JPH07322613A - 電圧共振コンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【目的】 スイッチがゼロクロススイッチング可能であ
り、固定周波数でのＰＷＭ制御および固定デューティで
の周波数制御が可能であり、軽負荷持の効率が良く、ス
イッチの耐圧が低くてもよい電圧共振コンバータを提供
する。 【構成】 入力電源ＶinとグランドＧＮＤ１の間に第１
スイッチＱ１および第２スイッチＱ２を直列に接続する
と共に、それらスイッチＱ１，Ｑ２と逆向き並列にそれ
ぞれ第１ダイオードＤ１および第２ダイオードＤ２を接
続する。また、前記スイッチＱ１，Ｑ２と並列に、第１
コンデンサＣ１を接続し、かつ、トランスＴ１の１次巻
線Ｎ１および第２コンデンサＣ２の直列回路を接続す
る。また、前記トランスＴ１の２次巻線Ｎ２，Ｎ３に
は、整流ダイオードＤ３，Ｄ４および平滑コンデンサＣ
３を備えた全波整流回路を接続する。さらに、前記トラ
ンスＴ１の１次巻線Ｎ１と直列に共振インダクタＴｒを
接続する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、電圧共振コンバータに
関する。さらに詳しくは、スイッチがゼロクロススイッ
チング可能であり、固定周波数でのＰＷＭ制御および固
定デューティでの周波数制御が可能であり、軽負荷持の
効率が良く、スイッチの耐圧が低くてもよい電圧共振コ
ンバータに関する。

【０００２】

【従来の技術】図１６に、特開平２−２６１０５３号公
報に開示された電圧共振コンバータを示す。この電圧共
振コンバータ６１は、直流入力電圧Ｖinが印加される直
流入力端子と１次側グランド端子ＧＮＤ１との間に接続
されたトランスＴ１の１次巻線Ｎ１および第１スイッチ
素子Ｑ１の直列回路と、前記第１スイッチ素子Ｑ１と逆
向き並列に接続された第１ダイオードＤ１と、前記第１
スイッチ素子Ｑ１と並列に接続された第１コンデンサＣ
１と、前記第１スイッチ素子Ｑ１と並列に接続された第
２スイッチ素子Ｑ２および第２コンデンサＣ２の直列回
路と、前記第２スイッチ素子Ｑ２と同向き並列に接続さ
れた第２ダイオードＤ２と、前記トランスの２次巻線Ｎ
２に接続された整流ダイオードＤ３および平滑コンデン
サＣ３を備えた半波整流回路と、直流出力電圧Ｖout を
フィードバックする分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２と、フィードバ
ックされた直流出力電圧Ｖout により前記第１スイッチ
素子Ｑ１および第２スイッチ素子Ｑ２をオン／オフ制御
する制御回路とを具備して構成されている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】上記従来の電圧共振コ
ンバータ６１は、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２が共にゼロク
ロススイッチング可能であり、また、固定周波数でのＰ
ＷＭ制御が可能であるという利点を有している。しか
し、負荷の大きさにかかわらずトランス励磁電流を比較
的大きく設定する必要があるため、特に軽負荷持の効率
が悪い問題点がある。また、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２に
印加される最大電圧が直流入力電圧Ｖinの約２倍程度に
なるため、スイッチ素子の耐圧を高くしなければならな
い問題点がある。さらに、スイッチ素子としてＭＯＳＦ
ＥＴを使用した場合、耐圧はオン抵抗の約２．６乗に比
例するため、耐圧を高くすると、オン抵抗も大きくな
り、効率が低下する問題点がある。そこで、本発明の目
的は、スイッチがゼロクロススイッチング可能であり、
固定周波数でのＰＷＭ制御および固定デューティでの周
波数制御が可能であり、軽負荷持の効率が良く、スイッ
チの耐圧が低くてもよい電圧共振コンバータを提供する
ことにある。

