JPH0775334A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 コンデンサの静電容量増加と、制御の応答性
を悪化させる事なく、入力電流波形が正弦波状にし、直流
出力電圧は出力保持時間が確保され、リップル電圧増大
抑制を実現出来、小型化可能なスイッチング電源装置を
提供する。 【構成】 整流回路２と、整流回路２に接続されるイン
ダクタンス素子２０と第１のスイッチング手段４との回
路と、第１のスイッチング手段４の両端に接続されるト
ランス５の１次巻線51と第１のコンデンサ３の回路と、
トランス５の１次巻線51の両端へ接続される第２のスイ
ッチング手段６と第２のコンデンサ７との回路と、トラ
ンス５の２次巻線52に発生する電圧を整流平滑し負荷へ
直流出力電圧を供給する整流平滑回路８、９と、直流出
力電圧を検出し、且安定化すべく第１及び第２のスイッ
チング手段４、６を交互に所定のオンオフ期間で駆動す
る制御回路11を設ける事により、入力電流が正弦波状と
なる入力力率が大幅に改善される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は交流入力電圧から産業用
や民生用の各種電子機器に直流安定化電圧を供給するス
イッチング電源装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、スイッチング電源装置はその高効
率なエネルギー変換特性と小型軽量性から鑑みて、産業
用や民生用の各種電子機器への直流安定化電源として多
用されているが、各種電子機器の小型化と高性能化に伴
い、さらなる高効率化や小型化が望まれている。一方、
スイッチング電源装置の入力である交流入力電圧が瞬時
停電等のトラブルを起こした時、負荷となる電子機器等
を保護する為の出力保持時間の設定が出来る様にする事
や、高調波電流によって起こる交流入力電圧系統への影
響の抑制や省電力化の要求の高まりにより、スイッチン
グ電源装置の入力力率が改善され、且前記高調波電流に
よって起こる影響を抑制する様に交流入力電流の波形が
正弦波状とする事が必要される。

【０００３】以下に従来のスイッチング電源装置につい
て説明する。図５は従来のスイッチング電源装置の回路
構成を示すものである。図５に於いて、１−１’は入力
端子であり交流入力電圧を受電する。２は全波整流回路
であり前記交流入力電圧を整流する。３は第１のコンデ
ンサであり前記整流電圧を平滑し直流電圧Ｅｉを出力す
る。４はスイッチング素子であり、直流電圧Ｅｉを高周
波スイッチング動作によって高周波交流電圧に変換す
る。５はトランスであり１次巻線５１と２次巻線５２を
有し、１次巻線５１で前記高周波交流電圧を受電して２
次巻線５２へエネルギーを放出する。８はダイオード、
９はコンデンサであり２次巻線５２に発生する高周波交
流電圧のフライバック電圧を整流平滑し直流出力電圧Ｅ
ｏを供給する。１０−１０’は出力端子であり直流出力
電圧Ｅｏを負荷へ供給する。１２は制御駆動回路であり
直流出力電圧Ｅｏを検出し、安定化すべく所定のオンオ
フ比の駆動パルスをスイッチング素子４へ出力する。１
３は抵抗、１４はコンデンサ、１５はダイオードであ
り、１３〜１５の部品でスナバ回路を構成している。

【０００４】以上の様に構成されたスイッチング電源装
置について、以下に図６を参照しながらその動作を説明
する。図６は、図５のスイッチング電源装置の各部動作
波形図であり、Ｖ１は１次巻線５１の両端電圧、Ｉ１は
１次巻線５１に流れる電流、Ｉ２は２次巻線５２に流れ
る電流を示す。直流電圧Ｅｉは、入力端子１−１’で受
電した交流入力電圧を全波整流回路２及び第１のコンデ
ンサ３で整流平滑して得られる。スイッチング素子４が
オンの時、１次巻線５１にはＥｉが印加され、１次電流
Ｉ１は直線的に増加しトランス５に励磁エネルギーを蓄
える。スイッチング素子４がオフの時、トランス５の各
巻線５１,５２にはフライバック電圧が発生し、蓄えら
れた励磁エネルギーは、２次巻線５２から直線的に減少
する２次電流Ｉ２として放出される。２次巻線５２に発
生するフライバック電圧値をＥｏとし、トランスの巻数
比をｎとすると、１次巻線５１に発生するフライバック
電圧値はｎＥｏで表される。スイッチング素子４のオン
期間をＴｏｎ、オフ期間をＴｏｆｆとすると次式が成り
立つ。

