JP3666882B2

JP3666882B2 - スイッチング電源装置

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Publication number: JP3666882B2
Application number: JP12707392A
Authority: JP
Inventors: 幸司 ▲吉▼田
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1992-05-20
Filing date: 1992-05-20
Publication date: 2005-06-29
Anticipated expiration: 2020-06-29
Also published as: JPH05328719A

Description

【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は産業用や民生用の電子機器に直流安定化電圧を供給するスイッチング電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、スイッチング電源装置は電子機器の低価格化・小型化・高性能化・省エネルギー化に伴い、より小型で出力の安定性が高く高効率なものが強く求められている。以下に従来のスイッチング電源装置について説明する。
【０００３】
従来、この種のスイッチング電源装置として、自励フライバック型スイッチング電源装置が構成部品も少なく安価に作ることが可能なため、一般的に広く用いられている。しかし、スイッチング周波数が出力電流により大きく変化し電子機器に対する干渉や整流平滑回路が大型化するなどの課題があることが知られている。
【０００４】
このような従来の課題を解決する方法として、すでに図５に示すような構成の電流共振１次側回生方式のスイッチング電源が構成されている。図５において、１は入力直流電源で交流電圧を整流平滑することで、もしくは電池などで構成されるものであり、入力端子２−２′に入力電圧を供給し正電圧を入力端子２に接続し、負電圧を入力端子２′に接続している。
【０００５】
３はトランスであり、１次巻線３ａの一端を漏れインダクタンスまたはインダクタンス素子１４を介して入力端子２に接続し他端をスイッチング素子４を介して入力端子２′に接続し、２次巻線３ｃの一端を出力端子１０′に他端をダイオード７を介して出力端子１０に接続し、バイアス巻線３ｂの一端を入力端子２′に接続し他端を同期発振回路６に接続している。
【０００６】
４はスイッチング素子であり、制御端子に印加される同期発振回路６のオン・オフ信号によりオン・オフして入力電圧を前記１次巻線３ａに印加したり遮断したりする。６は同期発振回路であり、スイッチング素子４を決められたオン期間でオン動作させ、スイッチング素子４のオフ期間を前記バイアス巻線３ｂの誘起電圧の極性が反転するまで持続するようにオフ動作させ、このオン・オフの繰り返しにより発振を続けるものである。
【０００７】
５はダイオードでありアノードを前記１次巻線３ａとスイッチング素子４の接続点に接続し、カソードを入力端子２′に接続しトランス３に蓄積されたエネルギーを入力に回生する。７は整流ダイオードであり、アノード側を前記２次巻線３ｃの一端に接続しカソード側を出力端子１０に接続する。
【０００８】
８は平滑コンデンサであり、出力端子１０−１０′間に接続され前記２次巻線３ｃの誘起電圧を整流ダイオード７を介して整流し、平滑コンデンサ８により平滑して出力電圧とする。１２は整流ダイオード、１６は平滑コンデンサであり、整流ダイオード１２はアノードを前記１次巻線３ａとスイッチング素子４の接続点に接続し、カソードを前記平滑コンデンサ１６の一端に接続し、前記１次巻線３ａと整流ダイオード１２と平滑コンデンサ１６と漏れインダクタンスまたはインダクタンス素子１４が閉回路を成すように構成される。
【０００９】
１１は第２のスイッチング素子であり前記整流ダイオード１２に並列に接続され、制御回路９によりオン・オフされる。９は制御回路であり、制御回路９はその内部で出力端子１０−１０′に接続される部分とスイッチング素子１１を駆動する部分とは絶縁されているものとする。
【００１０】
