CN111010036A - 电力转换器控制器、电力转换器及操作电力转换器的方法 - Google Patents

电力转换器控制器、电力转换器及操作电力转换器的方法 Download PDF

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Abstract

提供了电力转换器控制器、电力转换器及操作电力转换器的方法。在一些实施方式中，控制电力转换器的第一初级侧开关和第二初级侧开关，在每个切换周期中，使得首先闭合第一开关，然后闭合第二开关，然后再次闭合第一开关。

Description

电力转换器控制器、电力转换器及操作电力转换器的方法
技术领域
本申请总体上涉及电力转换器、用于这样的电力转换器的控制器以及相应的方法。
背景技术
电力转换器用于将输入电力转换为输出电力。示例包括用于将输入电压转换为输出电压例如以提供用作电子线路的电源电压的一个或更多个输出电压的电压转换器。一种类型的电压转换器是具有变压器的非对称转换器。非对称转换器在变压器的初级侧具有两个开关，它们可以以半桥配置提供，并由针对两个开关不同(因此，术语非对称)的脉冲宽度调制(PWM)信号驱动。这样的非对称转换器的一种特定类型是非对称脉冲宽度调制(PWM)半桥反激式转换器，在本文中被称为APWM HB反激式转换器。APWM HB反激式转换器本质上是这样的转换器：转换器的电感器被分割以形成变压器，使得电压比基于变压器的绕组比倍增，还具有隔离的附加优点。
这样的初级侧开关通常实现为晶体管，例如金属氧化物半导体(MOS)场效应晶体管。这样的场效应晶体管通常具有寄生电容。如果这样的开关在被施加电压的情况下被切换，则电容充电，并且在切换事件中，该电荷可能会丢失，从而导致转换器的整体损耗。
此外，在许多应用中，例如作为电源的应用中，电力转换器应当在宽的输入电压范围上保持调节的输出电压(例如以适应不同国家的电源电压)，例如从90VAC(交流)到264VAC。
已经开发了不同的构思来控制这样的转换器的初级侧开关以提供调节的输出电压。这些构思中的一些包括所谓的零电压切换(ZVS)，并且在谐振转换器的情况下，提供关于谐振转换器的谐振周期的特定切换定时。根据期望的输出电压和输出负载，这些技术中的一些在效率方面可能欠佳，或者可能出现其他的挑战。
发明内容
根据实施方式，提供了一种电力转换器控制器，包括：
第一开关驱动器，其被配置成驱动电力转换器的第一初级侧开关，
第二开关驱动器，其被配置成控制电力转换器的第二初级侧开关，以及
控制逻辑，其在至少一种操作模式下被配置成：
在每个切换周期中，控制第一开关驱动器闭合第一初级侧开关达第一持续时间，
在第一持续时间之后，控制第一开关驱动器和第二开关驱动器断开第一初级侧开关和第二初级侧开关达第一暂停持续时间，
在第一暂停持续时间之后，控制第二开关驱动器闭合第二初级侧开关达第二持续时间，
在第二持续时间之后，控制第一开关驱动器和第二开关驱动器断开第一初级侧开关和第二初级侧开关达第二暂停持续时间，
在第二暂停持续时间之后，控制第一开关驱动器闭合第一初级侧开关达第三持续时间，以及
在第三持续时间之后，控制第一开关驱动器和第二开关驱动器断开第一初级侧开关和第二初级侧开关达第三暂停持续时间。
根据实施方式，提供了包括这样的电力转换器控制器的电力转换器。
根据另一实施方式，提供了一种用于控制电力转换器的方法，所述方法包括：在每个切换周期中：
闭合电力转换器的第一初级侧开关达第一持续时间，
在第一持续时间之后，断开电力转换器的第一初级侧开关和第二初级侧开关达第一暂停持续时间，
在第一暂停持续时间之后，闭合第二初级侧开关达第二持续时间，
在第二持续时间之后，断开第一初级侧开关和第二初级侧开关达第二暂停持续时间，
在第二暂停持续时间之后，闭合第一初级侧开关达第三持续时间，以及
在第三持续时间之后，断开第一初级侧开关和第二初级侧开关达第三暂停持续时间。
上述发明内容仅意在给出对某些实施方式的某些方面的简要概述，而不应被理解为限制性的。特别是，其他实施方式可以包括以上明确记载的特征以外的其他特征。
附图说明
图1A和图1B是根据一些实施方式的APWM HB反激式转换器的电路图。
图2是根据实施方式的电力转换器控制器的框图。
图3是示出了根据一些实施方式的方法的流程图。
图4是示出了用于图3的方法的示例信号的图。
图5是示出根据实施方式的APWM HB反激式转换器的电路图。
图6和图7示出了针对图5的实施方式的仿真结果。
图8示出了根据另一实施方式的转换器的电路图。