【０００５】Ｅｉ×Ｔｏｎ＝ｎＥｏ×Ｔｏｆｆ 即ち、スイッチング素子４のオンオフ比を調整する事で
直流出力電圧Ｅｏを安定化する事が出来るのである。一
方、抵抗１３とコンデンサ１４とダイオード１５からな
るスナバ回路はスイッチング素子４がターンオフする際
にトランス５の漏れインダクタンスの為に発生するサー
ジ電圧をクランプし、スイッチング素子４を保護する役
割を果たしている。

【０００６】しかしながら、上記の従来の構成では、出
力保持時間の設定を第１のコンデンサ３の静電容量に大
きく依存しているので、第１のコンデンサ３の静電容量
はスイッチング電源の電力容量と出力保持時間で決ま
り、リップル耐量に充分余裕があっても大きな静電容量
のコンデンサ３を使用しなければならない場合がある
上、定常動作時に於いては、交流入力電圧からの交流入
力電流はコンデンサインプットの為、交流入力電圧のピ
ーク付近のみ交流入力電流が流れ導通期間が短くなり、
交流入力電流波形のピーク値が大きく、実効値も大きく
なるので力率及び効率の低下を招くという問題点を有し
ていた。

【０００７】最近、上記問題点を解決する為にすでに発
明された回路構成を以下に示す。図７はすでに発明され
たスイッチング電源装置の回路構成図である。図７に於
いて、１−１’は入力端子、２は全波整流回路、３は第
１のコンデンサ、４は第１のスイッチング素子、５はト
ランスであり、１次巻線５１と２次巻線５２とを有して
いる。８はダイオード、９は出力コンデンサ、１０−１
０’は出力端子で、以上の構成は、図５の構成と同様な
ものである。６は第２のスイッチング素子であり第１の
スイッチング素子と交互にオンオフする様に制御回路１
１により制御される。７は第２のコンデンサであり、前
記第２のスイッチング素子６がオンしている時に、トラ
ンス５に蓄えられた励磁エネルギーの一部を吸収し放出
する。１１は制御回路であり直流出力電圧Ｅｏを検出し
これを安定化すべく所定のオンオフ比の駆動パルスを第
１のスイッチング素子４及び第２のスイッチング素子６
へ出力する。