１４は前記トランス３の１次巻線３ａと２次巻線３ｃ間の漏れインダクタンスまたは外付けのインダクタンス素子である。平滑コンデンサ１６と漏れインダクタンスまたはインダクタンス素子１４は共振し、整流ダイオード７の電流波型を正弦波状にするように設定される。
【００１１】
以上のように構成されたスイッチング電源装置について、以下にその動作を図６の各部動作波形を参照しながら説明する。
【００１２】
図６において（ａ）はスイッチング素子４の両端電圧波形Ｖ_DSを示しており、（ｂ）は前記スイッチング素子４またはダイオード５に流れる１次電流Ｉ_Dを示しており、（ｃ）は同期発振回路６のスイッチング素子４の駆動パルス波形Ｖ_G1を示しており、（ｄ）は前記スイッチング素子１１または整流ダイオード１２に流れる１次電流Ｉ_cを示しており、（ｅ）はスイッチング素子１１への駆動パルス波形Ｖ_G2を示しており、（ｆ）は前記２次巻線３ｃに流れる２次電流Ｉ_Oを示しており、（ｇ）はトランス３の磁束φの変化を示している。
【００１３】
同期発振回路６により決められたオン期間で動作するスイッチング素子４のオン期間に前記１次巻線３ａを介して流れる１次電流Ｉ_Dによりトランス３に磁束が発生しエネルギーが蓄積される。この時トランス３の２次巻線３ｃに誘起電圧が発生するが、整流ダイオード７を逆バイアスする方向に電圧が印加されるように構成され、１次側の整流ダイオード１２も逆バイアスされ、スイッチング素子１１はオフしているように構成されている。
【００１４】
同期発振回路６のオフ信号でスイッチング素子４がオフすると前記１次巻線３ａにフライバック電圧が発生し、整流ダイオード１２が順バイアスされると同時に、前記２次巻線３ｃにもフライバック電圧が発生し、整流ダイオード７を順バイアスする方向に電圧が印加されるため、トランス３に蓄積されたエネルギーが前記１次巻線３ａと整流ダイオード１２を介して１次電流Ｉ_cとして放出され、平滑コンデンサ１６により平滑されて直流電圧Ｖ_cとして供給されるとともに、前記２次巻線３ｃを介して２次電流Ｉ_oとして放出され、平滑コンデンサ８により平滑されて出力電圧Ｖ_OUTとして出力端子１０−１０′に供給される。
【００１５】
この時スイッチング素子１１は制御回路９によりオンされるが整流ダイオード１２とスイッチング素子１１のどちらを１次電流Ｉ_cが流れても特に動作上変化は生じない。寄生容量等のキャパシタンス成分を考えなければ、スイッチング素子４がオフしてトランス３の各巻線の電圧が反転した際、トランス３に蓄えられたエネルギーは、トランス３の漏れインダクタンスの影響でまず１次巻線３ａから放出する。即ち、１次電流Ｉ_cは１次電流Ｉ_Dの最終値Ｉ_Pを初期値として流れ出し、２次電流Ｉ_oはゼロから立ち上がる。
【００１６】
この時各巻線に流れる電流は、整流ダイオード７と整流ダイオード１２がオンであるので、トランス３の１次巻線３ａと２次巻線３ｃで結合された平滑コンデンサ１６と漏れインダクタンスまたはインダクタンス素子１４と平滑コンデンサ８からなる閉回路の過渡電流となる。この電流はコンデンサ１６と漏れインダクタンスまたはインダクタンス素子１４の共振周波数が十分小さく設定されているので、正弦波状の共振電流となる。
【００１７】
この時、トランス３の磁束φは１次巻線３ａに直流電圧Ｖ_cが印加された状態でその蓄積エネルギーを放出するので直線的に減少する。２次巻線電流Ｉ_oは磁束φを誘起する励磁電流と共振電流である１次巻線電流の和となる。
【００１８】
共振電流はその共振周期が十分小さく設定されているので、２次巻線電流Ｉ_oはやがて減少し０Ａとなり、整流ダイオード７をオフとする。１次巻線電流Ｉ_cは整流ダイオード７がオンのときは正弦波状の共振電流が流れるが、整流ダイオード７がオフとなると、共振電流はゼロとなり励磁電流のみが流れる。
【００１９】
この過程において１次巻線電流Ｉ_cは負となるが、スイッチング素子１１がオンしているため、共振現象は持続され今度は逆に平滑コンデンサ１６からの放電電流がスイッチング素子１１を介して１次巻線３ａへ流れるようになる。スイッチング素子４のオン期間中にトランス３に蓄えられたエネルギーが放出し終わった後も、スイッチング素子１１によって直流電圧Ｖ_cが印加されることによりトランス３は逆励磁されエネルギーが逆方向に蓄えられる。
【００２０】
