JP2943269B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は産業用や民生用の各種電子機器に直流安定化
電圧を供給するスイッチング電源装置に関するものであ
る。
電圧を供給するスイッチング電源装置に関するものであ
る。
従来の技術 近年、スイッチング電源装置はその高効率なエネルギ
ー変換特性から、産業用や民生用の各種電子機器への直
流安定化電源として多用されているものの、より小型で
高効率なものが強く求められている。以下に従来のスイ
ッチング電源装置について説明する。
ー変換特性から、産業用や民生用の各種電子機器への直
流安定化電源として多用されているものの、より小型で
高効率なものが強く求められている。以下に従来のスイ
ッチング電源装置について説明する。
従来のスイッチング電源装置共通の技術的課題である
スイッチング損失の低減とスイッチング周波数の高周波
化を達成する手段として、本発明者はすでに第３図に示
すような回生方式フライバック型スイッチング電源装置
を開発した。第３図において、１は入力直流電源であ
り、交流電圧を整流平滑することで、もしくは電池等で
構成される。この入力電圧をEiとする。２はトランスで
あり、１次巻線21と２次巻線22を有する。１次巻線21と
２次巻線22の巻線比をn:1とする。３は第１のスイッチ
手段であり、スイッチ素子31とダイオード32で構成され
る。４は第２のスイッチ手段であり、スイッチ素子41と
ダイオード42で構成される。5,7はコンデンサ、８は整
流平滑回路であり、ダイオード81とコンデンサ82で構成
され、負荷９へ出力電圧Eoを供給する。10は制御駆動回
路であり、出力電圧Eoを検知しこれを安定化すべく所定
のオンオフ比の駆動パルスをスイッチ素子31および41へ
出力する。第４図は第３図のスイッチング電源装置の各
部動作波形図であり、V1は１次巻線21の両端電圧、I1は
１次巻線21に流れる１次電流、I2は２次巻線22に流れる
２次電流、φはトランス２の磁束を示す。以下に第４図
を参照しながら第３図に示したスイッチング電源装置の
動作を説明する。
スイッチング損失の低減とスイッチング周波数の高周波
化を達成する手段として、本発明者はすでに第３図に示
すような回生方式フライバック型スイッチング電源装置
を開発した。第３図において、１は入力直流電源であ
り、交流電圧を整流平滑することで、もしくは電池等で
構成される。この入力電圧をEiとする。２はトランスで
あり、１次巻線21と２次巻線22を有する。１次巻線21と
２次巻線22の巻線比をn:1とする。３は第１のスイッチ
手段であり、スイッチ素子31とダイオード32で構成され
る。４は第２のスイッチ手段であり、スイッチ素子41と
ダイオード42で構成される。5,7はコンデンサ、８は整
流平滑回路であり、ダイオード81とコンデンサ82で構成
され、負荷９へ出力電圧Eoを供給する。10は制御駆動回
路であり、出力電圧Eoを検知しこれを安定化すべく所定
のオンオフ比の駆動パルスをスイッチ素子31および41へ
出力する。第４図は第３図のスイッチング電源装置の各
部動作波形図であり、V1は１次巻線21の両端電圧、I1は
１次巻線21に流れる１次電流、I2は２次巻線22に流れる
２次電流、φはトランス２の磁束を示す。以下に第４図
を参照しながら第３図に示したスイッチング電源装置の
動作を説明する。
期間１において、第１のスイッチ手段３がオンの時第
２のスイッチ手段４はオフであり、１次巻線21には入力
電圧Eiが印加され、１次電流I1は直線的に増加しトラン
ス２に励磁エネルギーを蓄える。
２のスイッチ手段４はオフであり、１次巻線21には入力
電圧Eiが印加され、１次電流I1は直線的に増加しトラン
ス２に励磁エネルギーを蓄える。
期間２において、第１のスイッチ手段３がターンオフ
すると、コンデンサ７およびトランス２の励磁インダク
タンスが共振し、トランス２の各巻線電圧が反転する。
