KR100632688B1 - 스위칭 전원장치 - Google Patents

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가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼
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스위치 소자(Q1), (Q2), 다이오드(D1), (D2), 커패시터(Cds1), (Cds2)로 이루어지는 제 1·제 2 스위치 회로(S1), (S2)와, 트랜스포머(T)를 구비하고, 트랜스포머(T)의 1차 권선(Lp)에 직렬로 제 1 인덕터(Lr)를 접속하며, 제 1 스위치 회로(S1)의 온기간에 제 3 커패시터(Ca)의 전압이 인가되도록 제 2 인덕터(Li)를 형성한다. 또한 (Li)에 대한 역전류를 저지하는 다이오드(Di)와, (Li)에 축적된 여자 에너지(excitation energy)에 의해 충전되며 또한 (S1)의 온기간에 있어서 1차 권선(Lp)에 전압을 인가하는 커패시터(Ci)를 형성한다. 또한 인덕터(Lr)와 1차 권선(Lp)과 제 2 스위치 회로(S2)와 함께 폐루프(closed loop)를 구성하도록 커패시터(Cr)를 형성한다.
스위치 소자, 다이오드, 커패시터, 스위치 회로, 트랜스포머

Description

스위칭 전원장치{Switching power supply apparatus}
본 발명은 입력전원으로부터의 공급전력을 단속(斷續)함과 아울러 인덕터에 의해 전력 변환을 행하여 소정의 직류전압을 출력하는 스위칭 전원장치에 관한 것이다.
일반적으로 스위칭 전원장치의 성능지표의 1개로서 고조파 특성과 역률 특성이 있다. 고조파 특성은 스위칭 전원장치로부터 그 입력전원 라인에 흐르는 고조파 전류의 억제 기능이며, 다른 기기에 악영향을 주지 않도록 고조파 전류의 상한이 규정되어 있다. 또한, 역률 특성은 스위칭 전원장치로부터 입력을 본 역률이며, 전력계통의 저손실화를 위해서는 고역률일수록 바람직하다.
그래서, 종래는 특허문헌 1∼3에 개시되어 있는 바와 같은 구조의 스위칭 전원장치가 고안되어 있다.
특허문헌 1의 스위칭 전원장치의 구성예를 도 13에 나타낸다. 도 13에 있어서, 제 1 스위치 회로(S1)는 제 1 스위치 소자(Q1), 제 1 다이오드(D1), 및 제 1 커패시터(C1)의 병렬회로로 구성하고 있고, 제 2 스위치 회로(S2)는 제 2 스위치 소자(Q2), 제 2 다이오드(D2), 및 제 2 커패시터(C2)의 병렬회로로 구성하고 있다.
T는 트랜스포머이며, 그 1차 권선(T1)과 인덕터(L)의 직렬회로에 제 1 스위 치 회로(S1)와 입력전원(E)을 직렬로 접속함과 아울러, 제 2 스위치 회로(S2)와 커패시터(C)의 직렬회로를 1차 권선(T1)과 인덕터(L)의 직렬회로에 대하여 병렬로 접속하고 있다. 트랜스포머(T)의 2차 권선(T2)에는 정류 다이오드(Ds)와 평활 커패시터(Co)로 이루어지는 정류 평활 회로(rectifying and smoothing circuit)를 형성하고 있다. 2차측의 정류 다이오드(Ds)에는 병렬로 커패시터(Cs)를 접속하고 있다. 검출회로(14)는 부하에 공급되는 출력전압(Vo) 및 필요에 따라서 출력전류(Io)를 검출한다. 제어회로(11)는 바이어스 권선(T3)의 발생전압을 입력하고, 스위치 소자(Q1)에 대하여 정귀환(positive feedback)을 가함으로써 자려(自勵) 발진시킨다. 제어회로(12)는 바이어스 권선(T4)의 발생전압을 입력하고, 스위치 소자(Q2)의 오프 타이밍을 제어함으로써 Q2의 온기간을 제어한다.
특허문헌 2의 스위칭 전원장치의 구성예를 도 14에 나타낸다. 도 14에 있어서, 교류전원(2)으로부터 공급되는 교류전압을 정류기(4)로 정류하고, 평활 커패시터(6)로 평활함으로써 얻어지는 정류전압(Vin)을, 제 1 전력 변환부(8) 및 제 2 전력 변환부(10)에 공급하도록 하고 있다. 스위칭 트랜지스터(Qs)가 온이 되면, 정류전압(Vin)이 초크코일(CH)과 다이오드(Db) 및 고주파 트랜스포머(T)의 1차 권선(L1)에 가해져서, 초크코일(CH)에 에너지가 축적된다. 스위칭 트랜지스터(Qs)가 오프하면, 초크코일(CH)의 에너지에 의해 다이오드(Dc), 1차 권선(L1), 및 커패시터(C1)를 통하여 전류가 흐른다. 이 스위칭 트랜지스터(Qs)의 온오프 동작을 반복함으로써, 트랜스포머(T)의 2차 권선(L2)에 유기(誘起)한 전압을 다이오드(D2)와 커패시터(Co)로 평활화하여 직류전압(Vo)을 출력한다. 펄스폭 제어회로(16)는 출력전 압(Vo)의 변동에 따라서 스위칭 트랜지스터(Qs)의 통전(通電)시간 제어를 행하여 Vo를 안정화시킨다.
특허문헌 3의 스위칭 전원장치의 구성예를 도 15에 나타낸다. 도 15에 있어서, 전파 정류 회로(full-wave rectifying circuit;2)는 입력단자(1-1′)로부터 교류 입력 전압을 입력해서 정류전압(Ei)을 출력한다. 제 1 커패시터(3)는 인덕터(20)의 전류를 제 2 스위칭 소자(6)와 제 2 커패시터(7)를 통해서 평활하고, 직류전압(E3)을 공급한다. 제 1 스위칭 소자(4)는 상기 정류전압(Ei)을 인덕터(20)를 통해서, 또한 제 1 커패시터(3)의 직류전압(E3)을 트랜스포머(5)의 1차 권선(51)을 통해서, 고주파 스위칭에 의해 교류전압으로 변환한다. 제 2 스위칭 소자(6)와 제 1 스위칭 소자(4)는 제어회로(11)에 의해 번갈아 온오프된다. 제 2 커패시터(7)는 제 2 스위칭 소자(6)의 온기간에 트랜스포머(5)에 축적된 여자 에너지(excitation energy)의 일부와 인덕터(20)의 전류를 흡수해서 방출한다. 다이오드(8)와 커패시터(9)는 정류 평활 회로를 구성하고, 2차 권선(52)에 발생하는 고주파 교류전압의 플라이백 전압(flyback voltage)을 정류 평활하며, 직류 출력 전압(Eo)을 출력단자(10-10′)에 출력한다. 제어 구동 회로(11)는 직류 출력 전압(Eo)을 검출해서 제 1 스위칭 소자(4) 및 제 2 스위칭 소자(6)의 온오프비(on-off ratio)를 제어한다.
특허문헌 1: 일본국 특허공개 평11-187664호 공보
특허문헌 2: 일본국 특허공개 평4-21358호 공보
특허문헌 3: 일본국 특허공개 평7-75334호 공보
그런데, 특허문헌 1에서는, 전압 클램프 회로(voltage clamping circuit)에 의해, 제로 전압 스위칭 동작(이하 ZVS 동작이라고 말한다.)이 행해지고, 고효율화를 도모할 수 있으나, 고조파 전류 억제 기능은 없다.
특허문헌 2에서는, 고조파 전류 억제 기능을 갖지만, ZVS 동작을 행하지 않기 때문에 스위칭 손실이 커서 회로 효율이 나쁘다.
특허문헌 3에서는, 전압 클램프 회로에 의해, ZVS 동작이 행해지고, 고조파 전류 억제 기능도 갖지만, 스위칭 동작에 의해 발생하는 전류가 상용 교류 전압을 정류하는 다이오드(도 15에 나타낸 전파 정류 회로(2))에 흐르기 때문에, 그 다이오드에서의 손실이 크고, 고조파 전류의 저감 효과도 작다. 그 때문에, 상용 교류 전원 라인에 로우패스 필터를 형성할 필요가 있어, 스위칭 전원장치가 대형화된다. 또한, 순시 정전 등에 의해 상용 교류 전원이 일시적으로 차단되었을 때에도 출력을 계속 공급받는 시간(출력 유지 시간)을 확보하기 위한 커패시터(3)의 전압이 제어되지 않기 때문에, 그 전압이 경부하(輕負荷)시에 크게 상승하여, 부품의 내압(耐壓)을 넘을 우려가 발생한다고 하는 문제가 있다.