制御回路９によってスイッチング素子１１がオフするとトランス３の各巻線電圧は反転し、１次巻線３ａに発生する誘起電圧はスイッチング素子４の接続端を負電圧に、入力端子２の接続端を正電圧にする方向に発生するため、ダイオード５を介して入力直流電源１を充電する方向に１次電流Ｉ_Dが流れ、オフ期間中に蓄積されたトランス３のエネルギーを入力直流電源１に電力回生を行う。
【００２１】
この時に同期発振回路６はスイッチング素子４をオンさせるが、１次電流Ｉ_Dがどちらを流れても特に動作上変化は生じない。オフ期間にトランス３に蓄積されたエネルギーがすべて放出され１次電流がゼロになると、すでにオンしているスイッチング素子４を介して入力直流電源１より前記とは逆方向に充電するように１次電流Ｉ_Dが流れてトランス３に磁束が発生しエネルギーが蓄積される。
【００２２】
この状態ではトランス３の各巻線に発生する誘起電圧の極性は変化せず、同期発振回路６によりスイッチング素子４はオンを持続する。同期発振回路６により決められたオン期間で動作するスイッチング素子４がオフすると、トランス３に蓄積されたエネルギーは前記１次巻線３ａを介して平滑コンデンサ１３及び前記２次巻線３ｃを介して２次電流Ｉ_oとして出力に放出される。これらの動作を繰り返すことで、出力電圧は連続的に出力端子１０−１０′より供給される。
【００２３】
さらに出力電圧が安定に制御される動作について詳しく説明する。図６に各動作波形を示しているが、同期発振回路６の駆動パルス波形Ｖ_G1のオフ期間（ｔ₁〜ｔ₃）をＴ_OFFとし、そのうち、トランス３の逆励磁期間（ｔ₂〜ｔ₃）をＴ′_OFFとし、一方オン期間（ｔ₃〜ｔ₅）をＴ_ONとし、そのうち１次電流Ｉ_Dの回生期間（ｔ₃〜ｔ₄）をＴ′_ONとする。従来のスイッチング電源装置の安定動作中では直流電圧Ｖ_cは、直流成分と平滑コンデンサ１６と漏れインダクタンスまたはインダクタンス素子１４との共振電圧の和となるが、電圧変動は十分に小さく可能である。
【００２４】
一方平滑コンデンサ１３のリップル電流であるオフ期間中の１次電流Ｉ_cは充放電電流が等しく、その平均電流は０Ａであるから、２次巻線３ｃから放出され、出力端子１０−１０′から供給されるエネルギーは、オン期間中にトランス３に蓄えられたエネルギーから、Ｔ′_ON期間中に入力直流電源１へ回生されるエネルギーの差に等しくなる。一方直流電圧の平均値Ｖ_cはトランスのリセット条件から
Ｖ_c＝（Ｔ_ON／Ｔ_OFF）×Ｖ_IN＝（Ｔ′_ON／Ｔ′_OFF）×Ｖ_IN
で表される。但しＶ_INは入力電圧である。さらに
従来のスイッチング電源装置の出力電圧Ｖ_OUTは、２次巻線３ｃのフライバック電圧を整流して得られ、十分にＶ_cの電圧変動幅を小さくできることから
Ｖ_OUT≒（Ｎ_S／Ｎ_P）×Ｖ_c
であり、直流電圧Ｖ_cを調節することにより、出力電圧Ｖ_OUTも調整できることがわかる。但し、Ｎ_Pは１次巻線３ａの巻数でありＮ_Sは２次巻線３ｃの巻数である。
【００２５】
Ｖ_cの変動幅が大きくてもＶ_cの平均値を制御することでＶ_OUTは制御可能である。例えば、出力電流Ｉ_OUTが減少し出力電圧Ｖ_OUTが上昇した場合、制御回路９により、スイッチング素子１１のオン期間（即ち、スイッチング素子４のオフ期間Ｔ_OFF）が大きくなり、平滑コンデンサ１３は充電電荷よりも放電電荷の量が大きくなり、直流電圧Ｖ_cの平均値は低下していく。
【００２６】
直流電圧Ｖ_cが低下すると出力電圧Ｖ_OUTも低下するとともに、オフ期間中にトランス３の巻線に発生・印加されるＶ_cが低下するため、１次電流Ｉ_cの傾きも緩和され、最終的には出力電圧Ｖ_OUTが所定の電圧となるような直流電圧Ｖ_cに落ち着く。
【００２７】
即ち、出力電圧Ｖ_OUTはスイッチング素子１１のオン期間を調整することで安定化が可能となる。もともと出力電流Ｉ_OUTの変動に伴う出力電圧Ｖ_OUTの変動（ロードレギュレーション）を補正するための直流電圧Ｖ_cの変動分は少なく、従ってオン期間Ｔ_ONが一定ならば、オフ期間Ｔ_OFFもほとんど変動せず、スイッチング周波数や磁束変化幅ΔＢもほぼ一定となる。この様子は、図６の破線で表しておく。
【００２８】
さらに本回路構成では、平滑コンデンサ１６と整流ダイオード１２によりクランプ回路を構成しており、第１の従来例に示したスイッチング素子４のターンオフに伴うサージ電圧の発生がないという効果もある。