具体实施方式
在下文中，将参照附图详细描述各种实施方式。这些实施方式仅作为示例给出，并且不应以任何方式解释为限制性的。例如，尽管实施方式可以被描述为包括多个特征或元件，但这不应被解释为限制性的，而在其他实施方式中，特征或元件中的一些可以被省略和/或被替选的特征或元件取代。除了明确描述的特征或元件外，还可以使用其他的特征或元件，例如在非对称转换器(特别是非对称脉冲宽度调制半桥(APWM HB)反激式转换器电路)中通常提供的特征或元件，例如保护机制(如过电流保护)或反馈控制。尽管在以下描述中，APWM HB反激式转换器被用作非对称转换器的示例，但是本文描述的技术也可以应用于具有变压器的其他非对称转换器，即，其中耦接至变压器的初级侧的两个开关被不同的控制信号控制以选择性地向变压器提供能量的控制器。应用以上公开的技术的转换器的另一示例是具有由非对称脉冲控制的两个开关的LLC转换器。
除非另有说明，否则不同的实施方式可以相互组合以形成另外的实施方式。针对实施方式之一所描述的变化和修改也可以应用于其他实施方式。
在所示和所描述的实施方式中，元件之间的任何直接电连接或耦接——即没有中介(intervening)元件的连接或耦接——可以由间接连接或耦接——即包括一个或更多个附加中介元件的连接或耦接——代替，反之，元件之间的任何间接电连接或耦接可以由直接连接或耦接来代替，只要本质上保持连接或耦接的一般目的(例如以提供某种类型的信号、某种类型的信息或某种类型的控制)即可。换句话说，只要连接或耦接的一般目的和功能本质上保持不变，就可以修改连接或耦接。
在下面描述的实施方式中，以不连续传导模式(DCM)驱动非对称电力转换器的开关，在每个切换周期中具有这样的时段：两个开关都断开的时段以及施加三个脉冲(每个脉冲闭合开关中的一个开关)的时段，如将详细描述的。在DCM中，脉冲的定时，特别是三个脉冲的第一脉冲的开始，可以取决于变压器去磁化，其可以由相应的信号例如指示过零的信号来指示。下文将对此作进一步更详细的解释。应当注意的是，虽然描述了这种操作模式，但这并不排除所描述的实施方式被配置成选择性地也在其他操作模式下操作。例如，当相对小的负载耦接至电压转换器时，以及/或者当需要相对小的输出电压时，可以应用所描述的操作模式，而当相对高的负载被施加到转换器时，或需要相对高的输出电压时，可以应用其他操作模式诸如连续传导模式(CCM)，其中除了死区时间之外，总是存在被施加到变压器的电压从而强制电流以避免交叉传导(即，避免例如半桥的两个开关同时闭合)。
在这方面，在本申请的上下文中，当开关在其端子之间提供低欧姆连接时，开关“接通”或“闭合”，并且在开关在端子之间本质上提供电隔离的状态下(除了可能有一些漏电流之外)，开关“关断”或“断开”。在一些实施方式中，晶体管诸如场效应晶体管、双极晶体管或绝缘栅双极晶体管可以用作开关。
现在转到附图，图1A是示出根据实施方式的APWM HB反激式转换器的电路图。图1A的APWM HB反激式转换器包括控制器10，控制器10分别经由输出信号HSGB、LSGB控制高侧开关11和低侧开关12。在所示的实施方式中，高侧开关11和低侧开关12是MOS晶体管。然而，在其他实施方式中，可以使用其他类型的晶体管。如图所示，高侧开关11和低侧开关12串联耦接在直流(DC)输入电压Vin与参考电压例如地之间。因此高侧开关11和低侧开关12形成半桥。应当注意，例如在电源应用中要将交流(AC)电压如电源电压转换成输出电压的情况下，可以使用整流器电路诸如二极管桥式整流器来基于AC电压提供DC输入电压Vin。
在实施方式中，控制器10被配置成在图1A的转换器的至少一种操作模式下，使用三个脉冲、根据不连续传导模式(DCM)技术来控制高侧开关11和低侧开关12，每个脉冲闭合开关11、12中的一个，这将在下文参照图3和图4更详细地讨论。
开关11与12之间的节点耦接至变压器T1的初级绕组13的第一端。初级绕组13的第二端经由具有电容Cr的电容器15耦接至地。此外，电容器15耦接至辅助绕组19以提供电压Vzcd，该电压Vzcd可以由控制器10使用来检测过零(这也将在下面进一步讨论)，并且该电压Vzcd可以用于控制在不连续模式操作期间前述脉冲接通和关断开关11、12的定时。
变压器T1还包括次级绕组14。如在现有技术中所常见的，绕组13、14和19处的点表示绕组取向。特别地，在图1A的实施方式中，绕组13、19以相同的方向缠绕，而次级绕组14以与绕组13、19相反的方向缠绕。