１次巻線電圧V1がコンデンサ５の両端電圧になると、第
２のスイッチ手段４はターンオンし、期間３へ移行す
る。
すると、コンデンサ７およびトランス２の励磁インダク
タンスが共振し、トランス２の各巻線電圧が反転する。
１次巻線電圧V1がコンデンサ５の両端電圧になると、第
２のスイッチ手段４はターンオンし、期間３へ移行す
る。
期間３において、トランス２に蓄えられた励磁エネル
ギーは１次巻線21から第２のスイッチ手段４を介してコ
ンデンサ５へ放出されるとともに、２次巻線22からは出
力電圧Eoとして整流平滑回路８を介して負荷９へ放出さ
れる。この時１次電流I1は第１のスイッチ手段３のター
ンオフ直前の電流値を初期値としてほぼ直線的に減少
し、２次電流I2はゼロから流れだし増加する。コンデン
サ５の静電容量が十分大きければ、その電圧は１次巻線
21のフライバック電圧をnEoにクランプし、サージ電圧
の発生はほとんどなくなる。１次電流I1はやがてゼロを
下回り、逆方向すなわちコンデンサ５から１次巻線21へ
放電する方向に流れる。定常動作においては、コンデン
サ５の両端電圧は安定であるから、その充放電電流の平
均値はゼロとなる。
ギーは１次巻線21から第２のスイッチ手段４を介してコ
ンデンサ５へ放出されるとともに、２次巻線22からは出
力電圧Eoとして整流平滑回路８を介して負荷９へ放出さ
れる。この時１次電流I1は第１のスイッチ手段３のター
ンオフ直前の電流値を初期値としてほぼ直線的に減少
し、２次電流I2はゼロから流れだし増加する。コンデン
サ５の静電容量が十分大きければ、その電圧は１次巻線
21のフライバック電圧をnEoにクランプし、サージ電圧
の発生はほとんどなくなる。１次電流I1はやがてゼロを
下回り、逆方向すなわちコンデンサ５から１次巻線21へ
放電する方向に流れる。定常動作においては、コンデン
サ５の両端電圧は安定であるから、その充放電電流の平
均値はゼロとなる。
期間４において、第２のスイッチ手段４がターンオフ
すると、コンデンサ７およびトランス２の漏れインダク
タンスが共振し、トランス２の各巻線電圧が反転する。
１次巻線電圧V1がEiになると、第１のスイッチ手段３は
ターンオンし、期間５へ移行する。この時２次電流I
2は、トランス２の漏れインダクタンスによる慣性のた
め、流れ続ける。この最終値をI21とする。
すると、コンデンサ７およびトランス２の漏れインダク
タンスが共振し、トランス２の各巻線電圧が反転する。
１次巻線電圧V1がEiになると、第１のスイッチ手段３は
ターンオンし、期間５へ移行する。この時２次電流I
2は、トランス２の漏れインダクタンスによる慣性のた
め、流れ続ける。この最終値をI21とする。
期間５において、第１のスイッチ手段３およびダイオ
ード81がオンであるから、１次電流I1は−I21/nを初期
値として急峻に増加し、２次電流I2は逆に減少する。２
次電流I2がゼロになるとダイオード81はオフし期間１へ
戻る。
ード81がオンであるから、１次電流I1は−I21/nを初期
値として急峻に増加し、２次電流I2は逆に減少する。２
次電流I2がゼロになるとダイオード81はオフし期間１へ
戻る。
以上の動作を通じて、スイッチ手段３のオン期間（期
間１及び期間５）をTon、オフ期間をToffとすると、お
よそ次式が成り立つ。
間１及び期間５）をTon、オフ期間をToffとすると、お
よそ次式が成り立つ。
Ei×Ton＝nEo×Toff すなわち、スイッチ手段３のオンオフ比を調整するこ
とで出力電圧Eoを安定化制御することができる。又、期
間３での消磁及び逆励磁によって期間４での電圧反転の
エネルギーが蓄えられ、ゼロクロスターンオンが可能と
なる。
とで出力電圧Eoを安定化制御することができる。又、期
間３での消磁及び逆励磁によって期間４での電圧反転の
エネルギーが蓄えられ、ゼロクロスターンオンが可能と
なる。
発明が解決しようとする課題 しかしながら上記の従来の構成では、ゼロクロスター