【００２９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、スイッチング素子４およびスイッチング素子１１には、入力電圧Ｖ_INと直流電圧Ｖ_cの和電圧Ｖ_IN＋Ｖ_cが印加され、高耐圧のスイッチング素子が必要となることと、スイッチング素子４のオン状態にトランス３の１次巻線３ａに入力電圧が直接印加されるために、１次巻線数が大きくなるという問題点があった。
【００３０】
本発明は前記従来の問題点を解決するもので、負荷の変動に伴うスイッチング周波数の変化を抑制し、同時にダイオードのリカバリの発生を抑え低ノイズで高効率の電流共振１次側回生制御方式のスイッチング電源装置の有効性を損なうことなく、低耐圧のスイッチング素子の使用を可能にし、さらにトランスの１次巻線数を小さくできる高効率のスイッチング電源装置を提供することを目的とするものである。
【００３１】
【課題を解決するための手段】
この目的を達成するために本発明は、少なくとも１次巻線と１つ以上の２次巻線を有するトランスと、交互にオンオフを繰り返し入力電圧に接続される第１、第２のスイッチング手段の直列回路と、前記トランスの１次巻線に直列接続され直流電圧を保持するためのコンデンサと、前記２次巻線に接続され整流ダイオードと平滑コンデンサからなる整流平滑手段を備え、前記トランスの１次巻線と前記コンデンサの直列回路は前記第２のスイッチング手段に接続され、前記第１のスイッチング手段がオンの時、入力電圧を前記トランスの１次巻線と前記コンデンサの直列回路に印加し同時に前記整流ダイオードはオフとなり前記トランスの２次巻線は開放されることにより前記トランスにエネルギーを蓄え、前記第１のスイッチング手段がオフの時、前記トランスの２次巻線から放出されるエネルギーにより前記整流平滑手段を介して出力を得る構成とし、前記第１のスイッチング手段がオフで第２のスイッチング手段がオンの時、この第２のスイッチング手段を介して前記直流電圧が前記トランスの１次巻線に印加され前記トランスにエネルギーを蓄え、このエネルギーを前記第２のスイッチング手段がオフで前記第１のスイッチング手段がオンの時、前記トランスの１次巻線より前記入力電圧へ回生する構成とし、前記第２のスイッチング手段がオンの時、前記整流ダイオードと前記平滑コンデンサの直列回路が等価的に前記トランスの２次巻線に接続され、前記整流ダイオードがオンすることで前記平滑コンデンサと前記トランスの２次巻線が並列に接続され、前記トランスにより結合された前記整流平滑手段と前記コンデンサで構成される閉回路内で、トランスの１次巻線と２次巻線間の漏れインダクタンスまたは外付けのインダクタンス素子と、前記整流平滑手段または前記コンデンサまたはその両方で共振し、その共振現象により前記２次巻線の電流を共振電流とし、前記共振電流の共振周期を前記２次巻線に流れる電流がゼロから上昇し、その後低下してゼロになった後で前記第２のスイッチング手段をオフにするように設定し、出力電圧の制御を前記第１のスイッチング手段のオン期間と前記第２のスイッチング手段のオン期間の比により調整するようにしたものである。
【００３２】
【作用】
この構成によって、前記第１のスイッチング手段がオフの時前記第２のスイッチング手段はオンであり第１のスイッチング手段には入力電圧しか印加されない。同様に前記第２のスイッチング手段がオフの時前記第１のスイッチング手段がオンとなり第２のスイッチング手段にも入力電圧しか印加されない。さらに前記コンデンサには、トランスのフライバック電圧を保持するために、入力電圧とは逆向きの直流電圧が発生しており、第１のスイッチング手段がオンの時、トランスの１次巻線には入力電圧と前記直流電圧の差電圧が印加されるため、１次巻線数は小さくできる。
【００３３】
【実施例】
（実施例１）
以下本発明の第１の実施例について、図面を参照しながら説明する。図１は本発明の第１の実施例におけるスイッチング電源の構成を示すものである。図１において、図５と同じものには同一の符号を記し説明は省略する。１は直流電源であり、２−２′は入力端子であり、３はトランスで１次巻線３ａ、２次巻線３ｃ、バイアス巻線３ｂを有しており、４は第１のスイッチング手段としてのスイッチング素子であり、５はダイオードであり、６は同期発振回路であり、７は整流ダイオードであり、８は平滑コンデンサであり、整流ダイオード７と平滑コンデンサ８とで整流平滑手段を構成する。９は制御回路であり、１０−１０′は出力端子である。