그래서, 본 발명의 목적은, 고조파 전류의 저감 효과를 높이고, 고조파 특성 및 역률 특성을 개선함과 아울러, 보다 고효율화를 도모한 스위칭 전원장치를 제공하는 데 있다.
(1)본 발명의 스위칭 전원장치는, 제 1 스위치 소자(Q1), 제 1 다이오드(D1), 및 제 1 커패시터(Cds1)의 병렬회로로 구성된 제 1 스위치 회로(S1)와, 제 2 스위치 소자(Q2), 제 2 다이오드(D2), 및 제 2 커패시터(Cds2)의 병렬 접속 회로로 구성된 제 2 스위치 회로(S2)와, 교류 입력 전압을 정류하는 적어도 1개의 정류소자에 의해 구성된 입력측 정류회로(Da)와, 상기 정류회로(Da)에 의해 정류된 전압이 인가되는 제 3 커패시터(Ca)와, 1차 권선(Lp)과 2차 권선(Ls)을 갖는 트랜스포머(T)와, 그 2차 권선(Ls)에 접속된 정류 평활 회로(rectifying and smoothing circuit;RS)와, 1차 권선(Lp)에 직렬로 접속된 제 1 인덕터(Lr)와, 제 1 스위치 회로(S1)가 도통(導通)상태가 되는 온기간에 제 3 커패시터(Ca)의 전압이 인가되도록 접속된 제 2 인덕터(Li)와, 상기 제 2 인덕터(Li)에 역전류가 흐르는 것을 방지하는 제 3 다이오드(Di)와, 제 2 인덕터(Li)에 비축된 여자 에너지(excitation energy)에 의해 충전되며, 또한, 제 1 스위치 회로(S1)의 온기간에 1차 권선(Lp)에 전압을 인가하도록 접속된 제 4 커패시터(Ci)와, 제 1 인덕터(Lr)와 1차 권선(Lp)과 제 2 스위치 회로(S2)와 함께 폐루프(closed loop)를 구성하는 제 5 커패시터(Cr)와, 제 1·제 2 스위치 소자를 양 스위치 소자가 함께 오프하는 기간을 사이에 두고 번갈아 온오프 구동하는 스위칭 제어회로(SC1, SC2)를 구비한 것을 특징으로 하고 있다.
(2)본 발명의 스위칭 전원장치는, 제 1 스위치 소자(Q1), 제 1 다이오드(D1), 및 제 1 커패시터(Cds1)의 병렬 접속 회로로 구성된 제 1 스위치 회로(S1)와, 제 2 스위치 소자(Q2), 제 2 다이오드(D2), 및 제 2 커패시터(Cds2)의 병렬 접속 회로로 구성된 제 2 스위치 회로(S2)와, 교류 입력 전압을 정류하는 적어도 1개의 정류소자에 의해 구성된 입력측 정류회로(Da)와 상기 정류회로(Da)에 의해 정류된 전압이 인가되는 제 3 커패시터(Ca)와, 1차 권선(Lp)과 2차 권선(Ls)을 갖는 트랜스포머(T)와, 그 2차 권선(Ls)에 접속된 정류 평활 회로(RS)와, 1차 권선(Lp)에 직렬로 접속된 제 1 인덕터(Lr)와, 제 1 스위치 회로(S1)가 도통상태가 되는 온기간에 제 3 커패시터(Ca)의 전압이 인가되도록 접속된 제 2 인덕터(Li)와, 상기 제 2 인덕터(Li)에 역전류가 흐르는 것을 저지하는 제 3 다이오드(Di)와, 제 2 인덕터(Li)에 비축된 여자 에너지에 의해 충전되며, 또한, 상기 온기간에 1차 권선(Lp)에 전압을 인가하도록 접속된 제 4 커패시터(Ci)와, 제 1 스위치 회로(S1)의 양단에 접속되는 직렬회로를 제 2 스위치 회로(S2)로 구성하는 제 5 커패시터(Cr)와, 제 1·제 2 스위치 소자를 양 스위치 소자가 함께 오프하는 기간을 사이에 두고 번갈아 온오프 구동하는 스위칭 제어회로(SC1, SC2)를 구비한 것을 특징으로 하고 있다.
(3)본 발명의 스위칭 전원장치는, (1) 또는 (2)에 있어서, 트랜스포머(T)와는 다른 제 2 트랜스포머(T2)를 형성하고, 제 2 인덕터(Li)를 제 2 트랜스포머(T2)의 입력권선으로 구성하며, 제 2 트랜스포머(T2)의 출력권선(Lo)과 상기 정류 평활 회로(RS) 사이에 정류회로(Ds2)를 형성한 것을 특징으로 하고 있다.
(4)본 발명의 스위칭 전원장치는, (1) 또는 (2)에 있어서, 트랜스포머(T)와는 다른 제 2 트랜스포머(T2)를 형성하고, 제 2 인덕터(Li)와 직렬로 제 2 트랜스포머(T2)의 입력권선(Li1)을 접속하며, 제 2 트랜스포머(T2)의 상기 출력권선과 상기 정류 평활 회로 사이에 정류회로를 형성한 것을 특징으로 하고 있다.
(5)본 발명의 스위칭 전원장치는, (1) 또는 (2)에 있어서, 트랜스포머(T)에 3차 권선(Lt)을 형성하고, 제 2 인덕터(Li)와 직렬로 접속한 것을 특징으로 하고 있다.
(6)본 발명의 스위칭 전원장치는, (1)∼(5)에 있어서, 제 3 커패시터(Ca)가 고조파 성분의 전류를 차단하는 로우패스 필터(low-pass filter) 또는 로우패스 필터의 일부를 구성하고 있는 것을 특징으로 하고 있다.
(7)본 발명의 스위칭 전원장치는, (1)∼(6)에 있어서, 입력측 정류회로(Da)와 제 4 커패시터(Ci) 사이에 제 4 다이오드(Db)를 접속한 것을 특징으로 하고 있다.
(8)본 발명의 스위칭 전원장치는, (1)∼(7)에 있어서, 제 1 스위치 회로(S1)와 제 2 스위치 회로(S2)의 접속점에 제 2 인덕터(Li)의 한 단부를 접속하고, 다른 단부를 제 3 다이오드(Di)에 접속하며, 제 2 스위치 회로(S2)와 제 5 커패시터(Cr)의 접속점과 제 1 스위치 회로(S1)와 제 2 스위치 회로(S2)의 접속점에, 제 4 다이오드(Dc)의 양단을 접속한 것을 특징으로 하고 있다.
(9)본 발명의 스위칭 전원장치는, (1)∼(8)에 있어서, 트랜스포머(T)에 단수 또는 복수의 구동권선(Lb1, Lb2)을 형성하고, 상기 스위칭 제어회로(SC1, SC2)가 상기 구동권선(Lb1, Lb2)에 발생하는 전압을 사용해서 제 1 스위치 소자(Q1) 또는 제 2 스위치 소자(Q2)를 구동하는 것을 특징으로 하고 있다.
(10)본 발명의 스위칭 전원장치는, (1)∼(9)에 있어서, 구동권선(Lb1, Lb2)과 제 1·제 2 스위칭 소자(Q1, Q2)의 제어단자 사이에 저항(Rg1, Rg2)과 커패시터(Cg1, Cg2)의 직렬회로로 이루어지는 지연회로(DL1, DL2)를 구비하고, 상기 스위칭 제어회로(SC1, SC2)가 상기 구동권선(Lb1, Lb2)에 상기 스위치 소자(Q1, Q2)를 턴 온(turn on)시키는 전압이 발생하고 나서 지연하여 상기 스위치 소자(Q1, Q2)를 턴 온시키는 것을 특징으로 하고 있다.
(11)본 발명의 스위칭 전원장치는, (10)에 있어서, 제 1·제 2 스위치 소자(Q1, Q2)의 양단에 인가되는 전압이 영(zero)전압 또는 영전압 부근까지 저하하고 나서 턴 온하도록 상기 지연회로(DL1, DL2)의 지연시간을 설정한 것을 특징으로 하고 있다.