次级绕组14的第一端耦接至输出端子以输出电压Vout。接地端子GND经由二极管16耦接至次级绕组14的第二端。此外，具有电容Cout的输出电容器17如图所示耦接在输出端子与接地端子之间，本质上用作滤波器。
变压器T1(特别是初级绕组13)的漏电感和电容器15形成LC谐振器，其影响图1A的反激式转换器的行为，并且特别地限定谐振周期。这样的谐振器也称为谐振回路。
晶体管开关如开关11、12可以具有寄生电容。当在晶体管两端施加电压时将这样的晶体管从关断切换到接通可能导致电损耗，因为电容器放电。因此，一些实施方式的目的是保持开关中的一个或两个在施加到开关的低电压处(在0处或接近0)进行切换，也称为零电压切换(ZVS)。在本文描述的一些实施方式中，这可以通过由如上所述的三个脉冲中的一个控制相应的其他开关接通达特定时间来实现，这将在下面更详细地解释。
在图1A的实施方式中，初级绕组13耦接在开关11、12之间的节点与地之间。在其他实施方式中，初级绕组和电容器15可以耦接在开关之间的节点与输入电压Vin之间。在这样的实施方式中，高侧开关和低侧开关的作用被交换。在图1B中示出了这样的实施方式的示例。在图1B中，初级绕组13和电容器15耦接在高侧开关11与低侧开关12之间的节点与Vin之间。此外，在图1B的实施方式中，在晶体管11、12之间的节点与电容器15之间设置附加电感器18。在其他实施方式中也可以省略该附加电感器。在其他实施方式中，在图1A的实施方式中，也可以在开关11、12之间的节点与初级绕组的第一端之间设置附加电感器。
为了之后的说明，在图1A和图1B中流到初级绕组的电流被表示为Ihb，并且次级侧上的电流被表示为Isec。
图2是根据实施方式的控制器20的示意图，该控制器可以用作图1A和图1B的实施方式中的控制器10。图2的控制器20包括控制逻辑21。控制逻辑21可以包括一个或更多个逻辑电路、一个或更多个专用集成电路(ASIC)、一个或更多个处理器和/或其他控制电路。在处理器的情况下，这些处理器可以由可以设置在有形存储介质上的相应的计算机程序进行编程。控制逻辑21经由一个或更多个输入端子接收一个或更多个输入信号IN。输入信号IN例如可以包括从图1A和图1B中的Vzcd导出的信号，可以包含关于输入电压(Vin)的信息和/或关于所需或实际输出电压(例如图1A和图1B中的Vout)的信息。
可以基于还在常规电压转换器中使用的任何输入信号另外使用电压转换器尤其是非对称转换器。
响应于一个或更多个输入信号IN，控制逻辑21控制高侧驱动器22输出控制信号HSGD以控制高侧开关(例如，图1A和图1B的高侧开关11)并且控制低侧驱动器23输出控制信号LSGD以控制低侧开关(例如，图1A和图1B的低侧开关12)以生成所需的输出电压。特别地，为了操作非对称电力转换器如图1A和图1B中所示的APWM HB反激式转换器，可以使用现在参考图3和图4详细解释的使用不连续操作和使用三个控制脉冲的控制方案来控制开关。
下面主要针对转换器如图1A的转换器描述参照图3和图4描述的控制技术，其中变压器的初级绕组耦接在开关之间的节点与地之间。所讨论的技术也可以被应用于转换器如图1B中的转换器。如上所述，在这种情况下，高侧开关和低侧开关的作用被反转，即，代替将高侧开关接通的是低侧开关被接通，反之，代替将低侧开关接通的是高侧开关被接通，并且为了以下说明的目的，电压Vin和接地也被交换，使得以下说明中的电压最小值可以对应于其他极值，即最大值。
图3示出了根据实施方式的方法。为了更好的说明，图4示出了图3的方法的示例信号。应该注意的是，这些信号仅用于说明，并且实现方式中的实际信号波形可以取决于其部件的特定实现方式和设计而不同。
图3的流程图示出了在一个切换周期中的切换。为了说明方法，在图4中，最上面的图示出了用于控制高侧开关和低侧开关的信号HSGD、LSGD。控制图1A中的低侧开关的信号LSGD的脉冲以虚线示出，而控制图1A中的高侧开关11的信号HSGD的脉冲以实线示出。各个脉冲的高状态指示相应的开关被闭合，低状态指示相应的开关被断开。如前所述，对于图1B的配置，高侧开关和低侧开关的作用将被反转。
图1A中的低侧开关也称为Tswitch，高侧开关有时也称为Cswitch。
Vhb是在高侧开关11与低侧开关12之间的节点处的电压。
中间的图以实线示出了流向变压器的初级绕组的电流Ihb，并且以虚线示出了磁化电流Imag。磁化电流Imag是与变压器芯(例如图1A的变压器T1)中的磁通量相关联的电流，或者换句话说，是导致磁通量的变压器输入电流的部分。此外，图4包括示出电压Vhb的图和示出电压Vzcd的图。