【００３４】
１１は第２のスイッチング手段としてのスイッチング素子であり、制御回路９によりオン・オフされる。尚、制御回路９はその内部で出力端子１０−１０′に接続される部分とスイッチング素子１１を駆動する部分とは絶縁されているものとする。１２は整流ダイオードであり、１３はコンデンサである。１４は前記トランス３の１次巻線３ａと２次巻線３ｃ間の漏れインダクタンスまたは外付けのインダクタンス素子である。コンデンサ１３と漏れインダクタンスまたはインダクタンス素子１４は共振し、整流ダイオード７の電流波型を正弦波状にするように設定される。
【００３５】
以上のように構成されたスイッチング電源装置について、以下にその動作を図２の各部動作波形を参照しながら説明する。
【００３６】
図２において（ａ）はスイッチング素子４の両端電圧波形Ｖ_DSを示しており、（ｂ）は前記スイッチング素子４またはダイオード５に流れる１次電流Ｉ_Dを示しており、（ｃ）は同期発振回路６のスイッチング素子４の駆動パルス波形Ｖ_G1を示しており、（ｄ）は前記スイッチング素子１１または整流ダイオード１２に流れる１次電流Ｉ_cを示しており、（ｅ）はスイッチング素子１１への駆動パルス波形Ｖ_G2を示しており、（ｆ）は前記２次巻線３ｃに流れる２次電流Ｉ_Oを示しており、（ｇ）はトランス３の磁束φの変化を示している。
【００３７】
同期発振回路６により決められたオン期間で動作するスイッチング素子４のオン期間に前記トランス３の１次巻線３ａにコンデンサ１１を通して入力電圧Ｖ_INとコンデンサ１３で保持されている直流電圧Ｖ_cとの電圧の差Ｖ_IN−Ｖ_cが印加され、前記１次巻線３ａを介して流れる１次電流Ｉ_Dによりトランス３に磁束が発生しエネルギーが蓄積される。この時トランス３の２次巻線３ｃに誘起電圧が発生するが、整流ダイオード７を逆バイアスする方向に電圧が印加されるように構成され、１次側の整流ダイオード１２も逆バイアスされ、スイッチング素子１１はオフしているように構成されている。
【００３８】
この時スイッチング素子１１には入力電圧Ｖ_INしか印加されない。同期発振回路６のオフ信号でスイッチング素子４がオフすると前記１次巻線３ａにフライバック電圧が発生し、整流ダイオード１２が順バイアスされると同時に、前記２次巻線３ｃにもフライバック電圧が発生し、整流ダイオード７を順バイアスする方向に電圧が印加されるため、トランス３に蓄積されたエネルギーが前記１次巻線３ａと整流ダイオード１２を介して１次電流Ｉ_cとして放出され、コンデンサ１３により平滑されて直流電圧Ｖ_cとして供給されるとともに、前記２次巻線３ｃを介して２次電流Ｉ_oとして放出され、平滑コンデンサ８により平滑されて出力電圧Ｖ_OUTとして出力端子１０−１０′に供給される。
【００３９】
この時スイッチング素子１１は制御回路９によりオンされるが整流ダイオード１２とスイッチング素子１１のどちらを１次電流Ｉ_cが流れても特に動作上変化は生じない。直流電圧Ｖ_cはトランス３のリセット条件から
Ｖ_c＝［Ｔ_ON／（Ｔ_ON＋Ｔ_OFF）］×Ｖ_IN
となる。この時スイッチング素子４には入力電圧Ｖ_INしか印加されないのは明らかである。寄生容量等のキャパシタンス成分を考えなければ、スイッチング素子４がオフしてトランス３の各巻線の電圧が反転した際、トランス３に蓄えられたエネルギーは、トランス３の漏れインダクタンスの影響でまず１次巻線３ａから放出する。即ち、１次電流Ｉ_cは１次電流Ｉ_Dの最終値Ｉ_Pを初期値として流れ出し、２次電流Ｉ_oはゼロから立ち上がる。
【００４０】
この時各巻線に流れる電流は、整流ダイオード７と整流ダイオード１２がオンであるので、トランス３の１次巻線３ａと２次巻線３ｃで結合されたコンデンサ１３と漏れインダクタンスまたはインダクタンス素子１４と平滑コンデンサ８からなる閉回路の過渡電流となる。この電流はコンデンサ１３と漏れインダクタンスまたはインダクタンス素子１４の共振周波数が十分小さく設定されているので、正弦波状の共振電流となる。
【００４１】
この時、トランス３の磁束φは１次巻線３ａに直流電圧Ｖ_cが印加された状態でその蓄積エネルギーを放出するので直線的に減少する。２次巻線電流Ｉ_oは磁束φを誘起する励磁電流と共振電流である１次巻線電流の和となる。共振電流はその共振周期が十分小さく設定されているので、Ｉ_oはやがて減少し０Ａとなり、整流ダイオード７をオフとする。