ンオンさせるために期間３で十分な逆励磁エネルギーを
蓄えなければならず、トランス２の励磁インダクタンス
を小さく設定し、１次電流I1の振幅を大きくしなければ
ならなかった。このため、１次側での電力損失が生じる
上、ゼロクロスターンオンを利用したスイッチング時の
電圧変化を緩和させることによる高周波ノイズの低減効
果の代わりに低域でのノイズ増大という問題点を有して
いた。
ンオンさせるために期間３で十分な逆励磁エネルギーを
蓄えなければならず、トランス２の励磁インダクタンス
を小さく設定し、１次電流I1の振幅を大きくしなければ
ならなかった。このため、１次側での電力損失が生じる
上、ゼロクロスターンオンを利用したスイッチング時の
電圧変化を緩和させることによる高周波ノイズの低減効
果の代わりに低域でのノイズ増大という問題点を有して
いた。
本発明は上記課題を解決するもので、従来の電力回生
型スイッチング電源装置の持つ長所である強力な電圧ク
ランプ能力とゼロクロスターンオンと高周波ノイズの低
減効果を継承しながら、必要以上に励磁インダクタンス
を小さく設定せず１次電流の振幅を小さくし、より高効
率で低ノイズなスイッチング電源装置を提供することを
目的とする。
型スイッチング電源装置の持つ長所である強力な電圧ク
ランプ能力とゼロクロスターンオンと高周波ノイズの低
減効果を継承しながら、必要以上に励磁インダクタンス
を小さく設定せず１次電流の振幅を小さくし、より高効
率で低ノイズなスイッチング電源装置を提供することを
目的とする。
課題を解決するための手段 この目的を達成するために本発明のスイッチング電源
装置は、直流入力電源と、少なくとも１次巻線と１つ以
上の２次巻線を有するトランスと、前記直流入力電源の
両端に接続されたインダクタンス素子と前記トランスの
１次巻線と第１のスイッチ手段の直列回路と、前記イン
ダクタンス素子と前記トランスの１次巻線の直列回路の
両端に、並列接続した第２のスイッチ手段とコンデンサ
の直列回路と、前記トランスの２次巻線に発生するフラ
イバック電圧を整流平滑し負荷へ直流出力電圧を供給す
る整流平滑回路と、前記第１及び第２のスイッチ手段を
交互に所定のオンオフ比で駆動する制御駆動回路と、前
記第１のスイッチ手段の両端、又は、直列接続された前
記インダクタンス素子と前記トランスの１次巻線の両
端、又は、前記第２のスイッチ手段の両端の少なくとも
１カ所以上にコンデンサを接続した構成とするものであ
る。
装置は、直流入力電源と、少なくとも１次巻線と１つ以
上の２次巻線を有するトランスと、前記直流入力電源の
両端に接続されたインダクタンス素子と前記トランスの
１次巻線と第１のスイッチ手段の直列回路と、前記イン
ダクタンス素子と前記トランスの１次巻線の直列回路の
両端に、並列接続した第２のスイッチ手段とコンデンサ
の直列回路と、前記トランスの２次巻線に発生するフラ
イバック電圧を整流平滑し負荷へ直流出力電圧を供給す
る整流平滑回路と、前記第１及び第２のスイッチ手段を
交互に所定のオンオフ比で駆動する制御駆動回路と、前
記第１のスイッチ手段の両端、又は、直列接続された前
記インダクタンス素子と前記トランスの１次巻線の両
端、又は、前記第２のスイッチ手段の両端の少なくとも
１カ所以上にコンデンサを接続した構成とするものであ
る。
作 用 この構成によって、オフ期間中の逆励磁エネルギー
と、トランスの漏れインダクタンスによっていたゼロク
ロスターンオンが、インダクタンス素子に蓄えられたエ
ネルギーを利用することにより、共振電圧の振幅を増大
させ、その条件を容易にすることができる。
と、トランスの漏れインダクタンスによっていたゼロク
ロスターンオンが、インダクタンス素子に蓄えられたエ
ネルギーを利用することにより、共振電圧の振幅を増大
させ、その条件を容易にすることができる。
実施例 以下本発明の一実施例について、図面を参照しながら
説明する。
説明する。