【０００８】以上の様に構成されたスイッチング電源装
置について、以下図８を参照しながらその動作を説明す
る。図８は、図７のすでに発明されたスイッチング電源
装置の各部動作波形図であり、Ｖ１は１次巻線５１の両
端電圧、Ｉ１は１次巻線５１に流れる電流、Ｉ２は２次
巻線５２に流れる電流を示す。直流電圧Ｅｉは、入力端
子１−１’で受電した交流入力電圧を全波整流回路２と
第１のコンデンサ３とで整流平滑して得られる。第１の
スイッチング素子４がオンの時、第２のスイッチング素
子６はオフであり、１次巻線５１にはＥｉが印加されて
１次電流Ｉ１は直線的に増加しトランス５に励磁エネル
ギーを蓄える。第１のスイッチング素子４がオフの時、
第２のスイッチング素子６はオンとなり、トランス５に
蓄えられた励磁エネルギーは、１次巻線５１から第２の
スイッチング素子６を介して第２のコンデンサ７へ充電
電流として放出しコンデンサ７を充電すると共に、２次
巻線５２から直流出力電圧Ｅｏとしてダイオード８と出
力コンデンサ９からなる整流平滑回路を介し負荷へ放出
される。この時、１次巻線電流Ｉ１は、第１のスイッチ
ング素子４のターンオフ直前の電流値を初期値としてほ
ぼ直線的に減少し、２次巻線電流Ｉ２は、漏れインダク
タンスの為に徐々に流れだし増加する。第２のコンデン
サ７の静電容量が充分大きければ、そのコンデンサ７の
電圧は１次巻線５１のフライバック電圧をｎＥｏにクラ
ンプし、サージ電圧の発生は殆どなくなる。１次巻線電
流Ｉ１はやがてゼロを下回り、逆方向即ち、第２のコン
デンサ７から１次巻線５１へ放電する方向に流れる。定
常動作に於いては、第２のコンデンサの両端電圧は安定
であるから、充放電電流の平均値はゼロとなる。第２の
スイッチング素子６がターンオフすると、トランス５の
各巻線５１,５２の電圧は反転し、２次巻線電流Ｉ２は
ゼロとなり、第１のスイッチング素子４がターンオンす
る。第１のスイッチング素子４のオン期間（第２のスイ
ッチング素子６のオフ期間）をＴｏｎ、オフ期間（第２
のスイッチング素子６のオン期間）をＴｏｆｆとすると
次式が成り立つ。

【０００９】Ｅｉ×Ｔｏｎ＝ｎＥｏ×Ｔｏｆｆ 即ち、スイッチング素子４（又はスイッチング素子６）
のオンオフ比を調整する事で直流出力電圧Ｅｏを安定化
する事が出来るのである。

【００１０】さらに、上記すでに発明された回路構成で
は、第１および第２のスイッチング素子のターンオン損
失が無くターンオフ損失も極めて少ないスイッチングを
行うと共に、発生するスイッチングノイズも低減され
る。また、出力保持時間の設定が、第１のコンデンサ３
の静電容量以外に第２のコンデンサ７の静電容量も利用
できる為、第１のコンデンサ３だけに依存せず設定可能
となる。この事により、第１のコンデンサ３は静電容量
を小さく出来、定常動作時に於ける交流入力電圧による
入力電流Ｉｉの導通期間を広げる事が可能となる。図９
の整流電圧Ｅｉと入力電流Ｉｉの比較波形図で示す様
に、入力電流Ｉｉは導通期間を広げればピーク値が小さ
くなるので力率及び効率の改善が可能となる。図９に於
いて第１のコンデンサ３の両端電圧波形Ｅｉおよび入力
電流波形Ｉｉを示しているが、波形に記した１は、静電
容量が小さい場合であり、２は静電容量が大きい場合で
あり、３は第１のコンデンサ３を外した場合の波形であ
る。なお、第２のコンデンサ７の静電容量の大小は、全
波整流回路２に直接接続されない為コンデンサインプッ
トとならず入力電流の導通期間に影響しない。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
従来及びすでに発明された回路構成では、入力電流波形
を正弦波状に近づけようとすると、第１のコンデンサ３
を外し出力安定化の為の制御回路応答性を交流入力電圧
の周波数以下に悪化させる事で、図９の３に示す様に可
能であるが、この場合トランス５の１次巻線５１に印加
される電圧波形も正弦波状になる為、直流出力電圧のリ
ップル電圧が極端に大きくなり出力保持時間も無くな
り、出力の電圧応答性も悪化する為、出力コンデンサ９
の静電容量を極端に大きくする必要がある。さらに、す
でに発明された回路構成に於いては、出力コンデンサ９
以外に第２のコンデンサ７の静電容量を大きくする事で
も対応可能だが、いずれの方法も出力保持時間の確保お
よび直流出力電圧のリップル電圧抑制と直流出力電圧の
応答性に限界があり、形状の大型化は避けられない。さ
らに、図１０に整流電圧と入力電流を示す様に、入力電
流Ｉｉの電流波形のピーク値増大と急峻な変化によるノ
イズ等の影響が大きく、交流入力電圧ラインに挿入する
フィルター等も大型化する等、実用化が難しくなるとい
う問題点を有していた。