【００４２】
１次巻線電流Ｉ_cは整流ダイオード７がオンのときは正弦波状の共振電流が流れるが、整流ダイオード７がオフとなると、共振電流はゼロとなり励磁電流のみが流れる。
【００４３】
この過程において１次巻線電流Ｉ_cは負となるが、スイッチング素子１１がオンしているため、共振現象は持続され今度は逆にコンデンサ１３からの放電電流がスイッチング素子１１を介して１次巻線３ａへ流れるようになる。スイッチング素子４のオン期間中にトランス３に蓄えられたエネルギーが放出し終わった後も、スイッチング素子１１によって直流電圧Ｖ_cが印加されることによりトランス３は逆励磁されエネルギーが逆方向に蓄えられる。
【００４４】
制御回路９によってスイッチング素子１１がオフするとトランス３の各巻線電圧は反転し、１次巻線３ａに発生する誘起電圧はスイッチング素子４の接続端を負電圧に、入力端子２の接続端を正電圧にする方向に発生するため、ダイオード５を介して入力直流電源１を充電する方向に１次電流Ｉ_Dが流れ、オフ期間中に蓄積されたトランス３のエネルギーを入力直流電源１に電力回生を行う。
【００４５】
この時に同期発振回路６はスイッチング素子４をオンさせるが、１次電流Ｉ_Dがどちらを流れても特に動作上変化は生じない。オフ期間にトランス３に蓄積されたエネルギーがすべて放出され１次電流がゼロになると、すでにオンしているスイッチング素子４を介して入力直流電源１より前記とは逆方向に充電するように１次電流Ｉ_Dが流れてトランス３に磁束が発生しエネルギーが蓄積される。
【００４６】
この状態ではトランス３の各巻線に発生する誘起電圧の極性は変化せず、同期発振回路６によりスイッチング素子４はオンを持続する。同期発振回路６により決められたオン期間で動作するスイッチング素子４がオフすると、トランス３に蓄積されたエネルギーは前記１次巻線３ａを介してコンデンサ１３及び、前記２次巻線３ｃを介して２次電流Ｉ_oとして出力に放出される。これらの動作を繰り返すことで、出力電圧は連続的に出力端子１０−１０′より供給される。
【００４７】
さらに出力電圧が安定に制御される動作について詳しく説明する。図２に各動作波形を示しているが、同期発振回路６の駆動パルス波形Ｖ_G1のオフ期間（ｔ₁〜ｔ₃）をＴ_OFFとし、そのうち、トランス３の逆励磁期間（ｔ₂〜ｔ₃）をＴ′_OFFとし、一方オン期間（ｔ₃〜ｔ₅）をＴ_ONとし、そのうち１次電流Ｉ_Dの回生期間（ｔ₃〜ｔ₄）をＴ′_ONとする。
【００４８】
本発明によるスイッチング電源装置の安定動作中では直流電圧Ｖ_cは、直流成分とコンデンサ１３と漏れインダクタンスまたはインダクタンス素子１４との共振電圧の和となるが、電圧変動は十分に小さく抑えることが可能である。一方コンデンサ１３のリップル電流であるオフ期間中の１次電流Ｉ_cは充放電電流が等しく、その平均電流は０Ａであるから、２次巻線３ｃから放出され、出力端子１０−１０′から供給されるエネルギーは、オン期間中にトランス３に蓄えられたエネルギーから、Ｔ′_ON期間中に入力直流電源１へ回生されるエネルギーの差に等しくなる。
【００４９】
さらに本発明におけるスイッチング電源装置の出力電圧Ｖ_OUTは、２次巻線３ｃのフライバック電圧を整流して得られ、十分にＶ_cの電圧変動幅を小さくできることから
Ｖ_OUT≒（Ｎ_S／Ｎ_P）×Ｖ_c
であり、直流電圧Ｖ_cを調節することにより、出力電圧Ｖ_OUTも調整できることがわかる。但し、Ｎ_Pは１次巻線３ａの巻数でありＮ_Sは２次巻線３ｃの巻数である。Ｖ_cの変動幅が大きくてもＶ_cの平均値を制御することでＶ_OUTは制御可能である。
【００５０】
例えば、出力電流Ｉ_OUTが減少し出力電圧Ｖ_OUTが上昇した場合、制御回路９により、スイッチング素子１１のオン期間（即ち、スイッチング素子４のオフ期間Ｔ_OFF）が大きくなり、コンデンサ１３は充電電荷よりも放電電荷の量が大きくなり、直流電圧Ｖ_cの平均値は低下していく。
【００５１】