为了更好地说明，将参照图1A描述图3的方法。然而，该方法也可以应用于其他非对称转换器配置。
在图3中的30处，该方法包括闭合第一开关，在图1A和图4的示例中为低侧开关，以稍后针对第二开关(在图1A和图4的情况下为高侧开关)实现零电压切换或部分零电压切换。如下文将进一步解释的，第一开关闭合的时间可以由电压Vzcd确定。在图4中，这对应于将控制电压施加到低侧开关以闭合该低侧开关的第一脉冲40。第一开关的这种闭合感应出在图4中的46处标记的电流。在利用脉冲40闭合第一开关之后，在31处接着是第一暂停，在图4中由附图标记43指示。通过由第一脉冲40感应的感应电流46，在第一暂停期间，电压Vhb如图4中的附图标记410所示升高到输入电压Vin处或接近输入电压Vin。当Vhb接近Vin时，第二开关(图1A的高侧开关11)两端的电压减小，例如，使其处于零处或接近零，这减小了切换高侧开关11时的能量损耗。
在32处，第二开关(在图1A的情况下为高侧开关11)闭合以向变压器和电容器15提供能量。在图4中，第二开关的这种闭合是由第二脉冲41引起的。对应于第二脉冲41，Ihb增加并且对应于46处的电流流动而反向，如附图标记47所示。换句话说，在该阶段期间，能量被存储在图1A的变压器以及电容器15中。
在32处的第二开关的这种闭合之后，在图3中的33处接着是第二暂停，在图4中用附图标记44表示。在该第二暂停期间，如图4中的附图标记411所示，电压Vhb由在第二脉冲41期间感应的电流Ihb驱动而减小。这随着Vhb更接近接地而降低第一开关(图1A中的低侧开关12)两端的电压，从而降低了在第二暂停之后接通该开关时的切换损耗。
在34处，第一开关再次接通以将能量传送至次级侧。由于降低的电压Vhb，在此提供零电压切换或至少在降低的电压处的切换，从而降低能量损耗。闭合第一开关的相应第三脉冲在图4中用附图标记42表示。特别地，在图1A的示例中，通过在该阶段期间闭合低侧开关12，电容器15通过将电容器15和初级绕组13的串联连接经由低侧开关12连接至地而将存储的能量有效地传送至次级侧。在谐振转换器如图1A所示的转换器中，此时发生谐振，从而导致电流Ihb不同于磁化电流Imag。特别地，谐振作为电流Ihb的类正弦形式是可见的，在图4中用附图标记48表示。
在34之后，在35处接着是第三暂停，其在图4的示例中由附图标记45表示。
该第三暂停使得与磁化电流Imag对应的变压器的去磁化(如Ihb，其在此时与Imag对应)达到零，例如在图4中的49处。在一些实施方式中，当Vzcd达到零伏时，电压Vzcd用作该完全去磁化的指示符。在第三暂停45之后，切换周期完成，并且再次在图3中的30处开始下一切换周期。
监测电压Vzcd可以确定第三暂停的结束和新的切换周期的开始。如图4所示，在电流中可能发生一些振荡。与在图4中应用下一个第一脉冲40相对应的再次闭合第一开关的优化时间是当电压Vhb最小时(例如图4中的412处)，因为这里第一开关(图1A的情况中的开关12)两端的电压处于最小值，并且因此切换损耗被降低，对应于变压器的去磁化。Vhb的该最小值总是在Vzcd从负值跨过零到正值之后的某个时间发生，例如在图4中的413处。因此，在一些实施方式中，在Vzcd从负值跨到正值之后的预定时间，结束第三暂停，或者换句话说，在Vzcd的上升沿过零之后的预定时间执行在图3中的30处的闭合第一开关。在该方法被应用于图1B的转换器的情况下，则可以针对Vhb的最大值而不是最小值。
如图1A和图1B以及下面说明的图5所示，Vzcd可以是从变压器的辅助绕组得到的电压。在其他实施方式中，可以使用指示变压器的去磁化和/或电压Vhb的极值如过零的其他信号。例如，在一些实现中，可以直接或间接地在图1A和图1B的高侧开关11与低侧开关12之间的节点处测量电压Vhb。
然而，在其他实施方式中，可以使用第三暂停的其他持续时间。
在32处闭合第二开关的持续时间(图4中的脉冲41的持续时间)用于调节最终要传送至次级侧的能量的量，因此可以用于调节输出电压。例如，作为简单的调节，当图1A的输出电压Vout低于期望的(标称)输出电压时，脉冲持续时间可以增加，并且当输出电压高于期望的输出电压时，脉冲持续时间可以减小。
此外，第三暂停的长度可以改变以修改操作频率(切换周期的频率)和传送至次级侧的电力。在实施方式中，在34处闭合第一开关的持续时间(图4中的第三脉冲42)可以选择为比谐振周期的一半长(大于谐振48)。谐振回路的谐振周期的长度为
Figure BDA0002219288250000091