第１図は本発明の一実施例におけるスイッチング電源
装置の回路構成図である。第１図において、１は入力直
流電源であり、交流電圧を整流平滑することで、もしく
は電池等で構成される。この入力電圧をEiとする。２は
トランスであり、１次巻線21と２次巻線22を有する。１
次巻線21と２次巻線22の巻数比をn:1とする。又、１次
巻線21の励磁インダクタンスをL1とする。３は第１のス
イッチ手段であり、スイッチ素子31とダイオード32で構
成される。４は第２のスイッチ手段であり、スイッチ素
子41とダイオード42で構成される。５はコンデンサ、６
はインダクタンス素子であり、そのインダクタンスを
Ｌ′とする。７はコンデンサ、８は整流平滑回路であ
り、ダイオード81とコンデンサ82で構成され、負荷９へ
出力電圧Eoを供給する。10は制御駆動回路であり、出力
電圧Eoを検知しこれを安定化すべく所定のオンオフ比の
駆動パルスをスイッチ素子31および41へ出力する。第２
図は第１図のスイッチング電源装置の各部動作波形図で
あり、V1は１次巻線21の両端電圧、VLはインダクタンス
素子６の両端電圧、I1は１次巻線21に流れる１次電流、
I2は２次巻線22に流れる２次電流、φはトランス２の磁
束を示す。以下に第２図を参照しながら第１図に示した
スイッチング電源装置の動作を説明する。
装置の回路構成図である。第１図において、１は入力直
流電源であり、交流電圧を整流平滑することで、もしく
は電池等で構成される。この入力電圧をEiとする。２は
トランスであり、１次巻線21と２次巻線22を有する。１
次巻線21と２次巻線22の巻数比をn:1とする。又、１次
巻線21の励磁インダクタンスをL1とする。３は第１のス
イッチ手段であり、スイッチ素子31とダイオード32で構
成される。４は第２のスイッチ手段であり、スイッチ素
子41とダイオード42で構成される。５はコンデンサ、６
はインダクタンス素子であり、そのインダクタンスを
Ｌ′とする。７はコンデンサ、８は整流平滑回路であ
り、ダイオード81とコンデンサ82で構成され、負荷９へ
出力電圧Eoを供給する。10は制御駆動回路であり、出力
電圧Eoを検知しこれを安定化すべく所定のオンオフ比の
駆動パルスをスイッチ素子31および41へ出力する。第２
図は第１図のスイッチング電源装置の各部動作波形図で
あり、V1は１次巻線21の両端電圧、VLはインダクタンス
素子６の両端電圧、I1は１次巻線21に流れる１次電流、
I2は２次巻線22に流れる２次電流、φはトランス２の磁
束を示す。以下に第２図を参照しながら第１図に示した
スイッチング電源装置の動作を説明する。
期間１において、第１のスイッチ手段３がオンの時第
２のスイッチ手段４はオフであり、１次巻線21には入力
電圧EiL1/（L1＋Ｌ′）が印加され、インダクタンス素
子６には入力電圧EiL′／（L1＋Ｌ′）が印加され、１
次電流I1は直線的に増加しトランス２及びインダクタン
ス素子６に励磁エネルギーを蓄える。
２のスイッチ手段４はオフであり、１次巻線21には入力
電圧EiL1/（L1＋Ｌ′）が印加され、インダクタンス素
子６には入力電圧EiL′／（L1＋Ｌ′）が印加され、１
次電流I1は直線的に増加しトランス２及びインダクタン
ス素子６に励磁エネルギーを蓄える。
期間２において、第１のスイッチ手段３がターンオフ
すると、コンデンサ７およびトランス２の励磁インダク
タンスが共振し、トランス２の各巻線電圧が反転する。
１次巻線電圧V1がコンデンサ５の両端電圧Ecになると、
第２のスイッチ手段４はターンオンし、期間３へ移行す
る。
すると、コンデンサ７およびトランス２の励磁インダク
タンスが共振し、トランス２の各巻線電圧が反転する。
１次巻線電圧V1がコンデンサ５の両端電圧Ecになると、
第２のスイッチ手段４はターンオンし、期間３へ移行す
る。
期間３において、トランス２に蓄えられた励磁エネル
ギーは１次巻線21から第２のスイッチ手段４を介してコ