【００１２】そこで本発明は、上記従来の課題を解決す
るものであり、コンデンサ静電容量増加と、制御の応答
性を悪化させる事なく、入力電流波形は正弦波状にで
き、更に、直流出力電圧は、出力保持時間が確保され、
リップル電圧増大抑制を実現出来、又、交流入力電圧ラ
インに挿入するフィルターも、低ノイズ化によって小型
化できる様なスイッチング電源装置を提供する事を目的
とする。

【００１３】

【課題を解決するための手段】本発明は、交流電圧を受
電し整流する少なくとも１つ以上の整流素子により構成
される第１の整流回路と、少なくとも１次巻線と２次巻
線を有するトランスと、第１の整流回路に接続されるイ
ンダクタンス素子及び、第１のスイッチング手段の直列
回路と、第１のスイッチング手段の両端へ接続されるト
ランスの１次巻線と第１のコンデンサとの回路と、トラ
ンスの１次巻線の一端側と他端側に接続される第２のス
イッチング手段と第２のコンデンサとの回路と、トラン
スの２次巻線に発生するフライバック電圧を整流平滑し
負荷へ直流出力電圧を供給する整流平滑回路と、直流出
力電圧を検出すると共に直流出力電圧を安定化すべく第
１及び第２のスイッチング手段を交互に所定のオンオフ
期間で駆動する制御回路からなる構成を有している。

【００１４】

【作用】本発明では、交流入力電圧は整流されインダク
タンス素子と第１のスイッチング手段によりスイッチン
グされる事で入力電流は正弦波状となると共に、インダ
クタンス素子に貯えられたエネルギーが第２のスイッチ
ング手段を介して第１と第２のコンデンサを充電し、前
記第１と第２のコンデンサに蓄えられたエネルギーがト
ランスを介して出力に放出される様にした事で、出力保
持時間も前記第１と第２のコンデンサの静電容量で確保
でき、直流出力電圧のリップル電圧への影響も小さくす
る事ができる。

【００１５】

【実施例】以下、本発明の実施例について図面を参照し
て説明する。

【００１６】図１に於いて、１−１’は入力端子であり
交流入力電圧を受電する。２は全波整流回路であり前記
交流入力電圧を整流し整流電圧Ｅｉを供給する。３は第
１のコンデンサであり、インダクタンス２０の電流を第
２のスイッチング素子６と第２のコンデンサ７を介して
平滑し直流電圧Ｅ３を供給する。４は第１のスイッチン
グ素子であり、前記整流電圧Ｅｉをインダクタンス素子
２０を介して、さらに第１のコンデンサ７の直流電圧Ｅ
３をトランス５の１次巻線５１を介して高周波スイッチ
ングにより交流電圧に変換する。５はトランスであり１
次巻線５１と２次巻線５２を有し、１次巻線５１で高周
波の前記交流電圧を受電して２次巻線５２へエネルギー
を放出する。６は第２のスイッチング素子であり第１の
スイッチング素子と交互にオンオフされる様に制御回路
１１により制御される。７は第２のコンデンサであり、
前記第２のスイッチング素子６がオンしている時に、ト
ランス５に蓄えられた励磁エネルギーの一部とインダク
タンス素子２０の電流を吸収し放出する。８はダイオー
ド、９はコンデンサよりなる整流平滑回路であり２次巻
線５２に発生する高周波交流電圧のフライバック電圧を
整流平滑し直流出力電圧Ｅｏを供給する。１０−１０’
は出力端子であり直流出力電圧Ｅｏを負荷へ供給する。
１１は制御駆動回路であり直流出力電圧Ｅｏを検出しこ
れを安定化すべく所定のオンオフ比の駆動パルスを第１
のスイッチング素子４及び第２のスイッチング素子６へ
出力する。２０はインダクタンス素子である。