直流電圧Ｖ_cが低下すると出力電圧Ｖ_OUTも低下するとともに、オフ期間中にトランス３の巻線に発生・印加されるＶ_cが低下するため、１次電流Ｉ_cの傾きも緩和され、最終的には出力電圧Ｖ_OUTが所定の電圧となるような直流電圧Ｖ_cに落ち着く。即ち、出力電圧Ｖ_OUTはスイッチング素子１１のオン期間を調整することで安定化が可能となる。もともと出力電流Ｉ_OUTの変動に伴う出力電圧Ｖ_OUTの変動（ロードレギュレーション）を補正するための直流電圧Ｖ_cの変動分は少なく、従ってオン期間Ｔ_ONが一定ならば、オフ期間Ｔ_OFFもほとんど変動せず、スイッチング周波数や磁束変化幅ΔＢもほぼ一定となる。
【００５２】
この様子は、図２の破線で表しておく。さらに本回路構成では、コンデンサ１３とダイオード１２によりクランプ回路を構成しており、第１の従来例に示したスイッチング素子４のターンオフに伴うサージ電圧の発生がないという効果もある。
【００５３】
（実施例２）
以下本発明の第２の実施例について、図面を参照しながら説明する。図３は本発明の第２の実施例におけるスイッチング電源の構成を示すものである。図３において、図５と同じものには同一の符号を記し説明は省略する。１は直流電源であり、２−２′は入力端子であり、３はトランスで１次巻線３ａ、２次巻線３ｃ、バイアス巻線３ｂを有しており、４は第１のスイッチング手段としてのスイッチング素子であり、５はダイオードであり、６は同期発振回路であり、７は整流ダイオードであり、８は平滑コンデンサであり、整流ダイオード７と平滑コンデンサ８とで第１の整流平滑回路を構成する。９は制御回路であり、１０−１０′は出力端子である。
【００５４】
１１は第２のスイッチング手段としてのスイッチング素子であり、制御回路９によりオン・オフされる。尚、制御回路９はその内部で出力端子１０−１０′に接続される部分とスイッチング素子１１を駆動する部分とは絶縁されているものとする。１２は整流ダイオードであり、１３はコンデンサである。１４は前記トランスの１次巻線３ａと２次巻線３ｃ間の漏れインダクタンスまたは外付けのインダクタンス素子である。コンデンサ１３と漏れインダクタンスまたはインダクタンス素子１４は共振し、整流ダイオード７の電流波型を正弦波状にするように設定される。
【００５５】
１５はコンデンサであり、スイッチング素子４の両端に接続され、スイッチング素子４およびスイッチング素子１１に印加される電圧の急峻な変化を抑える。なお前記スイッチング素子４とスイッチング素子１１は同時にオフの期間を持つように制御回路９のオン・オフ信号と前記同期発振回路６のオン・オフ信号は設定されている。
【００５６】
以上のように構成されたスイッチング電源装置について、以下にその動作を図４の各部動作波形を参照しながら説明する。
【００５７】
図４において（ａ）はスイッチング素子４の両端電圧波形Ｖ_DSを示しており、（ｂ）は前記スイッチング素子４またはダイオード５に流れる１次電流Ｉ_Dを示しており、（ｃ）は同期発振回路６のスイッチング素子４の駆動パルス波形Ｖ_G1を示しており、（ｄ）は前記スイッチング素子１１または整流ダイオード１２に流れる１次電流Ｉ_cを示しており、（ｅ）はスイッチング素子１１への駆動パルス波形Ｖ_G2を示しており、（ｆ）は前記２次巻線３ｃに流れる２次電流Ｉ_Oを示しており、（ｇ）はトランス３の磁束φの変化を示している。
【００５８】
基本的な動作は第１の実施例の回路構成と同じであるが、スイッチング素子４とスイッチング素子１１は同時にオフの期間を持ち、その期間にスイッチング素子４とスイッチング素子１１に印加される電圧が変化するように設定されている。スイッチング素子４の両端にはコンデンサ１５が接続されているためスイッチング素子４のターンオフおよびターンオフ時の電圧波形の急峻な立ち上がり立ち下がりは緩和され、またコンデンサ１５に蓄えられた電荷を前記入力直流電源に回生してから、スイッチング素子４をターンオンできるため、スイッチング素子４のターンオン損失にならない。同様な効果はスイッチング１１にもある。
【００５９】
これらのような過渡時以外の動作は図１で説明した実施例と同様であるので省略する。またこれらのコンデンサを付加した場合、過渡時においてトランス３の各巻線の出力インピーダンスが変化し、特にスイッチング素子４のオフ時の各巻線電流の初期電流値が変化するが制御動作そのものへの影響は少なく、２次巻線電流波形を共振電流とする効果に加えて、スイッチング素子４とスイッチング素子１１に印加される電圧波形は急峻でないために、ノイズの発生が抑えられ、スイッチング素子４とスイッチング素子１１のスイッチング損失の発生も抑えられる効果がある。さらに本回路構成では、コンデンサ１３とダイオード１２によりクランプ回路を構成しており、第１の従来例に示したスイッチング素子４のターンオフに伴うサージ電圧の発生がないという効果もある。