【０００４】

【課題を解決するための手段】本発明の電圧共振コンバ
ータは、入力電源とグランドの間に直列に接続された第
１スイッチおよび第２スイッチと、前記第１スイッチと
逆向き並列に存在する第１ダイオードと、前記第２スイ
ッチと逆向き並列に存在する第２ダイオードと、前記ス
イッチと並列に存在する第１コンデンサと、前記２つの
スイッチの接続点とグランドの間あるいは前記２つのス
イッチの接続点と入力電源の間に接続されたトランスの
１次巻線および第２コンデンサの直列回路と、前記トラ
ンスの２次巻線に接続された２以上の整流ダイオードお
よび平滑コンデンサを備えた全波整流回路と、前記トラ
ンスの１次巻線あるいは２次巻線と直列に挿入された共
振インダクタとを具備したことを構成上の特徴とするも
のである。

【０００５】上記構成の電圧共振コンバータにおいて、
前記第１スイッチおよび第２スイッチのオン／オフのタ
イミングが逆であり、前記第１スイッチおよび第２スイ
ッチが共にオフになるデッドタイムを有し、そのデッド
タイムに前記第１スイッチおよび第２スイッチがゼロク
ロススイッチングすることが好ましい。

【０００６】また、上記構成の電圧共振コンバータにお
いて、前記第１コンデンサと前記共振インダクタのＬＣ
共振の周期Ｔr1は前記第１スイッチおよび第２スイッチ
のスイッチング周期Ｔより短く、前記第２コンデンサと
前記共振インダクタのＬＣ共振の周期Ｔr2は前記第１ス
イッチおよび第２スイッチのスイッチング周期Ｔより長
いことが好ましい。

【０００７】なお、上記構成において、前記第１コンデ
ンサは、前記スイッチの寄生キャパシタンスを利用して
も良い。また、前記スイッチと並列のダイオードは、前
記スイッチの寄生ダイオードを利用しても良い。また、
前記共振インダクタは、前記トランスのリーケージイン
ダクタンスを利用しても良い。

【０００８】

【作用】本発明の電圧共振コンバータでは、入力電源と
グランドの間に第１スイッチと第２スイッチを直列に接
続すると共に、それらスイッチと逆向き並列にそれぞれ
第１ダイオードと第２ダイオードとを接続する。また、
前記スイッチと並列に、第１コンデンサを接続し、か
つ、トランスの１次巻線と第２コンデンサの直列回路を
接続する。また、前記トランスの２次巻線には、２以上
の整流ダイオードおよび平滑コンデンサを備えた全波整
流回路を接続する。さらに、前記トランスの１次巻線あ
るいは２次巻線と直列に、共振インダクタを接続する。
このように構成し、第１スイッチおよび第２スイッチの
オン／オフのタイミングを逆にしてスイッチングし、そ
のスイッチング周波数を固定してＰＷＭ制御を行うか又
は固定デューティでスイッチング周波数制御を行い、出
力電圧を安定化する。また、スイッチングはゼロクロス
スイッチングを行う。

【０００９】ここで、第１スイッチおよび第２スイッチ
が共にオフになるデッドタイムを設けると、確実にゼロ
クロススイッチングが可能となる。また、Ｔr1＜Ｔ＜Ｔ
r2とすることにより、ＰＷＭ制御が容易になる。