【００１７】以上の様に構成されたスイッチング電源装
置について、図２を用いてその動作を説明する。まず、
図２は本発明のスイッチング電源装置の各部動作波形図
であり、Ｖ１は１次巻線５１の両端電圧、Ｉ１は１次巻
線５１に流れる電流、Ｉ２は２次巻線５２に流れる電
流、ＶDSは第１のスイッチング素子４の両端電圧、ＩD
は第１のスイッチング素子４に流れる電流、Ｉｉはイン
ダクタンス素子２０に流れる電流、ＶLはインダクタン
ス素子２０の両端電圧を示す。整流電圧Ｅｉは入力端子
１−１’で受電した交流入力電圧を全波整流回路２で整
流した電圧である。第１のスイッチング素子４がオンの
とき第２のスイッチング素子６はオフであり、インダク
タンス素子２０には整流電圧Ｅｉが印加されると同時
に、１次巻線５１には第１のコンデンサ３の両端電圧Ｅ
３が印加され、インダクタンス電流Ｉｉと１次巻線電流
Ｉ１は直線的に増加しインダクタンス素子２０とトラン
ス５に励磁エネルギーを蓄える。第１のスイッチング素
子４がオフの時第２のスイッチング素子６はオンとな
り、インダクタンス素子２０に蓄えられた励磁エネルギ
ーは第２のスイッチング素子６と第２のコンデンサ７を
介して第１のコンデンサ３に放出されると同時に、トラ
ンス５に蓄えられた励磁エネルギーは１次巻線５１から
第２のスイッチング素子６を介して第２のコンデンサ７
へ放出されるとともに、２次巻線５２からは直流出力電
圧Ｅｏとして前記整流平滑回路を介して負荷へ放出され
る。この時、１次巻線電流Ｉ１は第１のスイッチング素
子４のターンオフ直前の電流値を初期値としてほぼ直線
的に減少し、２次巻線電流Ｉ２は漏れインダクタンスの
為徐々に流れだし増加する。第２のコンデンサ７の静電
容量が大きければ、その電圧は１次巻線５１のフライバ
ック電圧をｎＥｏにクランプし、サージ電圧の発生はほ
とんどなくなる。１次巻線電流Ｉ１はやがてゼロを下回
り、逆方向すなわち第２のコンデンサ７から１次巻線５
１へ放電する方向に流れる。定常動作に於いては、第２
のコンデンサ７の両端電圧は安定であるから、その充放
電電流の平均値はゼロとなる。すなわち、インダクタン
ス素子２０より供給された第２のコンデンサ７のエネル
ギーも第２のスイッチング素子６と１次巻線５１を介し
て，２次巻線５２から直流出力電圧Ｅｏとして前記整流
平滑回路を介して負荷へ放出されるので、その充放電電
流の平均値もゼロとなる。第２のスイッチング素子６が
ターンオフすると、トランス５の各巻線５１,５２ＮＯ
電圧は反転し、２次巻線電流Ｉ２はゼロとなり、第１の
スイッチング素子４がターンオンする。スイッチング素
子４のオン期間（第２のスイッチング素子６のオフ期
間）をＴｏｎ、オフ期間（第２のスイッチング素子６の
オン期間）をＴｏｆｆとするとトランス５に印加される
電圧積より次式が成り立つ。

【００１８】Ｅ３×Ｔｏｎ＝ｎＥｏ×Ｔｏｆｆ また、インダクタンス素子２０に印加される電圧積より
次式が成り立つ。

【００１９】 Ｅｉ×Ｔｏｎ＝（Ｅ３＋ｎＥｏ−Ｅｉ）×Ｔｏｆｆ１ 即ち第１のスイッチング素子４（又は第２のスイッチン
グ素子６）のオンオフ比を調整する事で直流出力電圧Ｅ
ｏを安定化する事ができるのである。