ンデンサ５へ放出されるとともに、２次巻線22からは出
力電圧Eoとして整流平滑回路８を介して負荷９へ放出さ
れる。この時１次電流I1は第１のスイッチ手段３のター
ンオフ直前の電流値を初期値として傾き（nEo−Ec）/
L′でほぼ直線的に減少し、２次電流I2はOAから流れだ
し増加する。コンデンサ５の静電容量が十分大きけれ
ば、スイッチ手段３の電圧をEi＋Ecにクランプし、サー
ジ電圧の発生はほとんどなくなる。１次電流I1はやかで
ゼロを下回り、逆方向すなわちコンデンサ５から１次巻
線21へ放電する方向に流れる。定常動作においては、コ
ンデンサ５の両端電圧Ecは安定であるから、その充放電
電流の平均値はゼロとなる。
ギーは１次巻線21から第２のスイッチ手段４を介してコ
ンデンサ５へ放出されるとともに、２次巻線22からは出
力電圧Eoとして整流平滑回路８を介して負荷９へ放出さ
れる。この時１次電流I1は第１のスイッチ手段３のター
ンオフ直前の電流値を初期値として傾き（nEo−Ec）/
L′でほぼ直線的に減少し、２次電流I2はOAから流れだ
し増加する。コンデンサ５の静電容量が十分大きけれ
ば、スイッチ手段３の電圧をEi＋Ecにクランプし、サー
ジ電圧の発生はほとんどなくなる。１次電流I1はやかで
ゼロを下回り、逆方向すなわちコンデンサ５から１次巻
線21へ放電する方向に流れる。定常動作においては、コ
ンデンサ５の両端電圧Ecは安定であるから、その充放電
電流の平均値はゼロとなる。
期間４において、第２のスイッチ手段４がターンオフ
すると、コンデンサ７およびインダクタンス素子６が共
振し、トランス２の各巻線電圧が反転する。１次巻線電
圧V1がEiになると、第１のスイッチ手段３はターンオン
し、期間５へ移行する。この時２次電流I2は、トランス
２の漏れインダクタンスによる慣性のため、流れ続け
る。この最終値をI21とする。
すると、コンデンサ７およびインダクタンス素子６が共
振し、トランス２の各巻線電圧が反転する。１次巻線電
圧V1がEiになると、第１のスイッチ手段３はターンオン
し、期間５へ移行する。この時２次電流I2は、トランス
２の漏れインダクタンスによる慣性のため、流れ続け
る。この最終値をI21とする。
期間５において、第１のスイッチ手段３およびダイオ
ード81がオンであるから、１次電流I1は−I21/nを初期
値として急峻に増加し、２次電流I2は逆に減少する。２
次電流I2がゼロになるとダイオード81はオフし期間１へ
戻る。
ード81がオンであるから、１次電流I1は−I21/nを初期
値として急峻に増加し、２次電流I2は逆に減少する。２
次電流I2がゼロになるとダイオード81はオフし期間１へ
戻る。
以上の動作を通じて、スイッチ手段３のオン期間Ton
を期間１におけるTon1と期間５におけるTon2に分け、オ
フ期間をToffとすると、およそ次式が成り立つ。
を期間１におけるTon1と期間５におけるTon2に分け、オ
フ期間をToffとすると、およそ次式が成り立つ。
Ei×（Ton1＋Ton2）＝Ec×Torr Ei×Ton1×L1＝nEo×（Ton2＋Toff）×（L1＋Ｌ′） すなわち、スイッチ手段３のオンオフ比を調整するこ
とで出力電圧Eoを安定化制御することができるのであ
る。
とで出力電圧Eoを安定化制御することができるのであ
る。
さて、このスイッチング電源装置のゼロクロスターン
オン条件が従来のスイッチング電源装置のゼロクロスタ
ーンオン条件より良くなる理由を説明する。期間４にお
いて、スイッチ手段４がターンオフする時、２次電流I2
は流れているため、従来例では電圧反転はトランス２の
漏れインダクタンスとコンデンサ８との共振によってい
た。この共振電圧の振幅は漏れインダクタンスが大き
く、コンデンサ８の静電容量が小さいほど大きくなる。
しかし漏れインダクタンスを大きくすることは、多出力
時のレギュレーション特性やトランスのエネルギー変換
効率を劣化させることになるし、コンデンサ８の静電容