其中Llk是变压器的初级绕组的漏电感。在需要附加电感器如图1B的电感器18的情况下，代替Llk，由初级绕组13的漏电感和该附加电感器形成的有效完全电感用于计算T。然而，在其他实施方式中，在34处第一开关的闭合可以比谐振周期的一半短，或者甚至比谐振周期还要长。
因此，可以提供对所示脉冲长度的各种修改。
图5是根据实施方式的APWM反激式转换器的详细电路图。虽然在图5中示出了许多细节，但应该注意的是，其他配置也是可能的。图5的电路被用作随后说明的仿真的基础。
图5的转换器接收AC输入电压Vacin。输入电压Vacin可以是对应于不同国家中的电源电压的变化的电压，例如在大约80Vac与大约264Vac之间。该电压被滤波级50滤波并被整流器级51整流以提供DC输入电压Vin。经由电路52将关于电压Vacin的大小的信息在控制器53的输入端HV处提供给控制器53。此外，经由在控制器53的输入端VS处的分压器提供了给出关于Vin的大小的信息的信号。
除了滤波电路50和整流器电路51之外，在一些实施方式中，功率因数校正(PFC)可以以任何常规方式提供。
控制器53根据上面讨论的技术控制高侧开关54和低侧开关55。特别是，至少在一个实施方式中，控制器53利用如参照图3解释的方法例如使用与参照图4讨论的信号类似的信号来控制开关54、55。
使用开关54、55，能量被传送至变压器56的初级绕组。输出电压Vout由使用同步整流器(SR)整流的变压器56的次级绕组提供，该同步整流器包括由同步整流器控制器57控制的同步整流器开关58。输出电容器59用于对经整流的电压进行滤波。
辅助绕组511用于接收在控制器53的端子ZCD处的反馈电压Vzcd。如以上参照图3和图4所解释的，该电压可以用于确定脉冲中的一些的长度和位置。输出电压Vout还经由反馈电路经由提供电流隔离的光耦合器510反馈至控制器53的输入端FB。该反馈信号可以用于确定图4中的第二脉冲41的持续时间，即第二开关(图5的示例中的高侧开关54)的闭合的持续时间，并且因此，如前面所解释的，通过将电压Vout与输出电压的目标值进行比较来确定要传送至次级侧的能量的量。
图6和图7示出了说明根据如本文公开的技术(即，使用图3的方法、利用参照图4解释的第一脉冲40到第三脉冲42)的图5的电路的操作的测量结果。图6示出了本质上对于单个切换周期的测量结果，而图7示出了在多个切换周期上的测量结果。
在图6中，曲线60示出了图5中的开关54、55之间的节点处的电压Vhb，曲线61示出了流向图5中的变压器56的初级绕组的电流Ihb，并且曲线62示出了次级侧电流Isec。在图7中，曲线70示出了电压Vhb，曲线71示出了电流Ihb，曲线72示出了次级侧电流Isec，并且曲线73另外示出了图5中的同步整流器开关58的栅极处的电压。
如上所述，在图7的测量结果之前，重复多次用于测量图6的切换周期。
图4的脉冲40至42的位置在图6中用相应的附图标记进行标记。另外，附图标记48和49示出了Ihb的对应部分，也参见图4。
已经针对APWM HB反激式转换器描述了上述实施方式。如上所述，本文公开的技术也可以应用于其他转换器拓扑。作为可以应用本文公开的技术的另一拓扑的示例，图8示出了用于将输入电压Vin转换为输出电压Vout的半桥反激式转换器。转换器包括输入电容器80、箝位电容器81、第一电感器82、第二电感器83、包括初级绕组84和次级绕组85的变压器、第一初级侧开关86和第二初级侧开关814。当应用图3中的方法时，第一初级侧开关86起到在图3的方法中的第一开关的作用，并且第二初级侧开关814起到在图3的实施方式中的第二开关的作用。在次级侧，图8的转换器包括输出电容器813和由同步整流器控制器89控制的同步整流器开关810。控制器(图8中未示出)如图2的控制器20控制开关86、814。开关86、814和810每个示出具有与相应的开关并联耦接的二极管(例如，主体二极管)和电容器(例如寄生电容器)。图8的转换器仅仅是可以使用本文公开的技术来控制的另外转换器拓扑的一个示例。
一些实施方式由以下的示例限定。
示例1.一种电力转换器控制器，包括：
第一开关驱动器，其被配置成驱动所述电力转换器的第一初级侧开关，
第二开关驱动器，其被配置成控制所述电力转换器的第二初级侧开关，以及
控制逻辑，其在至少一种操作模式下被配置成，在每个切换周期中：
控制所述第一开关驱动器闭合所述第一初级侧开关达第一持续时间，
在所述第一持续时间之后，控制所述第一开关驱动器和所述第二开关驱动器断开所述第一初级侧开关和所述第二初级侧开关达第一暂停持续时间，