(12)본 발명의 스위칭 전원장치는, (1)∼(11)에 있어서, 스위칭 제어회로(SC1, SC2)가, 구동권선(Lb1, Lb2)에 스위치 소자(Q1, Q2)를 턴 온시키는 전압이 발생하고 나서 소정 시간 후에 온함으로써 스위치 소자(Q1, Q2)를 턴 오프(turn off)시키는 것을 특징으로 하고 있다.
(13)본 발명의 스위칭 전원장치는, (12)에 있어서, 스위치 수단을 트랜지스터(Tr1, Tr2)로 구성하고, 상기 트랜지스터(Tr1, Tr2)의 제어단자에 시정수회로를 구성하는 임피던스 회로 및 커패시터(Ct1, Ct2)가 각각 접속된 것을 특징으로 하고 있다.
(14)본 발명의 스위칭 전원장치는, (1)∼(13)에 있어서, 스위칭 제어회로(SC1, SC2)는, 구동권선(Lb1, Lb2)에 스위치 소자(Q1, Q2)를 턴 온시키는 전압이 발생하고 나서, 일정 시간 후 스위치 소자(Q1, Q2)를 턴 오프시키도록 시정수회로(TC1, TC2)를 구비한 것을 특징으로 하고 있다.
(15)본 발명의 스위칭 전원장치는, (1)∼(14)에 있어서, 트랜스포머(T)가 갖는 누설 인덕턴스(leakage inductance)를 제 1 인덕터(Lr)로서 구성한 것을 특징으로 하고 있다.
(16)본 발명의 스위칭 전원장치는, (1)∼(15)에 있어서, 제 1 스위치 회로(S1) 또는 제 2 스위치 회로(S2)의 적어도 한쪽을 전계 효과 트랜지스터로 구성한 것을 특징으로 하고 있다.
(17)본 발명의 스위칭 전원장치는, (1)∼(16)에 있어서, 스위칭 제어회로(SC1, SC2)가, 2차 권선(Ls)에 접속된 정류 평활 회로(RS)로부터 얻어지는 출력전압을 안정화하도록 제 1 스위치 소자(Q1)의 온기간을 제어하는 것을 특징으로 하고 있다.
(18)본 발명의 스위칭 전원장치는, (1)∼(17)에 있어서, 스위칭 제어회로(SC1, SC2)가, 제 4 커패시터(Ci)의 양단 전압에 따라 제 2 스위치 소자(Q2)의 온기간을 제어하는 것을 특징으로 하고 있다.
(19)본 발명의 스위칭 전원장치는, (1)∼(18)에 있어서, 스위칭 제어회로(SC1, SC2)가, 제 4 커패시터(Ci)의 양단 전압의 상승에 따라 제 2 스위치 소자(Q2)의 온기간을 억제하고, 경부하 또는 무부하시에 발진기간과 정지기간을 주기적으로 반복하는 간헐 발진 동작 모드(intermittent oscillation operation mode)로 이행하여, 제 4 커패시터(Ci)의 양단 전압의 상승을 억제하는 것을 특징으로 하고 있다.
<발명의 효과>
(1)본 발명에 따르면, 제 1 스위치 소자(Q1)와 제 2 스위치 소자(Q2)가 제로 전압 스위칭 동작함으로써 스위칭 손실이 대폭으로 저감된다. 또한, 입력되는 반파 정류 전압(half-wave rectified voltage) 또는 전파 정류 전압을 스위칭해서 정류 전압에 비례한 전류를 흘리므로, 전류의 피크값이 정현파 형상이 되어 고역률(高力率)이 얻어진다. 또한, 제 2 인덕터(Li)에의 역전류를 저지하는 제 3 다이오드(Di)는 특허문헌 3과 같이 상용 교류 전압의 정류와 스위칭 전류의 정류의 양방을 행할 필요가 없으며, 스위칭 전류만을 정류하면 되기 때문에, 고속 스위칭 기능을 만족시켜서 저손실화가 도모된다. 또한, 입력측 정류회로(Da)에는 특허문헌 3과 같이 상용 교류 전압을 정류하는 다이오드에 고주파 전류가 흐르지 않으므로 고조파 전류 억제 기능이 저하하는 일도 없다.
(2)본 발명에 따르면, 제 1 스위치 회로(S1)의 양단에 접속되는 직렬회로를 제 2 스위치 회로(S2)로 구성하는 제 5 커패시터(Cr)와, 제 1·제 2 스위치 소자를 양 스위치 소자가 함께 오프하는 기간을 사이에 두고 번갈아 온오프 구동하는 스위칭 제어회로(SC1, SC2)를 구비한 것에 의해, 제 5 커패시터(Cr)의 인가 전압을 크게 함으로써 제 5 커패시터(Cr)의 용량을 저감할 수 있다.
(3)본 발명에 따르면, 제 2 트랜스포머(T2)의 입력권선을 제 2 인덕터(Li)로 하고, 제 2 트랜스포머(T2)의 출력권선을 정류회로를 통해서 정류 평활 회로에 접속한 것에 의해, 제 2 트랜스포머(T2)의 입력권선에 비축된 에너지를 제 2 트랜스포머(T2)에 의해 2차측에 직접 공급할 수 있으며, 트랜스포머(T)의 전류가 감소하여, 도통 손실을 저감할 수 있고, 또한 고효율화가 도모된다.
(4)본 발명에 따르면, 제 2 인덕터(Li)에 직렬로 제 2 트랜스포머(T2)의 입력권선(Li1)을 접속하고, 제 2 트랜스포머(T2)의 출력권선과 정류회로 사이를 다른 정류회로를 통하여 접속한 것에 의해, 제 2 인덕터(Li)에 인가되는 전압을 조정하여 입력전류의 도통각(導通角;conduction angle)을 넓혀서 고조파 전류를 더욱 억제할 수 있으며, 또는 반대로 도통각을 좁혀서 커패시터(Ci)의 전압 상승을 억제할 수 있다.
(5)본 발명에 따르면, 트랜스포머(T)의 3차 권선(Lt)을 제 2 인덕터(Li)에 직렬 접속한 것에 의해, Li에 인가되는 전압을 조정하여 입력전류의 도통각을 넓혀서 고조파 전류를 더욱 억제하거나, 반대로 도통각을 좁혀서 커패시터(Ci)의 전압 상승을 억제할 수 있다.
(6)본 발명에 따르면, 제 3 커패시터(Ca)가 제 1·제 2 스위치 소자(Q1, Q2)의 스위칭에 의한 고주파 전류의 입력전원 라인측으로의 전파를 방지하므로, 큰 고조파 전류 억제 효과가 얻어진다.
(7)본 발명에 따르면, 입력측 정류회로(Da)와 제 4 커패시터(Ci) 사이에 제 4 다이오드(Db)를 접속한 것에 의해, 기동시에 제 4 커패시터(Ci)에 대하여 직접 충전할 수 있으며, 정상상태에 이르기까지의 트랜스포머의 편자현상(偏磁現象;magnetic deviation phenomenon) 등을 방지할 수 있다.
(8)본 발명에 따르면, 제 1 스위치 회로(S1)가 오프인 기간에 제 4 다이오드(Dc)와 제 2 스위치 회로(S2)에 의해 제 2 인덕터(Li)를 단락하게 되므로, 이 인덕터(Li)에 흐르는 전류가 0이 되어 제 3 다이오드(Di)에 인가되는 전압을 대폭으로 저감할 수 있다. 그 때문에, 이 제 3 다이오드(Di)로서 저내압(低耐壓)의 것을 사용할 수 있게 된다.
(9)본 발명에 따르면, 트랜스포머(T)에 구동권선(Lb1, Lb2)을 형성하고, 그 구동권선(Lb1, Lb2)에 발생하는 전압을 사용해서 제 1·제 2 스위치 소자(Q1, Q2)를 구동하도록 한 것에 의해, 자려 발진 동작이 가능해진다.
(10)본 발명에 따르면, 지연회로(DL1, DL2)를 형성하고, 상기 구동권선(Lb1, Lb2)에 스위치 소자(Q1, Q2)를 턴 온시키는 전압이 발생하고 나서 지연시켜서 Q1, Q2를 턴 온시키도록 한 것에 의해, 데드타임(dead time)이 형성되며, 제 1·제 2 스위치 소자(Q1, Q2)를 적절한 타이밍에서 번갈아 온오프 구동할 수 있다.