【００１０】

【実施例】以下、図に示す実施例により本発明をさらに
詳細に説明する。なお、これにより本発明が限定される
ものではない。

【００１１】−第１実施例− 図１は、本発明の電圧共振コンバータの第１実施例の回
路図である。この電圧共振コンバータ１において、直流
入力電圧Ｖinが印加される直流入力端子と１次側グラン
ド端子ＧＮＤ１との間に、第１スイッチ素子Ｑ１と第２
スイッチ素子Ｑ２とが直列に接続されている。これら第
１スイッチ素子Ｑ１および第２スイッチ素子Ｑ２は、Ｍ
ＯＳＦＥＴで構成されている。前記第１スイッチ素子Ｑ
１には、逆向き並列に第１ダイオードＤ１が接続されて
いる。また、前記第２スイッチ素子Ｑ２には、逆向き並
列に第２ダイオードＤ２が接続されている。なお、前記
第１スイッチ素子Ｑ１および第２スイッチ素子Ｑ２がＭ
ＯＳＦＥＴで構成されている場合、それらの寄生ダイオ
ードにより前記第１ダイオードＤ１および第２ダイオー
ドＤ２を構成することが出来る。

【００１２】前記第１スイッチ素子Ｑ１には、並列に第
１コンデンサＣ１が接続されている。なお、前記第２ス
イッチ素子Ｑ２と並列にコンデンサを接続してもよい。
前記第１スイッチ素子Ｑ１および第２スイッチ素子Ｑ２
がＭＯＳＦＥＴで構成されている場合、それらの出力キ
ャパシタンスが並列コンデンサになる。ここでは、働き
が同じであるため、第１コンデンサＣ１のみ考慮する。
また、前記第１スイッチ素子Ｑ１には、並列に共振イン
ダクタＬｒとトランスＴ１の１次巻線Ｎ１と第２コンデ
ンサＣ２との直列回路が接続されている。前記共振イン
ダクタＬｒは、前記トランスＴ１のリーケージインダク
タンスだけで構成することが出来る。前記第１コンデン
サＣ１のキャパシタンスをＣ１とし，前記第２コンデン
サＣ２のキャパシタンスをＣ２とするとき、Ｃ１＜Ｃ２
である。前記第１スイッチ素子Ｑ１および第２スイッチ
素子Ｑ２のゲートは、制御回路ＳＣに接続されている。

【００１３】前記制御回路ＳＣは、帰還回路ＦＢからフ
ィードバックされる直流出力電圧Ｖout に基づいて前記
第１スイッチ素子Ｑ１および第２スイッチ素子Ｑ２をオ
ン／オフ制御する。前記第１コンデンサＣ１と前記共振
インダクタＬｒのＬＣ共振の周期をＴr1（＝２π√｛Ｌ
ｒ・Ｃ１｝）とし，前記第２コンデンサＣ２と前記共振
インダクタＬｒのＬＣ共振の周期をＴr2（＝２π√｛Ｌ
ｒ・Ｃ２｝）とし，前記第１スイッチ素子Ｑ１および第
２スイッチ素子Ｑ２のスイッチング周期をＴとすると
き、Ｔr1＜Ｔ＜Ｔr2が成立している。

【００１４】前記トランスＴ１の２次巻線は、中間タッ
プによって２つの巻線Ｎ２，Ｎ３に分割されている。中
間タップ側でない巻線Ｎ２，Ｎ３の端部は、それぞれ第
１整流ダイオードＤ３，第２整流ダイオードＤ４の一端
に接続されている。前記第１整流ダイオードＤ３の他端
と第２整流ダイオードＤ４の他端は接続され、その接続
点は平滑コンデンサＣ３の一端に接続されている。ま
た、前記中間タップは、前記平滑コンデンサＣ３の他端
に接続されている。しかして、前記巻線Ｎ２，Ｎ３と前
記整流ダイオードＤ３，Ｄ４と前記平滑コンデンサＣ３
とで全波整流回路が構成されている。そして、前記平滑
コンデンサＣ３の両端が、直流出力電圧Ｖout を出力す
る直流出力端子と２次側グランド端子ＧＮＤ２とになっ
ている。

【００１５】帰還回路ＦＢは、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２で分
圧した直流出力電圧Ｖout を前記制御回路ＳＣにフィー
ドバックする。