在所述第一暂停持续时间之后，控制所述第二开关驱动器闭合所述第二初级侧开关达第二持续时间，
在所述第二持续时间之后，控制所述第一开关驱动器和所述第二开关驱动器断开所述第一初级侧开关和所述第二初级侧开关达第二暂停持续时间，
在所述第二暂停持续时间之后，控制所述第一开关驱动器闭合所述第一初级侧开关达第三持续时间，以及
在所述第三持续时间之后，控制所述第一开关驱动器和所述第二开关驱动器断开所述第一初级侧开关和所述第二初级侧开关达第三暂停持续时间。
示例2.根据示例1所述的电力转换器控制器，其中，所述控制逻辑被配置成在所述第一初级侧开关与所述第二初级侧开关之间的节点处的电压的极值处结束所述第三暂停持续时间并开始下一切换周期的第一持续时间。
示例3.根据示例2所述的电力转换器控制器，其中，所述极值是最小值。
示例4.根据示例2或3所述的电力转换器控制器，其中，基于指示所述电力转换器的变压器的去磁化的信号来确定所述极值的时间位置。
示例5.根据示例4所述的电力转换器控制器，其中，指示所述变压器的去磁化的所述信号是来自所述变压器的辅助绕组的信号，并且所述极值的时间位置被确定为在来自所述电力转换器的辅助绕组的信号的上升沿过零之后的预定时间。
示例6.根据示例1至5中任一项所述的电力转换器控制器，其中，所述控制逻辑被配置成基于来自所述电力转换器的输出的反馈来确定所述第二持续时间。
示例7.根据示例1至6中任一项所述的电力转换器控制器，其中，所述第三暂停持续时间的长度被设置成实现所述电力转换器的变压器的去磁化。
示例8.根据示例1至7中任一项所述的电力转换器控制器，其中，所述第二暂停持续时间被设置成降低所述第一初级侧开关两端的电压。
示例9.一种电力转换器，包括：
根据示例1至8中的任一项所述的电力转换器控制器，
所述第一初级侧开关，
所述第二初级侧开关，以及
变压器，其耦接至所述第一初级侧开关与所述第二初级侧开关之间的节点。
示例10.根据示例9所述的电力转换器，其中，所述电力转换器被设计成使得在所述第三持续时间期间将能量传送至所述变压器的次级侧。
示例11.根据示例9或10所述的电力转换器，其中，所述电力转换器是非对称脉冲宽度调制半桥反激式转换器。
示例12.根据示例9至11中任一项所述的电力转换器，其中，所述变压器包括耦接至所述电力转换器控制器的输入端的辅助绕组。
示例13.根据示例9至12中任一项所述的电力转换器，其中，所述第三持续时间被设置为等于或大于所述电力转换器的谐振回路的谐振周期的一半。
示例14.一种用于控制电力转换器的方法，包括在每个切换周期中：
闭合所述电力转换器的第一初级侧开关达第一持续时间，
在所述第一持续时间之后，断开所述电力转换器的第一初级侧开关和第二初级侧开关达第一暂停持续时间，
在所述第一暂停持续时间之后，闭合所述第二初级侧开关达第二持续时间，
在所述第二持续时间之后，断开所述第一初级侧开关和所述第二初级侧开关达第二暂停持续时间，
在所述第二暂停持续时间之后，闭合所述第一初级侧开关达第三持续时间，以及
在所述第三持续时间之后，断开所述第一初级侧开关和所述第二初级侧开关达第三暂停持续时间。
示例15.根据示例14所述的方法，还包括在所述第一初级侧开关与所述第二初级侧开关之间的电压的极值处结束所述第三暂停持续时间并且开始下一切换周期的所述第一持续时间。
示例16.根据示例15所述的方法，其中，基于指示所述电力转换器的变压器的去磁化的信号来确定所述极值的时间位置。
示例17.根据示例16所述的方法，其中，指示所述变压器的去磁化的信号是来自所述变压器的辅助绕组的信号，并且所述极值的时间位置被确定为在来自所述电力转换器的辅助绕组的信号的上升沿过零之后的预定时间。
示例18.根据示例14至17中任一项所述的方法，还包括基于来自所述电力转换器的输出的反馈来确定所述第二持续时间。
示例19.根据示例14至18中任一项所述的方法，还包括将所述第三暂停持续时间的长度设置成实现所述电力转换器的变压器的去磁化。
示例20.根据示例14至19中任一项所述的方法，还包括将所述第二暂停持续时间设置成降低所述第一初级侧开关两端的电压。
示例21.根据示例14至20中任一项所述的方法，还包括在所述第三持续时间期间将能量传送至所述电力转换器的变压器的次级侧。
示例22.根据示例14至21中任一项所述的方法，还包括将所述第三持续时间设置为等于或大于所述电力转换器的谐振回路的谐振周期的一半。