(11)본 발명에 따르면, 제 1·제 2 스위치 소자(Q1, Q2)의 양단에 인가되는 전압이 영전압 또는 영전압 부근까지 저하하고 나서 턴 온하도록 상기 지연회로(DL1, DL2)의 지연시간을 설정한 것에 의해, 제로 전압 스위칭 동작하게 되어, 스위칭 손실을 저감해서 고효율화를 도모할 수 있다.
(12)본 발명에 따르면, 상기 스위칭 제어회로(SC1, SC2)에 스위치 소자(Q1, Q2)를 턴 오프시키는 스위치 수단을 구비한 것에 의해, 스위칭 제어회로(SC1, SC2)의 구성이 간단해지고, 적은 부품수로 스위칭 제어가 가능해진다.
(13)본 발명에 따르면, 상기 스위치 수단을 트랜지스터(Tr1, Tr2)로 구성하고, 시정수회로를 구성한 것에 의해, 제 1·제 2 스위치 소자(Q1, Q2)의 온기간의 설정이 용이해진다.
(14)본 발명에 따르면, 시정수회로(TC1, TC2)의 작용에 의해, 구동권선(Lb1, Lb2)에 스위치 소자(Q1, Q2)를 턴 온시키는 전압이 발생하고 나서 일정 시간 후에 Q1, Q2가 턴 오프하므로, 턴 오프시키는 타이밍을 적절하게 설정하여 스위치 소자(Q1, Q2)의 온기간을 정할 수 있다.
(15)본 발명에 따르면, 트랜스포머(T)의 누설 인덕턴스를 제 1 인덕터(Lr)로서 이용함으로써 부품수를 삭감할 수 있다.
(16)본 발명에 따르면, 제 1 스위치 회로(S1) 또는 제 2 스위치 회로(S2)의 적어도 한쪽을 전계 효과 트랜지스터로 구성한 것에 의해, 다이오드(D1, D2)를 기생 다이오드로, 커패시터(Cds1, Cds2)를 기생 커패시터로 각각 구성할 수 있으며, 스위치 소자(Q1, Q2), 다이오드(D1, D2), 및 커패시터(Cds1, Cds2)의 병렬 접속 회로를 적은 부품수로 구성할 수 있다.
(17)본 발명에 따르면, 제 1 스위치 소자(Q1)의 온기간 제어에 의해 출력전압이 안정화하므로, 정전압 전원장치가 얻어진다.
(18)본 발명에 따르면, 제 4 커패시터(Ci)의 양단 전압에 따라서 제 2 스위치 소자(Q2)의 온기간이 제어되므로, 정전압 전원장치가 얻어진다.
(19)본 발명에 따르면, 스위칭 제어회로(SC1, SC2)가 제 4 커패시터(Ci)의 양단 전압의 상승에 따라서 제 2 스위치 소자(Q2)의 온기간을 억제하고, 경부하 또는 무부하시에 간헐 발진 동작 모드로 이행하여, 제 4 커패시터(Ci)의 양단 전압의 상승을 억제하도록 하였으므로, 제 4 커패시터(Ci)의 파손을 방지함과 아울러, 그 저내압화(低耐壓化) 및, 스위치 소자(Q1, Q2), 2차측의 정류 다이오드(Ds)의 저내압화가 도모된다.
도 1은 제 1 실시형태에 따른 스위칭 전원장치의 회로도이다.
도 2는 상기 스위칭 전원장치의 각부의 파형도이다.
도 3은 입력전압, 입력전류, 및 인덕터에 흐르는 전류파형을 나타내는 도면이다.
도 4는 제 2 실시형태에 따른 스위칭 전원장치의 회로도이다.
도 5는 제 3 실시형태에 따른 스위칭 전원장치의 회로도이다.
도 6은 제 4 실시형태에 따른 스위칭 전원장치의 회로도이다.
도 7은 제 5 실시형태에 따른 스위칭 전원장치의 회로도이다.
도 8은 제 6 실시형태에 따른 스위칭 전원장치의 회로도이다.
도 9는 제 7 실시형태에 따른 스위칭 전원장치의 회로도이다.
도 10은 제 8 실시형태에 따른 스위칭 전원장치의 회로도이다.
도 11은 제 9 실시형태에 따른 스위칭 전원장치의 회로도이다.
도 12는 제 10 실시형태에 따른 스위칭 전원장치의 스위칭 제어회로의 예를 나타내는 도면이다.
도 13은 종래의 스위칭 전원장치의 회로도이다.
도 14는 종래의 스위칭 전원장치의 회로도이다.
도 15는 종래의 스위칭 전원장치의 회로도이다.
<부호의 설명>
EMI-F : EMI 필터 Da : 입력측 정류회로
Q1 : 제 1 스위치 소자 D1 : 제 1 다이오드
Cds1 : 제 1 커패시터 S1 : 제 1 스위치 회로
Q2 : 제 2 스위치 소자 D2 : 제 2 다이오드
Cds2 : 제 2 커패시터 S2 : 제 2 스위치 회로
Ca : 제 3 커패시터 T : 트랜스포머
Lp : 1차 권선 Ls : 2차 권선
Lb1, Lb2 : 구동권선 Ds : 정류 다이오드
Co : 평활 커패시터 RS : 정류 평활 회로
Lr : 제 1 인덕터 Li : 제 2 인덕터
Cr : 제 5 커패시터 Ci : 제 4 커패시터
SC1 : 제 1 스위칭 제어회로 SC2 : 제 2 스위칭 제어회로
Db : 제 4 다이오드 Di : 제 3 다이오드
Tr1, Tr2 : 트랜지스터 DL1, DL2 : 지연회로
FB1, FB2 : 귀환회로 TC1, TC2 : 시정수회로
제 1 실시형태에 따른 스위칭 전원장치에 대해서 도 1∼도 3을 참조하여 설명한다.
도 1은 스위칭 전원장치의 회로도이다. 도 1에 있어서 Vin은 상용 교류 전원이다. 입력측 정류회로(Da)는 다이오드 브리지(diode bridge)로 이루어지며, EMI 필터(EMI-F)를 통하여 상용 교류 전원(Vin)을 전파(全波) 정류한다. 제 1 스위치 회로(S1)는 제 1 스위치 소자(Q1), 제 1 다이오드(D1), 제 1 커패시터(Cds1)로 이루어진다. 마찬가지로 제 2 스위치 회로(S2)는 제 2 스위치 소자(Q2), 제 2 다이오드(D2), 제 2 커패시터(Cds2)로 이루어진다. 이들 다이오드(D1, D2)는 FET인 스위 치 소자(Q1, Q2)의 기생 다이오드, 커패시터(Cds1, Cds2)는 Q1, Q2의 기생 커패시터이다. 단, 필요한 특성을 얻기 위해서 Q1, Q2와는 별도로 D1, D2, Cds1, Cds2를 부가해도 된다.
입력측 정류회로(Da)의 정류전압은 제 3 커패시터(Ca)에 인가된다. 트랜스포머(T)는 1차 권선(Lp), 2차 권선(Ls), 구동권선(Lb1, Lb2)을 구비하고 있다. 트랜스포머(T)의 2차 권선(Ls)에는 정류 다이오드(Ds)와 평활 커패시터(Co)로 이루어지는 정류 평활 회로(rectifying and smoothing circuit;RS)를 접속하고 있다. 정류 다이오드(Ds)에는 트랜스포머(T)의 전압이 반전할 때의 공진용의 커패시터(Cs)를 병렬 접속하고 있다. 이 커패시터(Cs)로서는 정류 다이오드(Ds)의 기생용량을 사용할 수도 있다. 또한 트랜스포머(T)의 1차 권선(Lp)에는 직렬로 제 1 인덕터(Lr)와 제 2 인덕터(Li)를 접속하고 있다. 이 인덕터(Lr)로서는 트랜스포머(T)의 누설 인덕턴스를 이용할 수도 있다.