【００２０】また、インダクタンス素子２０に流れる電
流Ｉｉは、第１のスイッチング素子４のオン期間Ｔｏｎ
には次式が成り立つ。

【００２１】Ｉｉ＝Ｅｉ×Ｔｏｎ／Ｌ さらに、第１のスイッチング素子４のオフ期間Ｔｏｆｆ
には次式が成り立つ。

【００２２】 Ｉｉ＝Ｅｉ×Ｔｏｎ／Ｌ−（ｎＥｏ＋Ｅ３）×Ｔｏｆｆ１／Ｌ ここで、Ｌはインダクタンス素子２０のインダクタンス
値であり、Ｔｏｆｆ１は電流Ｉｉがゼロとなる期間であ
り、上記式より電流Ｉｉは整流電圧Ｅｉに比例して変化
する為、入力電流Ｉｉが正弦波状となるには Ｔｏｆｆ
≧Ｔｏｆｆ１が満たす様なインダクタンス値Ｌに設定す
ればよい。また、第１のコンデンサ３の両端電圧Ｅ３は
交流入力電圧の１周期では変化せず制御回路１１のオン
オフ比も変化しない為、制御回路の応答性を悪化させな
くてもオン期間Ｔｏｎは一定である。

【００２３】以下本発明の第２の実施例について図面を
参照しながら説明する。

【００２４】図４に於いて、１−１’は入力端子、２は
全波整流回路、３は第１のコンデンサ、４は第１のスイ
ッチング素子、５はトランスであり１次巻線５１と２次
巻線５２を有し、６は第２のスイッチング素子、７は第
２のコンデンサ、８はダイオード、９はコンデンサ、１
０−１０’は出力端子、１１は制御回路、２０はインダ
クタンス素子で、以上は図１の構成と同様なものであ
る。図１の構成と異なるのは全波整流回路２が第１のコ
ンデンサ３の両端に接続されており、新たに入力端子１
−１’の両端よりダイオード２１と２２を介してインダ
クタンス素子２０に接続され、第１のコンデンサ３とイ
ンダクタンス素子２０に整流した整流電圧Ｅｉがそれぞ
れ印加される様にした点である。

【００２５】以上の様に構成されたスイッチング電源装
置について、図１で説明した動作と異なる点を中心に説
明する。第１のコンデンサ３は全波整流回路２により交
流整流電圧のピ−ク値以下には低下せず、またインダク
タンス素子２０に蓄えられたエネルギーによっても充電
される。入力電流を正弦波状にするには、すでに説明し
た様にインダクタンス素子２０に流れる電流Ｉｉを第１
のスイッチング素子４（第２のスイッチング素子６のオ
ン期間）のオフ期間Ｔｏｆｆでゼロにする必要がある
為、第１のコンデンサ３の両端電圧を整流電圧Ｅｉのピ
ーク以上にする必要がある為、結果として全波整流回路
２よりの電流供給はない。しかし、交流入力電圧の投入
時に第１のコンデンサ３への充電電流がトランス５の一
次巻線５１を流れる事がない為、トランス５の起動時の
偏磁がない事が容易にわかる。

【００２６】なお、第１の実施例および第２の実施例で
は、入力電流を正弦波状にする事を前提に説明したが、
多少入力電流にピ−ク値を認めるならインダクタンス素
子２０の電流が連続状態になる様にインダクタンス値を
大きく設定しても動作的に問題はない事は言うまでもな
い。