【００１６】図２は、前記制御回路ＳＣおよび帰還回路
ＦＢの構成例の回路図である。前記帰還回路ＦＢは、電
流制限抵抗Ｒ３と，フォトカプラＰＣ１のフォトダイオ
ード部と，市販の基準電圧ＩＣ（ＺＤ１）とから構成さ
れている。前記制御回路ＳＣは、バイアス抵抗Ｒ４およ
びＲ５と，フォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタ部
と，市販のＰＷＭ制御ＩＣと，ダイオードＤ５および抵
抗Ｒ６と，ダイオードＤ６および抵抗Ｒ７と，ドライブ
トランスＴ２とから構成されている。

【００１７】前記ＰＷＭ制御ＩＣからは、前記第１スイ
ッチ素子Ｑ１および第２スイッチ素子Ｑ２をオン／オフ
するための方形波のパルス電圧が出力されている。その
パルス電圧のパルス幅は、前記直流出力電圧Ｖout が低
くなると狭くなり、前記直流出力電圧Ｖout が高くなる
と広くなる。また、前記スイッチング周期Ｔに対する前
記第１スイッチ素子Ｑ１のオン期間をデューティＤとす
ると、前記デューティＤの最小値は０．５以上に設定さ
れている。

【００１８】前記ダイオードＤ６および抵抗Ｒ７は、前
記ＰＷＭ制御ＩＣからの方形波のパルス電圧の立ち上り
を遅らせて前記第１スイッチ素子Ｑ１に伝える。また、
前記ダイオードＤ５および抵抗Ｒ６は、前記ＰＷＭ制御
ＩＣからの方形波のパルス電圧の立ち下りを遅らせて前
記ドライブトランスＴ２に伝える。そのドライブトラン
スＴ２は、前記ＰＷＭ制御ＩＣからの方形波のパルス電
圧を反転して前記第２スイッチ素子Ｑ２に伝える。従っ
て、第２スイッチ素子Ｑ２のオン／オフのタイミング
は、前記第１スイッチ素子Ｑ１のオン／オフのタイミン
グと逆になっている。

【００１９】図３は、上記電圧共振コンバータ１の等価
回路図である。簡略化のため、絶縁型回路を非絶縁型に
変換し、前記トランスＴ１の２次側回路を１次側に換算
し、負荷抵抗と平滑コンデンサＣ３の代わりに直流出力
電圧Ｖout に巻数比Ｎ（＝Ｎ１／Ｎ２＝Ｎ１／Ｎ３）を
乗じたＮ・Ｖout の電圧源を配置し、前記トランスＴ１
の励磁インダクタンスをＬn1で表し、前記第２コンデン
サＣ２を電圧源Ｖc2で表した。また、スイッチング周期
Ｔ≪Ｔr2のときは定常状態において第２コンデンサＣ２
の両端の電圧はほとんど変化しないため、前記第２コン
デンサＣ２を電圧源Ｖc2で表した。この電圧源Ｖc2の電
圧値は、Ｖin（１−Ｄ）で表すことが出来る。

【００２０】次に、図４のタイミングチャートおよび図
５〜図１１の等価回路図を参照して上記電圧共振コンバ
ータ１の動作を説明する。図４の（ａ）（ｂ）に示すよ
うに、第１スイッチ素子Ｑ１と第２スイッチ素子Ｑ２
は、逆のタイミングでオン／オフしている。なお、前記
デューティＤが０．５よりやや大きいとしている。前記
ダイオードＤ５および抵抗Ｒ６と，前記ダイオードＤ６
および抵抗Ｒ７とが、前記ＰＷＭ制御ＩＣからの方形波
のパルス電圧を遅らせる働きをするため、第１スイッチ
素子Ｑ１のオン期間と第２スイッチ素子Ｑ２のオン期間
の間には、両方のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２がオフとなる
デッドタイムが発生している。このデッドタイムの長さ
が、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２がゼロ電圧スイッチングを
達成するために必要な長さになるように抵抗Ｒ５，Ｒ６
を選択する。