示例23.一种计算机程序，包括程序代码，当在一个或更多个处理器上执行所述程序代码时，所述程序代码使得根据示例14至22中的任一项所述的方法被执行。
示例24.一种有形存储介质，包括根据示例23所述的计算机程序。
示例25.一种用于控制电力转换器的设备，包括在每个切换周期中：
用于闭合电力转换器的第一初级侧开关达第一持续时间的装置，
在所述第一持续时间之后，用于断开所述电力转换器的第一初级侧开关和第二初级侧开关达第一暂停持续时间的装置，
在所述第一暂停持续时间之后，用于闭合所述第二初级侧开关达第二持续时间的装置，
在所述第二持续时间之后，用于断开所述第一初级侧开关和所述第二初级侧开关达第二暂停持续时间的装置，
在所述第二暂停持续时间之后，用于闭合所述第一初级侧开关达第三持续时间的装置，以及
在所述第三持续时间之后，用于断开所述第一初级侧开关和所述第二初级侧开关达第三暂停持续时间的装置。
示例26.根据示例25所述的设备，还包括用于在所述第一初级侧开关与所述第二初级侧开关之间的电压的极值处结束所述第三暂停持续时间的装置和开始下一切换周期的所述第一持续时间的装置。
示例27.根据示例26所述的设备，其中，基于指示所述电力转换器的变压器的去磁化的信号来确定所述极值的时间位置。
示例28.根据示例27所述的设备，其中，指示所述变压器的去磁化的信号是来自所述变压器的辅助绕组的信号，并且所述极值的时间位置被确定为在来自所述电力转换器的辅助绕组的信号的上升沿过零之后的预定时间。
示例29.根据示例25至28中任一项所述的设备，还包括用于基于来自所述电力转换器的输出的反馈来确定所述第二持续时间的装置。
示例30.根据示例25至29中任一项所述的设备，还包括用于将所述第三暂停持续时间的长度设置成实现所述电力转换器的变压器的去磁化的装置。
示例31.根据示例25至30中任一项所述的设备，还包括用于将所述第二暂停持续时间设置成降低所述第一初级侧开关两端的电压的装置。
示例32.根据示例25至31中任一项所述的设备，还包括用于在所述第三持续时间期间将能量传送至所述电力转换器的变压器的次级侧的装置。
示例33.根据示例25至32中任一项所述的设备，还包括用于将所述第三持续时间设置为等于或大于所述电力转换器的谐振回路的谐振周期的一半的装置。
虽然本文已经说明和描述了特定的实施方式，但是本领域的普通技术人员应当理解，在不脱离本发明的范围的情况下，可以用各种替选和/或等效实现方式来代替所示出和描述的特定实施方式。本申请意在覆盖本文讨论的特定实施方式的任何修改或变型。因此，本发明旨在仅由权利要求及其等同物来限制。

Claims (20)

1.一种用于非对称脉冲宽度调制半桥反激式转换器的电力转换器控制器(10；20；53)，包括：
第一开关驱动器(23)，其被配置成驱动所述非对称脉冲宽度调制半桥反激式转换器的第一初级侧开关(12，11；55；86)，
第二开关驱动器(22)，其被配置成控制所述非对称脉冲宽度调制半桥反激式转换器的第二初级侧开关(11，12；54；814)，以及
控制逻辑(21)，其在至少一个操作模式下被配置成，在每个切换周期中：
控制所述第一开关驱动器闭合所述第一初级侧开关(12，11；55；86)达第一持续时间，
在所述第一持续时间之后，控制所述第一开关驱动器(23)和所述第二开关驱动器(22)断开所述第一初级侧开关和所述第二初级侧开关达第一暂停持续时间，
在所述第一暂停持续时间之后，控制所述第二开关驱动器(22)闭合所述第二初级侧开关(11，12；54；814)达第二持续时间，
在所述第二持续时间之后，控制所述第一开关驱动器(23)和所述第二开关驱动器(22)断开所述第一初级侧开关和所述第二初级侧开关达第二暂停持续时间，
在所述第二暂停持续时间之后，控制所述第一开关驱动器(23)闭合所述第一初级侧开关(12，11；55；86)达第三持续时间，以及
在所述第三持续时间之后，控制所述第一开关驱动器(23)和所述第二开关驱动器(22)断开所述第一初级侧开关和所述第二初级侧开关达第三暂停持续时间。
2.根据权利要求1所述的电力转换器控制器(10；20；53)，其中，所述控制逻辑被配置成在所述第一初级侧开关(12，11；55；86)与所述第二初级侧开关(11，12；54；814)之间的节点处的电压的极值处结束所述第三暂停持续时间并且开始下一切换周期的所述第一持续时间。
3.根据权利要求2所述的电力转换器控制器(10；20；53)，其中，所述极值是最小值。
4.根据权利要求2或3所述的电力转换器控制器(10；20；53)，其中，基于指示所述非对称脉冲宽度调制半桥反激式转换器的变压器(T1)的去磁化的信号来确定所述极值的时间位置。