제 2 스위치 회로(S2)에는 제 5 커패시터(Cr)를 직렬로 접속하고 있다. 이 제 2 스위치 회로(S2), 제 5 커패시터(Cr), 제 1 인덕터(Lr) 및 트랜스포머(T)의 1차 권선(Lp)에 의해 폐루프를 구성하고 있다. 또한 제 1 스위치 회로(S1)와 제 2 스위치 회로(S2)의 접속점에 제 2 인덕터(Li)의 한 단부를 접속하고, 그 다른 단부를 제 3 다이오드(Di)에 접속하고 있다. 또한 제 2 스위치 회로(S2)와 제 5 커패시터(Cr)의 접속점과, 제 3 다이오드(Di)와 제 2 인덕터(Li)의 접속점에, 제 5 다이오드(Dc)의 양단을 접속하고 있다.
제 1 스위치 회로(S1)와 제 3 커패시터(Ca)의 접속점과 제 1 인덕터(Lr)의 한 단부와의 사이에는 제 4 커패시터(Ci)를 접속하고 있다.
제 1·제 2 스위치 회로(S1, S2)에는 각각 스위칭 제어회로(SC1, SC2)를 접속하고 있다. 입력측 정류회로(Da)와 제 4 커패시터(Ci) 사이에 제 4 다이오드(Db)를 접속하고 있다.
스위칭 제어회로(SC1)는 제 1 스위치 소자(Q1)의 게이트－소스간에 접속한 트랜지스터(Tr1)와 지연회로(DL1)와 시정수회로(TC1)를 구비하고 있다. 지연회로(DL1)는 커패시터(Cg1)와 저항(Rg1)의 직렬회로 및 스위치 소자(Q1)의 입력 용량(도시하지 않음)에 의해 구성하고 있다. 제 1 스위치 소자(Q1)는 구동권선(Lb1)의 유기전압(誘起電壓)에 의해 턴 온되지만, 지연회로(DL1)에 의해 Q1의 턴 온 타이밍이 지연된다. 시정수회로(TC1)는 저항(Rt1), 다이오드(Dt1), 포트커플러(photocoupler)의 포토트랜지스터(Pt1)로 이루어지는 임피던스 회로와 커패시터(Ct1)로 이루어진다. 이 시정수회로(TC1)와 트랜지스터(Tr1)에 의해 제 1 스위치 소자(Q1)의 턴 오프 제어를 행한다.
제 2 스위칭 제어회로(SC2)도 제 1 스위칭 제어회로(SC1)와 동일한 구성이며, 동일하게 작용한다.
제 1 스위칭 제어회로(SC1)의 포토커플러의 포토트랜지스터(Pt1)에는 귀환회로(FB1)를 접속하고 있다. 이 귀환회로(FB1)는 정류 평활 회로(RS)로부터 출력단자(OUT)에 출력되는 전압(Vo)을 검출하고, 그 전압(Vo)이 안정화하도록 귀환 제어한다. 제 2 귀환회로(FB2)는 제 4 커패시터(Ci)의 입력전압(Vi)을 검출하고, 그 입력전압(Vi)의 경부하시에 소정값보다 상승하지 않도록 제 2 스위치 소자(Q2)의 온기 간이 제어되도록 귀환 제어한다. 단, 커패시터(Ci)의 전압(Vi)을 제어할 필요가 없는 경우는, 귀환회로(FB2)는 생략해도 된다.
제 3 커패시터(Ca)는, 스위치 소자(Q1, Q2)의 스위칭에 의해 발생하는 고주파 전류를 접지에 흘리므로(션트(shunt)하므로), 그 고주파 전류가 입력전원측으로 되돌아 가는 것을 저지한다. 또한, 인덕터 등을 삽입해서, 그 인덕턴스와 커패시터(Ca)의 커패시턴스에 의해 로우패스 필터를 구성해도 된다.
다음으로, 도 1에 나타낸 스위칭 전원장치의 회로동작에 대해서 도 2·도 3을 기초로 설명한다.
도 2는 도 1 각부의 파형도이다. 또한, 도 3은 상용 전원의 입력전압(Vin), 입력전류(iin), 인덕터(Li)에 흐르는 전류(il)의 개략 파형도이다. 스위치 소자(Q1, Q2)의 온오프 신호(게이트·소스간 전압)를 Vgs1, Vgs2, 드레인·소스간 전압을 Vds1, Vds2, 드레인 전류를 id1, id2, 정류 다이오드(Ds)의 전류를 is, 인덕터(Li)에 흐르는 전류를 il, 트랜스포머(T)의 여자전류(勵磁電流)를 im이라고 하고, 각 상태의 동작을 나타낸다.
(1)상태 1 state 1[t1∼t2]
다이오드(D1) 또는 스위치(Q1)는 도통(導通)하고 있으며, D1의 도통시에 구동권선(Lb1)의 전압에 의해 Q1이 턴 온해서 ZVS 동작이 행해진다. 1차 권선(Lp)에는 입력전압(Vi)이 인가되어서 여자되고, 인덕터(Li)에는 전파 정류 전압(full-wave rectified voltage;Vac)이 인가된다. 도 2에 있어서 αton은 온기간에 있어서 트랜스포머(T)의 여자전류(im)가 음(negative)이 되는 시간이다.
시각 t2에서 커패시터(Ct1)의 전압이 트랜지스터(Tr1)의 문턱값 전압(threshold voltage)이 되어 Tr1이 온, Q1이 턴 오프해서 트랜스포머(T)의 전압(트랜스포머(T)의 각 권선의 전압)이 반전한다.
(2)상태 2 state 2[t2∼t3]
트랜스포머(T)의 1차 권선(Lp), 인덕터(Lr), 및 인덕터(Li)에 흐르고 있었던 전류에 의해 커패시터(Cds1)가 충전되고, 커패시터(Cds2)가 방전된다. 시각 t3에서 전압(Vds2)이 영전압이 되어 다이오드(D2)가 도통한다. 트랜스포머(T)의 2차측에서는 전압(Vs)이 영이 되면 정류 다이오드(Ds)가 도통한다.
(3)상태 3 state 3[t3∼t4]
다이오드(D2)의 도통시, 구동권선(Lb2)의 전압에 의해 스위치(Q2)는 턴 온해서 ZVS 동작이 행해진다. 트랜스포머(T)의 1차측에서는 인덕터(Lr)와 커패시터(Cr)가 공진하여, 인덕터(Li)에 비축된 여자전류(il)에 의해 커패시터(Ci)가 충전된다. 트랜스포머(T)의 2차측에서는 트랜스포머(T)의 여자 에너지가 2차 권선(Ls)으로부터 방출되고, 다이오드(Ds)에 흐르는 전류(is)는 곡선파형이 된다. 도 2에 있어서, tr1은 트랜스포머(T)의 리셋 시간이다. 시각 t4에서(t3로부터 tr2 경과 후) 전류(il)가 영이 되면, 커패시터(Ci)의 충전은 종료한다.
(4)상태 4 state 4[t4∼t5]
전류(il)가 영이 되면, 다이오드(Dc)가 도통해서, 스위치 소자(Q2)와 함께 인덕터(Li)의 양단이 단락되고, 다이오드(Di)에의 인가전압이 클램프된다. 상태 3, 상태 4에서는 커패시터(Cr)의 전압(Vr)은 1차 권선(Lp)과 인덕터(Lr)의 직렬회로에 인가되고, 여자전류(im)는 직선적으로 감소한다. 여자전류(im)는 영이 되면 음 전류(negative current)가 되고, 상태 1과는 반대방향으로 1차 권선(Lp)을 여자한다. 2차측에서는, 전류(is)가 영이 될 때까지 흐른다. 시각 t5에서 커패시터(Ct2)의 전압이 Tr2의 문턱값 전압이 되어 Tr2가 온하면, 스위치(Q2)가 턴 오프한다.
(5)상태 5 state 5[t5∼t6]
트랜스포머(T)의 2차측에서는 다이오드(Ds)에 역전압이 인가되어 트랜스포머(T)의 2차 권선(Ls)의 전압이 반전한다. 1차측에서는 1차 권선(Lp)과 인덕터(Lr)에 흐르고 있었던 전류에 의해 커패시터(Cds1)가 방전되고, 커패시터(Cds2)가 충전되며, 시각 t6에서 전압(Vds1)이 영이 되면 D1이 도통한다.
이상의 상태 1∼5를 반복한다.
도 1에 나타낸 스위칭 전원장치의 회로 특성은 다음과 같다.