【００２１】＜時刻ｔ0＞図５に示すように、第１スイ
ッチ素子Ｑ１はオフであり、第２スイッチ素子Ｑ２はオ
フからオンになる。整流ダイオードＤ３，Ｄ４は、共に
オフである。Ｖin→Ｌｒ→Ｖc2→Ｌn1→ＧＮＤの経路で
電流Ｉlrが流れて、トランスＴ１を励磁する。 ＜時刻ｔ0〜時刻ｔ1＞図６に示すように、第１スイッチ
素子Ｑ１はオフであり、第２スイッチ素子Ｑ２はオンで
ある。整流ダイオードＤ３がオンとなり、整流ダイオー
ドＤ４はオフである。共振インダクタＬｒを流れる電流
Ｉlrは、トランスＴ１の励磁電流（Ｉln１）と，整流ダ
イオードＤ３を流れる電流（Ｉd3）の和となる。整流ダ
イオードＤ３を流れる電流（Ｉd3）は図４の（ｇ）に示
すように直線的に増加し、電流Ｉlrも図４の（ｄ）に示
すように直線的に増加する。 Ｉlr＝Ｉlr(ｔ0)＋Ｉln１＋Ｉd3 ＝Ｉlr(t0)＋(Ｖin-Ｖc2)/(Ｌr+Ｌn1)＋(Ｖin-Ｖc2-Ｎ・
Ｖout)ｔ/Ｌr である。

【００２２】＜時刻ｔ1＞図７に示すように、第１スイ
ッチ素子Ｑ１はオフであり、第２スイッチ素子Ｑ２はオ
ンからオフになる。整流ダイオードＤ３がオンであり、
整流ダイオードＤ４はオフである。Ｃ１→Ｌｒ→Ｖc2→
Ｌn1→ＧＮＤの経路で電流Ｉlrが流れ続ける。 ＜時刻ｔ1〜時刻ｔ2＞図７の等価回路であり、第１コン
デンサＣ１と共振インダクタＬｒのＬＣ共振の周期Ｔr1
（＝２π√｛Ｌｒ・Ｃ１｝）に応じて第１コンデンサＣ
１に蓄積していた電荷が引き抜かれ、電流Ｉlrが減少す
る。図４の（ｇ）に示すように、整流ダイオードＤ３を
流れていた電流（Ｉd3）も減少する。

【００２３】＜時刻ｔ2＞図８に示すように、第１スイ
ッチ素子Ｑ１はオフであり、第２スイッチ素子Ｑ２はオ
フである。整流ダイオードＤ３がオンであり、整流ダイ
オードＤ４はオフである。第１コンデンサＣ１と共振イ
ンダクタＬｒのＬＣ共振によって第１スイッチＱ１のド
レイン電圧が０以下になると、第１ダイオードＤ１が導
通する。従って、図４の（ｄ）に示すようにＱ１ドレイ
ン電圧は０になる。ＬＣ共振によって、電流Ｉlrは流れ
ている。また、図４の（ｇ）に示すように、整流ダイオ
ードＤ３にも電流（Ｉd3）が流れている。 ＜時刻ｔ2〜時刻ｔ3＞図８の等価回路であり、ＬＣ共振
によって、電流Ｉlrが減少しながら流れ続ける。また、
整流ダイオードＤ３にも電流（Ｉd3）が減少しながら流
れる。 Ｉlr＝Ｉlr(ｔ2)＋Ｉln１＋Ｉd3 ＝Ｉlr(t2)＋(-Ｖc2)(tーt2)/(Ｌr+Ｌn1)＋(-Ｖc2-Ｎ・Ｖ
out)(tーt2)/Ｌr である。