5.根据权利要求4所述的电力转换器控制器(10；20；53)，其中，指示所述变压器(T1)的去磁化的信号是来自所述变压器(T1)的辅助绕组(19；511)的信号，并且所述极值的时间位置被确定为在来自所述非对称脉冲宽度调制半桥反激式转换器的所述辅助绕组(19；511)的信号的上升沿过零之后的预定时间。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的电力转换器控制器(10；20；53)，其中，所述控制逻辑被配置成基于来自所述非对称脉冲宽度调制半桥反激式转换器的输出的反馈来确定所述第二持续时间。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的电力转换器控制器(10；20；53)，其中，所述第三暂停持续时间的长度被设置成实现所述非对称脉冲宽度调制半桥反激式转换器的变压器的去磁化。
8.根据权利要求1至7中任一项所述的电力转换器控制器(10；20；53)，其中，所述第二暂停持续时间被设置成降低所述第一初级侧开关(12，11；55；86)两端的电压。
9.一种非对称脉冲宽度调制半桥反激式转换器，包括：
根据权利要求1至8中任一项的所述电力转换器控制器(10；20；53)，
所述第一初级侧开关(12，11；55；86)，
所述第二初级侧开关(11，12；54；814)，以及
变压器，其耦接至所述第一初级侧开关与所述第二初级侧开关之间的节点。
10.根据权利要求9所述的非对称脉冲宽度调制半桥反激式转换器，其中，所述非对称脉冲宽度调制半桥反激式转换器被设计成使得在所述第三持续时间期间将能量传送至所述变压器的次级侧。
11.根据权利要求9或10中任一项所述的非对称脉冲宽度调制半桥反激式转换器，其中，所述第三持续时间被设置为等于或大于所述非对称脉冲宽度调制半桥反激式转换器的谐振回路的谐振周期的一半。
12.一种用于控制非对称脉冲宽度调制半桥反激式转换器的方法，包括在每个切换周期中：
闭合所述非对称脉冲宽度调制半桥反激式转换器的第一初级侧开关(12，11；55；86)达第一持续时间，
在所述第一持续时间之后，断开所述非对称脉冲宽度调制半桥反激式转换器的第一初级侧开关和第二初级侧开关达第一暂停持续时间，
在所述第一暂停持续时间之后，闭合所述第二初级侧开关(11，12；54；814)达第二持续时间，
在所述第二持续时间之后，断开所述第一初级侧开关和所述第二初级侧开关达第二暂停持续时间，
在所述第二暂停持续时间之后，闭合所述第一初级侧开关(12，11；55；86)达第三持续时间，以及
在所述第三持续时间之后，断开所述第一初级侧开关和所述第二初级侧开关达第三暂停持续时间。
13.根据权利要求12所述的方法，还包括在所述第一初级侧开关(12，11；55；86)与所述第二初级侧开关(11，12；54；814)之间的节点处的电压的极值处结束所述第三暂停持续时间并且开始下一切换周期的所述第一持续时间。
14.根据权利要求13所述的方法，其中，基于指示所述非对称脉冲宽度调制半桥反激式转换器的变压器(T1)的去磁化的信号来确定所述极值的时间位置。
15.根据权利要求14所述的方法，其中，指示所述变压器(T1)的去磁化的信号是来自所述变压器(T1)的辅助绕组(19；511)的信号，并且所述极值的时间位置被确定为在来自所述非对称脉冲宽度调制半桥反激式转换器的所述辅助绕组(19；511)的信号的上升沿过零之后的预定时间。
16.根据权利要求12至15中任一项所述的方法，还包括基于来自所述非对称脉冲宽度调制半桥反激式转换器的输出的反馈来确定所述第二持续时间。
17.根据权利要求12至16中任一项所述的方法，还包括将所述第三暂停持续时间的长度设置成实现所述非对称脉冲宽度调制半桥反激式转换器的变压器的去磁化。
18.根据权利要求12至17中任一项所述的方法，还包括将所述第二暂停持续时间设置成降低所述第一初级侧开关(12，11；55；86)两端的电压。
19.根据权利要求12至18中任一项所述的方法，还包括在所述第三持续时间期间将能量传送至所述非对称脉冲宽度调制半桥反激式转换器的变压器的次级侧。
20.根据权利要求12至19中任一项所述的方法，还包括将所述第三持续时间设置为等于或大于所述非对称脉冲宽度调制半桥反激式转换器的谐振回路的谐振周期的一半。
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