스위치 소자(Q1) 또느 다이오드(D1)가 도통하고 있는 기간을 ton이라고 하고, 스위치 소자(Q2) 또는 다이오드(D2)가 도통하고 있는 기간을 ton2라고 하며, 1주기를 T, 상용 전원 전압의 절대값(상용 전원의 정류전압)을 Vac라고 하고, 트랜스포머(T)의 2차 권선(Ls)의 권선수에 대한 1차 권선(Lp)의 권선수의 비를 n이라고 하면, 트랜스포머(T)에 인가되는 전압 곱으로부터 다음식이 성립한다.
Vi×ton＝nVo×ton2 …(1)
또한, 인덕터(Li)에 인가되는 전압 곱으로부터 다음식이 성립한다.
Vac×ton＝(Vi＋nVo－Vac)×tr2 …(2)
상기 식에 있어서, 시간 tr2는, 인덕터(Li)에 흐르는 전류(il)가 오프기간에 있어서 영이 될 때까지의 시간이다. 1상용전원 전압주기에 있어서, 전압(Vi)과 출력전압(Vo)은 거의 일정하기 때문에, (1)식으로부터 ton을 제어하여, ton/ton2 또는 시비율(time retio) ton/T를 제어하면 출력전압을 안정화할 수 있다.
또한, 순시 입력전력(p)은, 승압 컨버터의 일반식으로부터 다음식으로 구해진다.
p＝(Vac·ton)2(Vi＋nVo)/{2LiT(Vi＋nVo－Vac)} …(3)
여기에서, (3)식에 (1)식을 대입해서 정리하면,
p＝(Vac·nVo)2/{2LiVi(Vi＋nVo－Vac)}×ton2 …(4)
로 표현되며, 입력전력(p)은 시간 ton2에 비례하는 것을 알 수 있다.
또한, (4)식으로부터 ton2를 일정하다고 하면, 입력전력(p)이 작아질수록, 전압(Vi)이 커지는 것을 알 수 있다. 따라서 (4)식으로부터, ton2를 제어해서 전압(Vi)을 안정화할 수 있는 것이 유도된다.
또한, (2)식에서 결정되는 tr2가 ton2보다도 짧은 경우에 있어서, 인덕터(Li)에 흐르는 전류 피크값(Ilp)은 다음식으로 나타난다.
Ilp＝(Vac/Li)×ton …(5)
여기에서, 1상용전원 전압주기에 있어서 온기간 ton은 거의 일정하기 때문에, ton2＞tr2를 만족시키는 경우, 전류 피크값(Ilp)은 전파 정류 전압(Vac)에 비례해서, 도 3에 나타내는 바와 같이, 상용 교류 전원의 입력전류(iin)는 거의 정현파가 되어, 입력전류의 고조파 성분이 대폭으로 저감됨과 아울러 역률이 향상한다.
또한, 1상용전원 전압주기에 있어서 온기간 ton은 거의 일정하게 되기 때문에, 출력전압을 안정화하는 제어회로의 응답특성은 좋고, 또한, 커패시터(Ci)에 비축된 정전 에너지에 의해, 충분한 출력전압 유지시간을 확보할 수 있는 것을 알 수 있다.
또한, 고주파의 스위칭 전류인 인덕터(Li)에 흐르는 전류(il)는, 커패시터(Ca)를 통하여 흐르기 때문에, 입력측 정류회로(Da)에는 흐르지 않으며, 종래, 입력측 정류회로를 구성하는 정류소자에 의해 발생하고 있었던 역회복 시간(reverse recovery time)이나 역전압 등의 요인에 의한 전력손실을 대폭으로 저감할 수 있다.
도 1에 나타낸 스위칭 전원장치의 효과는 정리하면 다음과 같다.
(1)스위치 소자(Q1, Q2)는 ZVS 동작에 의해, 스위칭 손실이 대폭으로 저감된다.
(2)다이오드(Di)에는 스위칭 전류가 흐르고, 이 스위칭 전류가 커패시터(Ca)에 흐름으로써, 정류회로(Da)에는 스위칭 전류가 흐르지 않아, 손실을 저감할 수 있다. 또한, 다이오드(Di)는 스위칭 주파수에 대응한 고속 동작이 요구되지만, 정류회로(Da, Db)는 상용 전원 주파수에 대응한 저속 동작의 일반 다이오드로 대응할 수 있다.
(3)스위치 소자(Q1)가 오프인 기간에 다이오드(Dc)와 스위치 소자(Q2)로 인덕터(Li)를 단락함으로써 인덕터(Li)에 흐르는 전류가 영이 되고, 반대방향으로 전압이 인가되는 것이 억제되기 때문에, 다이오드(Di)에 인가되는 전압을 대폭으로 저감할 수 있다.
(4)출력전압(Vo)은, 귀환회로(FB1)의 신호에 기초해서 스위치 소자(Q1)의 온기간을 제어함으로써 안정화 제어된다.
(5)입력전압(Vi)은, 귀환회로(FB2)의 신호에 기초해서 스위치 소자(Q2)의 온기간을 제어함으로써 제어된다. 이 때문에, 경부하시나 무부하시에서의 입력전압(Vi)의 상승을 억제할 수 있다.
다음으로, 제 2 실시형태에 따른 스위칭 전원장치에 대해서, 도 4를 기초로 설명한다.
도 4는 그 회로도이다. 도 1에 나타낸 스위칭 전원장치와 달리, 이 예에서는 제 2 스위치 회로(S2)와 제 5 커패시터(Cr)의 직렬회로를 제 1 스위치 회로(S1)에 대하여 병렬로 접속하고 있다. 그 외의 구성은 도 1에 나타낸 것과 동일하다. 한편 도 4에서는 트랜스포머(T)의 구동권선(Lb1, Lb2), 귀환회로(FB1, FB2)에 대해서는 도시를 생략하고 있다. 또한 스위칭 제어회로(SC1, SC2)는 블록화해서 나타내고 있다.
이와 같은 회로 구성이더라도 제 1 실시형태의 경우와 동일한 효과를 이룬다. 또한, 커패시터(Cr)의 인가전압은 커지지만, 비축하는 전하량을 일정하다고 해서 생각하면, 커패시터(Cr)의 용량을 저감할 수 있기 때문에, 커패시터(Cr)의 소형화를 도모할 수 있다.
도 5는 제 3 실시형태에 따른 스위칭 전원장치의 회로도이다. 도 1에 나타낸 구성과 달리, 이 도 5에 나타내는 예에서는, 제 5 커패시터(Cr)를 제 4 커패시터 (Ci)의 한 단부와 제 1 인덕터(Lr) 사이에 접속하고 있다. 또한 도 1에 나타낸 다이오드(Dc)를 다이오드(Di)의 캐소드(cathode)와 스위치 소자(Q2)의 드레인 사이에 접속할 수 있으나, 그것은 생략하고 있다. 그 외는 도 1에 나타낸 경우와 동일하다. 단 도 5에서는 트랜스포머(T)의 구동권선(Lb1, Lb2), 스위칭 제어회로(SC1, SC2) 및 귀환회로(FB1, FB2)에 대해서는 도시를 생략하고 있다.
이와 같은 구성이더라도 제 1 실시형태의 경우와 동일한 효과가 얻어진다. 또한, 제 1 인덕터(Lr)에 직렬로 연결되는 제 5 커패시터(Cr)와 제 4 커패시터(Ci)의 접속점에 제 2 스위치 소자(Q2)의 한 단부를 접속하였으므로 제 1·제 2 스위치 소자(Q1, Q2)의 인가 전압을 저감할 수 있으며, 그들의 전압 스트레스를 저감할 수 있다.