量を小さくすることは、ターンオンやターンオフ時の電
圧反転の傾きを大きくし、高周波ノイズの低減効果を劣
化させることになる。これに対し、本発明の実施例で
は、インダクタンス素子６を挿入することにより、期間
３に流れる１次電流I1でインダクタンス素子６を十分励
磁でき、蓄えられたエネルギーはスイッチ手段４のター
ンオフで、電圧反転に利用できる。しかもインダクタン
ス素子６は１次側に挿入されるので、多出力にしてもレ
ギュレーション特性は劣化しない。
オン条件が従来のスイッチング電源装置のゼロクロスタ
ーンオン条件より良くなる理由を説明する。期間４にお
いて、スイッチ手段４がターンオフする時、２次電流I2
は流れているため、従来例では電圧反転はトランス２の
漏れインダクタンスとコンデンサ８との共振によってい
た。この共振電圧の振幅は漏れインダクタンスが大き
く、コンデンサ８の静電容量が小さいほど大きくなる。
しかし漏れインダクタンスを大きくすることは、多出力
時のレギュレーション特性やトランスのエネルギー変換
効率を劣化させることになるし、コンデンサ８の静電容
量を小さくすることは、ターンオンやターンオフ時の電
圧反転の傾きを大きくし、高周波ノイズの低減効果を劣
化させることになる。これに対し、本発明の実施例で
は、インダクタンス素子６を挿入することにより、期間
３に流れる１次電流I1でインダクタンス素子６を十分励
磁でき、蓄えられたエネルギーはスイッチ手段４のター
ンオフで、電圧反転に利用できる。しかもインダクタン
ス素子６は１次側に挿入されるので、多出力にしてもレ
ギュレーション特性は劣化しない。
発明の効果 以上のように本発明は、直流入力電源と、少なくとも
１次巻線と１つ以上の２次巻線を有するトランスと、前
記直流入力電源の両端に接続されたインダクタンス素子
と前記トランスの１次巻線と第１のスイッチ手段の直列
回路と、前記インダクタンス素子と前記トランスの１次
巻線の直列回路の両端に、並列接続した第２のスイッチ
手段とコンデンサの直列回路と、前記トランスの２次巻
線に発生するフライバック電圧を整流平滑し、負荷へ直
流出力電圧を供給する整流平滑回路と、前記第１及び第
２のスイッチ手段を交互に所定のオンオフ比で駆動する
制御駆動回路と、前記第１のスイッチ手段の両端、又
は、直列接続された前記インダクタンス素子と前記トラ
ンスの１次巻線の両端、又は、前記第２のスイッチ手段
の両端の少なくとも１カ所以上にコンデンサを接続した
構成を設けることにより、従来の電力回生型スイッチン
グ電源装置の持つ長所をすべて継承しながら、ゼロクロ
スターンオン条件を改善し、トランスの励磁インダクタ
ンスを大きく設定できるので、１次電流の振幅が小さく
なり、より高効率で低ノイズなスイッチング電源装置を
実現できるものである。
１次巻線と１つ以上の２次巻線を有するトランスと、前
記直流入力電源の両端に接続されたインダクタンス素子
と前記トランスの１次巻線と第１のスイッチ手段の直列
回路と、前記インダクタンス素子と前記トランスの１次
巻線の直列回路の両端に、並列接続した第２のスイッチ
手段とコンデンサの直列回路と、前記トランスの２次巻
線に発生するフライバック電圧を整流平滑し、負荷へ直
流出力電圧を供給する整流平滑回路と、前記第１及び第
２のスイッチ手段を交互に所定のオンオフ比で駆動する
制御駆動回路と、前記第１のスイッチ手段の両端、又
は、直列接続された前記インダクタンス素子と前記トラ
ンスの１次巻線の両端、又は、前記第２のスイッチ手段
の両端の少なくとも１カ所以上にコンデンサを接続した
構成を設けることにより、従来の電力回生型スイッチン
グ電源装置の持つ長所をすべて継承しながら、ゼロクロ
スターンオン条件を改善し、トランスの励磁インダクタ
ンスを大きく設定できるので、１次電流の振幅が小さく
なり、より高効率で低ノイズなスイッチング電源装置を
実現できるものである。
第１図は本発明の一実施例におけるスイッチング電源装