【００６０】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、従来の電流共振１次側回生方式のスイッチング電源装置のスイッチング周波数や磁束の変化幅の負荷による変動がほとんどなく、さらにゼロクロスターンオンが実現でき、同時に２次側に接続される整流平滑手段のターンオフ電流をゼロまたは小さくでき、損失やノイズを効果的に抑えることができるという特性を損なうことがなくスイッチング素子の耐圧を下げることができ、さらにトランスの励磁電圧が小さいことから１次巻線数を少なくでき損失を減らすことができ、小型、高効率、低ノイズの優れたスイッチング電源装置を実現するものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例におけるスイッチング電源装置を示す回路構成図
【図２】本発明の図１の回路構成図の動作波型を示す説明図
【図３】本発明の第２の実施例におけるスイッチング電源装置を示す回路構成図
【図４】本発明の図２の回路構成図の動作波型を示す説明図
【図５】従来例におけるスイッチング電源装置の回路構成図
【図６】従来の図５の回路構成図の動作波型を示す説明図
【符号の説明】
１入力直流電源
２−２′ 入力端子
３トランス
４スイッチング素子
５ダイオード
６同期発振回路
７整流ダイオード
８平滑コンデンサ
９制御回路
１０−１０′ 出力端子
１１スイッチング素子
１２整流ダイオード
１３コンデンサ
１４漏れインダクタンスまたはインダクタンス素子
１５コンデンサ
１６平滑コンデンサ

Claims

少なくとも１次巻線と１つ以上の２次巻線を有するトランスと、交互にオンオフを繰り返し入力電圧に接続される第１、第２のスイッチング手段の直列回路と、前記トランスの１次巻線に直列接続され直流電圧を保持するためのコンデンサと、前記２次巻線に接続され整流ダイオードと平滑コンデンサからなる整流平滑手段を備え、前記トランスの１次巻線と前記コンデンサの直列回路は前記第２のスイッチング手段に接続され、前記第１のスイッチング手段がオンの時、入力電圧を前記トランスの１次巻線と前記コンデンサの直列回路に印加し同時に前記整流ダイオードはオフとなり前記トランスの２次巻線は開放されることにより前記トランスにエネルギーを蓄え、前記第１のスイッチング手段がオフの時、前記トランスの２次巻線から放出されるエネルギーにより前記整流平滑手段を介して出力を得る構成とし、前記第１のスイッチング手段がオフで第２のスイッチング手段がオンの時、この第２のスイッチング手段を介して前記直流電圧が前記トランスの１次巻線に印加され前記トランスにエネルギーを蓄え、このエネルギーを前記第２のスイッチング手段がオフで前記第１のスイッチング手段がオンの時、前記トランスの１次巻線より前記入力電圧へ回生する構成とし、前記第２のスイッチング手段がオンの時、前記整流ダイオードと前記平滑コンデンサの直列回路が等価的に前記トランスの２次巻線に接続され、前記整流ダイオードがオンすることで前記平滑コンデンサと前記トランスの２次巻線が並列に接続され、前記トランスにより結合された前記整流平滑手段と前記コンデンサで構成される閉回路内で、トランスの１次巻線と２次巻線間の漏れインダクタンスまたは外付けのインダクタンス素子と、前記整流平滑手段または前記コンデンサまたはその両方で共振し、その共振現象により前記２次巻線の電流を共振電流とし、前記共振電流の共振周期を前記２次巻線に流れる電流がゼロから上昇し、その後低下してゼロになった後で前記第２のスイッチング手段をオフにするように設定し、出力電圧の制御を前記第１のスイッチング手段のオン期間と前記第２のスイッチング手段のオン期間の比により調整するようにしたスイッチング電源装置。
第１のスイッチング手段の両端または第２のスイッチング手段の両端またはその両方にコンデンサを接続し、前記第１のスイッチング手段と第２のスイッチング手段を両方ともオフになる期間を持ち、交互にオンオフを繰り返すようにする請求項１記載のスイッチング電源装置。