【００２４】＜時刻ｔ3＞図９に示すように、第１スイ
ッチ素子Ｑ１はオフからオンになり、第２スイッチ素子
Ｑ２はオフである。図４の（ｄ）に示すようにＱ１ドレ
イン電圧は０であるから、第１スイッチ素子Ｑ１のゼロ
クロススイッチングを達成できる。ＬＣ共振によって、
電流Ｉlrは流れている。図４の（ｇ）に示すように、整
流ダイオードＤ３を流れていた電流（Ｉd3）は０にな
り、整流ダイオードＤ３がオンからオフになり、整流ダ
イオードＤ４がオフからオンになる。 ＜時刻ｔ3〜時刻ｔ4＞図１０に示すように、第１スイッ
チ素子Ｑ１はオンであり、第２スイッチ素子Ｑ２はオフ
である。整流ダイオードＤ３はオフであり、整流ダイオ
ードＤ４はオンである。ＬＣ共振によって共振インダク
タＬｒを流れる電流Ｉlrは、トランスＴ１の励磁電流
（Ｉln１）と，整流ダイオードＤ４を流れる電流（Ｉd
4）の和となる。整流ダイオードＤ４を流れる電流（Ｉd
4）は図４の（ｈ）に示すように直線的に増加する。そ
こで、電流Ｉlrも図４の（ｄ）に示すように変化する。 Ｉlr＝Ｉlr(ｔ3)＋Ｉln１＋Ｉd4 ＝Ｉlr(t3)＋(-Ｖc2)(tーt3)/(Ｌr+Ｌn1)＋(-Ｖc2+Ｎ・Ｖ
out)(tーt3)/Ｌr である。

【００２５】＜時刻ｔ4＞図１１に示すように、第１ス
イッチ素子Ｑ１はオンからオフになり、第２スイッチ素
子Ｑ２はオフである。整流ダイオードＤ３はオフであ
り、整流ダイオードＤ４はオンである。ＬＣ共振によっ
て電流Ｉlrが流れる。また、整流ダイオードＤ４にも電
流（Ｉd4）が流れる。 ＜時刻ｔ4〜時刻ｔ5＞図１１の等価回路であり、ＬＣ共
振によって電流Ｉlrが流れ、第１コンデンサＣ１に電荷
が蓄積され、図４の（ｃ）に示すようにＱ１ドレイン電
圧（第１スイッチ素子Ｑ１のドレイン電圧）が上昇す
る。Ｑ１ドレイン電圧の上昇につれ、整流ダイオードＤ
４の電流（Ｉd4）は減少する。

【００２６】＜時刻ｔ5＞図１２に示すように、第１ス
イッチ素子Ｑ１はオフであり、第２スイッチ素子Ｑ２は
オフである。整流ダイオードＤ３がオフであり、整流ダ
イオードＤ４はオンである。第１コンデンサＣ１と共振
インダクタＬｒのＬＣ共振によって第１スイッチＱ１の
ドレイン電圧がＶin以上になると、第２ダイオードＤ２
が導通する。従って、図４の（ｄ）に示すようにＱ１ド
レイン電圧はＶinになる。ＬＣ共振によって、電流Ｉlr
は流れている。また、図４の（ｈ）に示すように、整流
ダイオードＤ４にも電流（Ｉd4）が流れている。 ＜時刻ｔ5〜時刻ｔ6＞図１２の等価回路であり、ＬＣ共
振によって電流Ｉlrが流れ続ける。また、整流ダイオー
ドＤ４にも電流（Ｉd4）が減少しながら流れる。 Ｉlr＝Ｉlr(ｔ5)＋Ｉln１＋Ｉd4 ＝Ｉlr(t5)＋(Vin-Vc2)(tーt5)/(Lr+Ln1)＋（Ｖｉｎ−Ｖ
ｃ２−Ｎ・Ｖｏｕｔ）（ｔーｔ５）／Ｌｒ である。