도 6은 제 4 실시형태에 따른 스위칭 전원장치의 회로도이다. 도 1에 나타낸 스위칭 전원장치와 달리, 이 도 6에 나타내는 예에서는, 도 1에 나타낸 제 4 다이오드(Db)를 형성하고 있지 않다. 도 1에 나타낸 제 4 다이오드(Db)는, 그것을 형성함으로써 제 4 커패시터(Ci)에 충전 전류를 공급할 수 있으나, 이 다이오드(Db)와 커패시터(Ci)는 소위 커패시터 인프트형의(capacitor-input) 정류 평활 회로를 구성하고 있는 것은 아니다. 커패시터(Ci)는 트랜스포머(T)의 1차 권선(Lp) 및 인덕터(Lr)에 의해 충전된다. 따라서 도 1에 나타낸 다이오드(Db)는 필수적이지 않다. 이 도 6의 구성에서는 다이오드(Db)가 불필요하게 되어 부품수의 삭감이 도모된다. 단, 이 스위칭 전원장치의 기동시나 중부하시에 있어서 커패시터(Ci)의 양단 전압이 커패시터(Ca)의 양단 전압보다 작은 상태에서 커패시터(Ci)를 충전하는 전류가 트랜스포머(T)를 통과하기 때문에 트랜스포머(T)가 편자(偏磁;magnetic deviation)하는 경우가 있으나, 도 1에 나타낸 바와 같이 다이오드(Db)를 형성하면, 기동시나 중부하시에 커패시터(Ci)에 대하여 직접 충전할 수 있기 때문에, 상술한 문제가 발생하지 않는다.
도 7은 제 5 실시형태에 따른 스위칭 전원장치의 회로도이다. 도 1에 나타낸 예에서는 제 2 인덕터(Li)를 제 1·제 2 스위치 회로(S1, S2)의 접속점과 제 3 다이오드(Di) 사이에 형성하였으나, 이 도 7의 예에서는 제 1 스위치 회로(S1)와 커패시터(Ci)의 접속점과 커패시터(Ca) 사이에 제 2 인덕터(Li)를 형성하고 있다. 이와 같은 구성이더라도 제 1 실시형태의 경우와 동일한 효과가 얻어진다.
도 8은 제 6 실시형태에 따른 스위칭 전원장치의 회로도이다. 이 예에서는 트랜스포머(T)와는 별도로 제 2 트랜스포머(T2)를 형성하고, 이 제 2 트랜스포머(T2)의 입력권선(Li)을 도 1에 나타낸 제 2 인덕터(Li)로서 사용하고 있다. 그리고 제 2 트랜스포머(T2)의 출력권선(Lo)과 정류 평활 회로(RS) 사이에 정류회로(Ds2)를 형성하고 있다. 그 외의 부분은 도 1에 나타낸 것과 동일하다. 한편 도 1에 있어서의 다이오드(Db)에 상당하는 것은 도 8에서는 도시하고 있지 않다.
이와 같은 구성에 의해, 인덕터(Li)에 비축된 에너지를 트랜스포머(T2)의 출력권선(Lo)으로부터 정류 평활 회로(RS)측에 공급할 수 있기 때문에, 그 만큼 트랜스포머(T)의 전류가 감소하고, 트랜스포머(T)의 권선 등에 의한 도통 손실이 저감하여, 더욱 고효율화가 도모된다. 한편, 정류회로(Ds2)와 정류회로(Ds)를 분리하여, 다른 출력으로서 공급하는 것도 가능하다.
도 9는 제 7 실시형태에 따른 스위칭 전원장치의 회로도이다. 이 예에서는 제 2 트랜스포머(T2)를 형성하고, 그 입력권선(Li1)에 대하여 직렬로 인덕터(Li)를 형성하고 있다. 그 외의 부분은 도 8에 나타낸 것과 동일하다.
이와 같은 구성에 의해, 인덕터(Li)에 비축되는 에너지를 정류 평활 회로(RS)측에 직접 공급할 수 있기 때문에, 그 만큼 트랜스포머(T)의 전류가 감소하고, 트랜스포머(T)의 권선 등에 의한 도통 손실이 저감하여 고효율화가 도모된다. 한편, 도 8의 경우와 마찬가지로, 정류회로(Ds2)와 정류회로(Ds)를 분리하여, 다른 출력으로서 공급하는 것도 가능하다.
도 10은 제 8 실시형태에 따른 스위칭 전원장치의 회로도이다. 이 예에서는 트랜스포머(T)에 3차 권선(Lt)을 형성하고, 이 3차 권선(Lt)을 제 2 인덕터(Li)와 직렬로 접속하고 있다. 그 외는 도 1에 나타낸 것과 동일하다.
이 도 10에 나타내는 바와 같은 구성에 의해 제 1 실시형태의 경우와 동일한 효과를 얻을 수 있음과 아울러, 트랜스포머(T)의 3차 권선(Lt)에 발생하는 전압을 이용해서 인덕터(Li)에 인가되는 전압을 조정하여 입력전류(iin)의 도통각(導通角;conduction angle)(상용 전원 전압의 반주기 내에서의 도통 기간)을 조정해서 고조파 전류의 억제와 손실 저감을 양립할 수 있다. 또한, 3차 권선(Lt)과 1차 권선의 권수비(卷數比)를 조정함으로써 상기 도통각을 좁혀서 커패시터(Ci)에 과대한 전압이 인가되는 것을 억제할 수 있다.
도 11은 제 9 실시형태에 따른 스위칭 전원장치의 회로도이다. 이 예에서는 인덕터(Li)를 다이오드(Db)와 커패시터(Ca) 사이에 형성하고 있다. 또한 정류 평활 회로(RS)에 다이오드(Df)와 인덕터(Lf)를 추가해서 포워드 컨버터(forward converter) 형식으로 하고 있다. 따라서 트랜스포머(T)의 2차 권선(Ls)의 극성(極性)은 제 1∼제 8 실시형태의 경우와 반대이다. 그 외의 구성은 도 1에 나타낸 것과 동일하다. 이 도 11에 나타낸 구성에 따르면, 인덕터(Lf)에 여자 에너지를 축적하기 때문에, 그 만큼 트랜스포머(T)를 소형화할 수 있다.
한편, 인덕터(Li)의 위치를 변경시키지 않고, 2차측을 도 1과 같이 플라이백 컨버터(flyback converter) 형식으로 하는 것도 가능하다. 또한, 도 1, 도 4∼도 10에 있어서 2차측을 도 11과 같이 포워드 컨버터 형식으로 하는 것도 가능하다.
도 12는 제 10 실시형태에 따른 스위칭 전원장치의 스위칭 제어회로의 구성예를 나타내고 있다. 이 예에서는 트랜스포머(T)의 구동권선(Lb)에 저항(Rz), 제너다이오드(Zener diode;ZD), 다이오드(Dz)의 직렬회로를 접속하고 있고, 제너다이오드(ZD)와 다이오드(Dz)의 직렬회로에 저항(Rt)과 커패시터(Ct)에 의한 직렬회로를 병렬로 접속하고 있다. 그리고 커패시터(Ct)의 전압을 트랜지스터(Tr)의 베이스에 인가하도록 하고 있다. 또한 트랜지스터(Tr)의 베이스·이미터(emitter)간에 형성한 다이오드(Db)는 트랜지스터(Tr)의 베이스·이미터간에의 역전압의 인가를 방지한다.
저항(Rg)과 커패시터(Cg)의 직렬회로는 지연회로(DL)를 구성하고 있으며, 스위치 소자(Q)의 턴 온을 지연시킨다. 한편 커패시터(Ciss)는 스위치 소자(Q)의 입력용량을 도시하고 있다.
이와 같이, 저항(Rt)과 커패시터(Ct)로 이루어지는 시정수회로에는 제너다이 오드(ZD)에 의한 일정 전압이 공급되므로, 구동권선(Lb)의 전압 변동의 영향을 받지 않는다. 또한 이 저항(Rt)의 임피던스를 제어함으로써, 트랜지스터(Tr)가 온하는 타이밍, 즉 스위치 소자(Q)의 온기간을 제어할 수 있다.