【００２７】このように、本発明のスイッチング電源装
置は、交流電圧を受電し整流する少なくとも１つ以上の
整流素子により構成される第１の整流回路と、前記第１
の整流回路に直列に接続されるインダクタンス素子と第
１のスイッチング手段の直列回路と、前記第１のスイッ
チング手段の両端に直列に接続されるトランスの１次巻
線と第１のコンデンサの直列回路と、前記トランスの１
次巻線の両端に直列に接続される第２のスイッチング手
段と第２のコンデンサと、前記トランスの２次巻線に発
生するフライバック電圧を整流平滑し負荷へ直流出力電
圧を供給する整流平滑回路と、前記直流出力電圧を検出
すると共に直流出力電圧を安定化すべく前記第１及び第
２のスイッチング手段を交互に所定のオンオフ期間で駆
動する制御回路を設ける事により、制御回路の応答性を
悪化させなくても入力電流が正弦波状になり交流入力力
率がほぼ１になり、出力保持時間に対しても第１のコン
デンサの静電容量で自由に設定可能であり、入力電流は
インダクタンス素子に流れるスイッチング電流に等し
く、急峻な変化が無く電流のピークも比較的低くなる為
ノイズの発生が少なくなり、商用電源ラインに挿入され
るフィルターも小型化でき、さらにインダクタンス素子
の電流は第１および第２のコンデンサーにいったんすべ
て吸収され、トランスの１次巻線には直接流れない為出
力に対する影響もほとんど無く、第１および第２のスイ
ッチンク手段に印加される電圧もスパイクが発生せず低
くなり、同時にターンオン損失は無くターンオフ損失も
極めて少ないスイッチングを交流入力電圧の全領域で達
成できるなど、高入力力率で出力保持時間の確保と小型
で高効率と低ノイズのスイッチング電源装置を実現でき
るものである。

【００２８】

【発明の効果】以上の様に本発明のスイッチング電源装
置は、コンデンサ静電容量増加と、制御の応答性を悪化
させる事なく、入力電流波形は正弦波状にでき、更に、
直流出力電圧は、出力保持時間が確保され、リップル電
圧増大抑制を実現出来、又、交流入力電圧ラインに挿入
するフィルターも、低ノイズ化によって小型化できると
いう長所を有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例に於けるスイッチング電
源装置の回路構成図

【図２】第１の実施例に於けるスイッチング電源装置の
各部動作波形図

【図３】本発明に於けるスイッチング電源装置の整流電
圧と入力電流の波形図

【図４】本発明の第２の実施例に於けるスイッチング電
源装置の回路構成図

【図５】従来のスイッチング電源装置の回路構成図

【図６】従来のスイッチング電源装置の各部動作波形図

【図７】従来のスイッチング電源装置の回路構成図

【図８】従来のスイッチング電源装置の各部動作波形図

【図９】従来のスイッチング電源装置の整流電圧と入力
電流の比較波形図

【図１０】従来のスイッチング電源装置の整流電圧と入
力電流の波形図

【符号の説明】

１，１’ 入力端子 ２ 全波整流回路 ３ 第１のコンデンサ ４ 第１のスイッチング素子 ５ トランス ６ 第２のスイッチング素子 ７ 第２のコンデンサ ８ ダイオード ９ 出力コンデンサ １０，１０’ 出力端子 １１ 制御回路 ２０ インダクタンス素子

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流電圧を受電し整流する少なくとも１つ
   以上の整流素子により構成される第１の整流回路と、少
   なくとも１次巻線と２次巻線を有するトランスと、前記
   第１の整流回路に接続されるインダクタンス素子及び、
   第１のスイッチング手段の直列回路と、前記第１のスイ
   ッチング手段の両端へ接続される前記トランスの１次巻
   線と第１のコンデンサとの回路と、前記トランスの１次
   巻線の一端側と他端側に接続される第２のスイッチング
   手段と第２のコンデンサとの回路と、前記トランスの２
   次巻線に発生するフライバック電圧を整流平滑し負荷へ
   直流出力電圧を供給する整流平滑回路と、前記直流出力
   電圧を検出すると共に前記直流出力電圧を安定化すべく
   前記第１及び第２のスイッチング手段を交互に所定のオ
   ンオフ期間で駆動する制御回路とを備えた事を特徴とす
   るスイッチング電源装置。
2. 【請求項２】交流電圧を受電し整流する少なくとも１つ
   以上の整流素子により構成される第２の整流回路の出力
   端が、前記第１のコンデンサ側に接続したことを特徴と
   する請求項１記載のスイッチング電源装置。