【００２７】＜時刻ｔ６＞図１３に示すように、第１ス
イッチ素子Ｑ１はオフであり、第２スイッチ素子Ｑ２は
オフからオンになる。図４の（ｄ）に示すようにＱ１ド
レイン電圧はＶinであるから、第２スイッチ素子Ｑ２の
ゼロクロススイッチングを達成できる。ＬＣ共振によっ
て、電流Ｉlrは流れている。図４の（ｈ）に示すよう
に、整流ダイオードＤ４を流れていた電流（Ｉd4）は０
になり、整流ダイオードＤ４がオンからオフになり、整
流ダイオードＤ３がオフからオンになる。 ＜時刻ｔ6以後＞時刻ｔ６以後は、時刻ｔ０以後の動作
が繰り返される。

【００２８】上記電圧共振コンバータ１では、デューテ
ィＤ＝０．５のときに直流出力電圧Ｖout が最も大きく
なり、デューティＤ＞０．５またはデューティＤ＜０．
５になると直流出力電圧Ｖout は低下するから、直流入
力電圧Ｖinが低下したり負荷が重くなったときはデュー
ティＤを０．５に近づけ、直流入力電圧Ｖinが上昇した
り負荷が軽くなったときはデューティＤを０．５から遠
ざければ、容易に直流出力電圧Ｖout を安定化できる。
また、スイッチング周期Ｔが短くなると直流出力電圧Ｖ
out が低下する性質があるから、デューティＤを固定し
ておき、スイッチング周波数を制御することによっても
直流出力電圧Ｖout を安定化できる。このとき、デュー
ティＤを０．５に固定しておくとトランスＴ１の偏磁が
ないため、トランスコアの利用効率が良く且つヒステリ
シス損を低減できるメリットがある。

【００２９】−第２実施例− 図１４は、本発明の電圧共振コンバータの第２実施例の
回路図である。この電圧共振コンバータ１１は、第１実
施例の電圧共振コンバータ１における共振インダクタＬ
ｒの代りに、トランスＴ１の２次側に共振インダクタＬ
r1，Ｌr2を設けたものである。この電圧共振コンバータ
１１も、第１実施例の電圧共振コンバータ１と同様に動
作する。

【００３０】−比較例− 図１５は、トランスＴ１の２次側を半波整流型にした比
較例の電圧共振コンバータ５１の回路図である。この比
較例の電圧共振コンバータ５１のようにトランスＴ１の
２次側を半波整流型にすると、共振インダクタＬｒと整
流ダイオードＤ３の寄生容量の直列共振によって、整流
ダイオードＤ３の両端に不要な振動電圧が発生するデメ
リットがある。一方、本発明の電圧共振コンバータ１，
１１のようにトランスＴ１の２次側を全波整流型にする
と、整流ダイオードＤ３，Ｄ４がお互いの振動電圧をク
ランプするため、振動電圧を十分に抑制できる。

【００３１】

【発明の効果】本発明の電圧共振コンバータによれば、
以下の効果が得られる。 スイッチがゼロクロススイッチング可能であるため、
スイッチング損失やスイッチングノイズを小さく出来
る。 固定周波数でのＰＷＭ制御が容易である。また、固定
デューティでの周波数制御も可能であり、このときはト
ランスの偏磁を防止し、ヒステリシス損を低減できる。 軽負荷時には１次側回路の共振電流が減少するため、
軽負荷時でも効率が良い。 スイッチには入力電圧以上の電圧が加わらないため、
スイッチの耐圧が低くてもよい。このため、ＭＯＳＦＥ
Ｔを使用したときの損失を低減できる。特に、ドレイン
耐圧１００Ｖ以下では低電圧駆動が可能なロジックレベ
ルＭＯＳＦＥＴが使用可能であり、ドライブ電力を約１
／２にできる。

【００３２】回路構成がシンプルで部品点数が少な
い。 回路動作のほとんどの期間において直線近似が可能な
ため、共振型回路としては解析が容易である。 全波整流型としたため、整流ダイオードがお互いの振
動電圧をクランプし、不要な振動電圧を抑制できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の電圧共振コンバータの第１実施例を示
す回路図である。