Claims (19)

  1. 제 1 스위치 소자(Q1), 제 1 다이오드(D1), 및 제 1 커패시터(Cds1)의 병렬 접속 회로로 구성된 제 1 스위치 회로(S1)와,
    제 2 스위치 소자(Q2), 제 2 다이오드(D2), 및 제 2 커패시터(Cds2)의 병렬 접속 회로로 구성된 제 2 스위치 회로(S2)와,
    교류 입력 전압을 정류하는 적어도 1개의 정류소자에 의해 구성된 입력측 정류회로(Da)와,
    상기 정류회로(Da)에 의해 정류된 전압이 인가되는 제 3 커패시터(Ca)와,
    1차 권선(Lp)과 2차 권선(Ls)을 갖는 트랜스포머(T)와,
    상기 2차 권선(Ls)에 접속된 정류 평활 회로(rectifying and smoothing circuit;RS)와,
    상기 1차 권선(Lp)에 직렬로 접속된 제 1 인덕터(Lr)와,
    제 1 스위치 회로(S1)가 도통(導通)상태가 되는 온기간에 제 3 커패시터(Ca)의 전압이 인가되도록 접속된 제 2 인덕터(Li)와,
    상기 제 2 인덕터(Li)에 역전류가 흐르는 것을 저지하는 제 3 다이오드(Di)와,
    제 2 인덕터(Li)에 비축된 여자 에너지(excitation energy)에 의해 충전되며, 또한, 상기 온기간에 상기 1차 권선(Lp)에 전압을 인가하도록 접속된 제 4 커패시터(Ci)와,
    제 1 인덕터(Lr)와 상기 1차 권선(Lp)과 제 2 스위치 회로(S2)와 함께 폐루프(closed loop)를 구성하는 제 5 커패시터(Cr)와,
    제 1·제 2 스위치 소자를 양 스위치 소자가 함께 오프하는 기간을 사이에 두고 번갈아 온오프 구동하는 스위칭 제어회로(SC1, SC2)를 구비한 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  2. 제 1 스위치 소자(Q1), 제 1 다이오드(D1), 및 제 1 커패시터(Cds1)의 병렬 접속 회로로 구성된 제 1 스위치 회로(S1)와,
    제 2 스위치 소자(Q2), 제 2 다이오드(D2), 및 제 2 커패시터(Cds2)의 병렬 접속 회로로 구성된 제 2 스위치 회로(S2)와,
    교류 입력 전압을 정류하는 적어도 1개의 정류소자에 의해 구성된 입력측 정류회로(Da)와,
    상기 정류회로(Da)에 의해 정류된 전압이 인가되는 제 3 커패시터(Ca)와,
    1차 권선(Lp)과 2차 권선(Ls)을 갖는 트랜스포머(T)와,
    상기 2차 권선(Ls)에 접속된 정류 평활 회로(RS)와,
    상기 1차 권선(Lp)에 직렬로 접속된 제 1 인덕터(Lr)와,
    제 1 스위치 회로(S1)가 도통상태가 되는 온기간에 제 3 커패시터(Ca)의 전압이 인가되도록 접속된 제 2 인덕터(Li)와,
    상기 제 2 인덕터(Li)에 역전류가 흐르는 것을 저지하는 제 3 다이오드(Di)와,
    제 2 인덕터(Li)에 비축된 여자 에너지에 의해 충전되며, 또한, 상기 온기간에 상기 1차 권선(Lp)에 전압을 인가하도록 접속된 제 4 커패시터(Ci)와,
    제 1 스위치 회로(S1)의 양단에 접속되는 직렬회로를 제 2 스위치 회로(S2)로 구성하는 제 5 커패시터(Cr)와,
    제 1·제 2 스위치 소자를 양 스위치 소자가 함께 오프하는 기간을 사이에 두고 번갈아 온오프 구동하는 스위칭 제어회로(SC1, SC2)를 구비한 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 트랜스포머(T)와는 다른 제 2 트랜스포머(T2)를 형성하고, 제 2 인덕터(Li)를 제 2 트랜스포머(T2)의 입력권선으로 구성하며, 제 2 트랜스포머(T2)의 출력권선(Lo)과 상기 정류 평활 회로(RS) 사이에 정류회로(Ds2)를 형성한 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  4. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 트랜스포머(T)와는 다른 제 2 트랜스포머(T2)를 형성하고, 제 2 인덕터(Li)와 직렬로 제 2 트랜스포머(T2)의 입력권선(Li1)을 접속하며, 제 2 트랜스포머(T2)의 출력권선(Lo)과 상기 정류 평활 회로(RS) 사이에 정류회로(Ds2)를 형성한 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  5. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 트랜스포머(T)에 3차 권선(Lt)을 형성하고, 상기 3차 권선(Lt)에 제 2 인덕터(Li)를 직렬로 접속한 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  6. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 제 3 커패시터(Ca)가 고조파 성분의 전류를 흘려서 로우패스 필터(low-pass filter) 또는 로우패스 필터의 일부를 구성하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  7. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 입력측 정류회로(Da)와 제 4 커패시터(Ci) 사이에 제 4 다이오드(Db)를 접속한 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  8. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 제 1 스위치 회로(S1)와 제 2 스위치 회로(S2)의 접속점에 제 2 인덕터(Li)의 한 단부를 접속하고, 다른 단부를 제 3 다이오드(Di)에 접속하며, 제 2 스위치 회로(S2)와 제 5 커패시터(Cr)의 접속점과, 제 1 스위치 회로(S1)와 제 2 스위치 회로(S2)의 접속점에, 제 4 다이오드(Dc)의 양단을 접속한 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  9. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 트랜스포머(T)에 단수 또는 복수의 구동권선(Lb1, Lb2)을 형성하고, 상기 스위칭 제어회로(SC1, SC2)는 상기 구동권선(Lb1, Lb2)에 발생하는 전압을 사용해서 제 1 스위치 소자(Q1) 또는 제 2 스위치 소자(Q2)를 구동하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  10. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 구동권선(Lb1, Lb2)과 제 1·제 2 스위칭 소자(Q1, Q2)의 제어단자 사이에 저항(Rg1, Rg2)과 커패시터(Cg1, Cg2)의 직렬회로로 이루어지는 지연회로(DL1, DL2)를 구비하고, 상기 스위칭 제어회로(SC1, SC2)는 상기 구동권선(Lb1, Lb2)에 상기 스위치 소자(Q1, Q2)를 턴 온(turn on)시키는 전압이 발생하고 나서 지연하여 상기 스위치 소자(Q1, Q2)를 각각 턴 온시키는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  11. 제 10 항에 있어서, 제 1·제 2 스위치 소자(Q1, Q2)의 양단에 인가되는 전압이 영(zero)전압 또는 영전압 부근까지 저하하고 나서 턴 온하도록 상기 지연회로(DL1, DL2)의 지연시간을 각각 설정한 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  12. 제 11 항에 있어서, 상기 스위칭 제어회로(SC1, SC2)는 상기 구동권선(Lb1, Lb2)에 상기 스위치 소자(Q1, Q2)를 턴 온시키는 전압이 발생하고 나서 소정 시간 후에 온함으로써 상기 스위치 소자(Q1, Q2)를 턴 오프(turn off)시키는, 상기 스위치 소자(Q1, Q2)의 제어단자에 접속된 스위치 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  13. 제 12 항에 있어서, 상기 스위치 수단을 트랜지스터(Tr1, Tr2)로 구성하고, 상기 트랜지스터(Tr1, Tr2)의 제어단자에 시정수회로를 구성하는 임피던스 회로 및 커패시터(Ct1, Ct2)가 각각 접속된 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  14. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 스위칭 제어회로(SC1, SC2)는, 상기 구동권선(Lb1, Lb2)에 상기 스위치 소자(Q1, Q2)를 턴 온시키는 전압이 발생하고 나서, 일정 시간 후에 상기 스위치 소자(Q1, Q2)를 턴 오프시키도록 시정수회로(TC1, TC2)를 구비한 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  15. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 트랜스포머(T)가 갖는 누설 인덕턴스(leakage inductance)를 제 1 인덕터(Lr)로서 구성한 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  16. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 제 1 스위치 회로(S1) 또는 제 2 스위치 회로(S2)의 적어도 한쪽을 전계 효과 트랜지스터로 구성한 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  17. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 스위칭 제어회로(SC1, SC2)는 상기 2차 권선(Ls)에 접속된 정류 평활 회로(RS)로부터 얻어지는 출력전압을 안정화하도록 제 1 스위치 소자(Q1)의 온기간을 제어하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  18. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 스위칭 제어회로(SC1, SC2)는, 제 4 커패시터(Ci)의 양단 전압에 따라 제 2 스위치 소자(Q2)의 온기간을 제어하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  19. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 스위칭 제어회로(SC1, SC2)는, 제 4 커패시터(Ci)의 양단 전압의 상승에 따라 제 2 스위치 소자(Q2)의 온기간을 억제하고, 경부하 또는 무부하시에 발진기간과 정지기간을 주기적으로 반복하는 간헐 발진 동작 모드(intermittent oscillation operation mode)로 이행하여, 제 4 커패시터(Ci)의 양단 전압의 상승을 억제하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
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