置の回路構成図、第２図は第１図に示した実施例の各部
動作波形図、第３図は従来のスイッチング電源装置の回
路構成図、第４図は第３図に示した従来例の各部動作波
形図である。 １……入力直流電源、２……トランス、３……第１のス
イッチ手段、４……第２のスイッチ手段、５……コンデ
ンサ、６……インダクタンス素子、７……コンデンサ、
８……整流平滑回路、９……負荷、10……制御駆動回
路。
置の回路構成図、第２図は第１図に示した実施例の各部
動作波形図、第３図は従来のスイッチング電源装置の回
路構成図、第４図は第３図に示した従来例の各部動作波
形図である。 １……入力直流電源、２……トランス、３……第１のス
イッチ手段、４……第２のスイッチ手段、５……コンデ
ンサ、６……インダクタンス素子、７……コンデンサ、
８……整流平滑回路、９……負荷、10……制御駆動回
路。
Claims (1)
- 【請求項１】直流入力電源と、少なくとも１次巻線と１
つ以上の２次巻線を有するトランスと、前記直流入力電
源の両端に接続されたインダクタンス素子と前記トラン
スの１次巻線と第１のスイッチ手段の直列回路と、前記
インダクタンス素子と前記トランスの１次巻線の直列回
路の両端に、並列接続した第２のスイッチ手段とコンデ
ンサの直列回路と、前記トランスの２次巻線に発生する
フライバック電圧を整流平滑し負荷へ直流出力電圧を供
給する整流平滑回路と、前記第１及び第２のスイッチ手
段を交互に所定のオンオフ比で駆動する制御駆動回路
と、前記第１のスイッチ手段の両端、又は、直列接続さ
れた前記インダクタンス素子と前記トランスの１次巻線
の両端、又は、前記第２のスイッチ手段の両端の少なく
とも１カ所以上にコンデンサを接続した構成からなるス
イッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19722690A JP2943269B2 (ja) | 1990-07-25 | 1990-07-25 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19722690A JP2943269B2 (ja) | 1990-07-25 | 1990-07-25 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0487560A JPH0487560A (ja) | 1992-03-19 |
| JP2943269B2 true JP2943269B2 (ja) | 1999-08-30 |
Family
ID=16370939
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19722690A Expired - Fee Related JP2943269B2 (ja) | 1990-07-25 | 1990-07-25 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2943269B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3707409B2 (ja) | 2001-09-10 | 2005-10-19 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
-
1990
- 1990-07-25 JP JP19722690A patent/JP2943269B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0487560A (ja) | 1992-03-19 |
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Legal Events
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