成效。

2.本發明揭露一種具混合調變控制機制之全橋LLC諧振轉換器，能藉由控制機制使全橋LLC諧振轉換器大於半載時操作在變頻控制模式，小於半載時則操作在相移控制模式，達到不需外加任何輔助電路或元件，而提高輕載下工作之轉換效率。

3.本發明之又一目的在於揭露一種具混合調變控制機制之全橋LLC諧振轉換器，其藉由將控制模式於輕載時採用相移控制，而保有零電壓切換的特性，加上其變壓器鐵芯損耗、諧振電感鐵芯損耗、導通損耗及截止損耗皆優於變頻控制模式，轉換效率得以有效提升。

4.本發明之再一目的在於揭露一種具混合調變控制機制之全橋LLC諧振轉換器，相較習知技術在輕載轉換效率於5%負載時提升了6.87%；於10%負載時提升了2.21%；於20%負載時提升了1.03%。

本發明所揭示者，乃較佳實施例，舉凡局部之變更或修飾而源於本發明之技術思想而為熟習該項技藝之人所易於推知者，俱不脫本發明之專利權範疇。

綜上所陳，本發明無論就目的、手段與功效，在在顯示其迥異於習知之技術特徵，且其首先發明合於實用，亦在在符合發明之專利要件，懇請貴審查委員明察，並祈早日賜予專利，俾嘉惠社會，實感德便。