【図２】図１の電圧共振コンバータにおける帰還回路と
制御回路とを示す回路図である。

【図３】図１の電圧共振コンバータの等価回路図であ
る。

【図４】図１の電圧共振コンバータの動作を説明するた
めの波形図である。

【図５】図１の電圧共振コンバータの時刻t0での状態を
示す等価回路図である。

【図６】図１の電圧共振コンバータの時刻t0〜t1での状
態を示す等価回路図である。

【図７】図１の電圧共振コンバータの時刻t1での状態を
示す等価回路図である。

【図８】図１の電圧共振コンバータの時刻t2での状態を
示す等価回路図である。

【図９】図１の電圧共振コンバータの時刻t3での状態を
示す等価回路図である。

【図１０】図１の電圧共振コンバータの時刻t3〜t4での
状態を示す等価回路図である。

【図１１】図１の電圧共振コンバータの時刻t4〜t5での
状態を示す等価回路図である。

【図１２】図１の電圧共振コンバータの時刻t5での状態
を示す等価回路図である。

【図１３】図１の電圧共振コンバータの時刻t6での状態
を示す等価回路図である。

【図１４】本発明の電圧共振コンバータの第２実施例を
示す回路図である。

【図１５】比較例の電圧共振コンバータを示す回路図で
ある。

【図１６】従来の電圧共振コンバータの一例を示す回路
図である。

【符号の説明】

１，１１，５１，６１ 電圧共振コンバータ Ｑ１ 第１スイッチ素子 Ｑ２ 第２スイッチ素子 Ｄ１ 第１ダイオード Ｄ２ 第２ダイオード Ｃ１ 第１コンデンサ Ｃ２ 第２コンデンサ Ｃ３ 平滑コンデンサ Ｔ１ トランス Ｎ１ １次巻線 Ｎ２，Ｎ３ ２次巻線 Ｔｒ，Ｔr1，Ｔr2 共振インダクタ Ｄ３，Ｄ４ 整流ダイオード ＦＢ 帰還回路 ＳＣ 制御回路 Ｖin 直流入力電圧 Ｖout 直流出力電圧

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力電源とグランドの間に直列に接続さ
   れた第１スイッチおよび第２スイッチと、前記第１スイ
   ッチと逆向き並列に存在する第１ダイオードと、前記第
   ２スイッチと逆向き並列に存在する第２ダイオードと、
   前記スイッチと並列に存在する第１コンデンサと、前記
   ２つのスイッチの接続点とグランドの間あるいは前記２
   つのスイッチの接続点と入力電源の間に接続されたトラ
   ンスの１次巻線および第２コンデンサの直列回路と、前
   記トランスの２次巻線に接続された２以上の整流ダイオ
   ードおよび平滑コンデンサを備えた全波整流回路と、前
   記トランスの１次巻線あるいは２次巻線と直列に挿入さ
   れた共振インダクタとを具備したことを特徴とする電圧
   共振コンバータ。
2. 【請求項２】 請求項１に記載の電圧共振コンバータに
   おいて、前記第１スイッチおよび第２スイッチのオン／
   オフのタイミングが逆であり、前記第１スイッチおよび
   第２スイッチが共にオフになるデッドタイムを有し、そ
   のデッドタイムに前記第１スイッチおよび第２スイッチ
   がゼロクロススイッチングすることを特徴とする電圧共
   振コンバータ。
3. 【請求項３】 請求項１または請求項２に記載の電圧共
   振コンバータにおいて、前記第１コンデンサと前記共振
   インダクタのＬＣ共振の周期Ｔr1は前記第１スイッチお
   よび第２スイッチのスイッチング周期Ｔより短く、前記
   第２コンデンサと前記共振インダクタのＬＣ共振の周期
   Ｔr2は前記第１スイッチおよび第２スイッチのスイッチ
   ング周期Ｔより長いことを特徴とする電圧共振コンバー
   タ。