JPH0767329A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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- JPH0767329A JPH0767329A JP5213653A JP21365393A JPH0767329A JP H0767329 A JPH0767329 A JP H0767329A JP 5213653 A JP5213653 A JP 5213653A JP 21365393 A JP21365393 A JP 21365393A JP H0767329 A JPH0767329 A JP H0767329A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 全動作領域においてゼロクロスターンオン可
能で、かつ軽負荷状態における効率の低下を少なくす
る。 【構成】 第２のスイッチング手段４がオフした後、第
１のスイッチング手段２をオンし、電圧検出手段７から
の情報を受け出力直流電圧を安定化させるように第１の
スイッチング手段２のオン期間を決定する第１の制御回
路９と、第１のスイッチング手段２がオフした後、第２
のスイッチング手段４をオンし、電流検出手段８からの
情報を受け該電流値が所定値に達すると第２のスイッチ
ング手段４をオフさせる機能を有する第２の制御回路１
０をもうけることにより、トランス３の逆励磁エネルギ
ーは、全動作条件においてゼロクロスターンオン達成の
必要量に調整できるので、軽負荷状態においては動作電
流の変化幅が小さくなり、効率の低下を防ぐことができ
る。
能で、かつ軽負荷状態における効率の低下を少なくす
る。 【構成】 第２のスイッチング手段４がオフした後、第
１のスイッチング手段２をオンし、電圧検出手段７から
の情報を受け出力直流電圧を安定化させるように第１の
スイッチング手段２のオン期間を決定する第１の制御回
路９と、第１のスイッチング手段２がオフした後、第２
のスイッチング手段４をオンし、電流検出手段８からの
情報を受け該電流値が所定値に達すると第２のスイッチ
ング手段４をオフさせる機能を有する第２の制御回路１
０をもうけることにより、トランス３の逆励磁エネルギ
ーは、全動作条件においてゼロクロスターンオン達成の
必要量に調整できるので、軽負荷状態においては動作電
流の変化幅が小さくなり、効率の低下を防ぐことができ
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は産業用や民生用の各種電
子機器に直流安定化電圧を供給するスイッチング電源装
置に関するものである。
子機器に直流安定化電圧を供給するスイッチング電源装
置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、スイッチング電源装置はその高効
率なエネルギー変換特性から、産業用や民生用の各種電
子機器への直流安定化電源として多用されているが、さ
らなる小型化・低ノイズ化のため、共振あるいは部分共
振型電源と呼ばれるコンバータ方式が提案されてきてい
る。
率なエネルギー変換特性から、産業用や民生用の各種電
子機器への直流安定化電源として多用されているが、さ
らなる小型化・低ノイズ化のため、共振あるいは部分共
振型電源と呼ばれるコンバータ方式が提案されてきてい
る。
【０００３】従来このようなスイッチング電源装置に
は、例えば図６に示すような特開平２−２６１０５３に
開示されているスイッチング電源装置がある。図６にお
いて、１は入力直流電圧源であり、入力直流電圧Ｖｉと
する。２は第１のスイッチング手段で、第１のスイッチ
ング素子２１と第１のダイオード２２から構成される。
３はトランスであり、１次巻線３１と２次巻線３２と制
御巻線３９を有し、入力直流電圧Ｖｉはスイッチング手
段２により、高周波交流電圧としてトランス３の１次巻
線３１へ入力される。４は第２のスイッチング手段で、
第２のスイッチング素子４１と第２のダイオード４２か
ら構成される。５は出力コンデンサ、６は負荷であり、
トランスの２次巻線３２に発生するフライバック電圧は
第２のスイッチング手段４と出力コンデンサ５を介し
て、出力直流電圧Ｖｏとして負荷６へ供給される。１１
は２次側制御回路であり、第１のスイッチング手段２が
オフした後、第２のスイッチング手段４をオンし、出力
直流電圧を検出し安定化すべく第２のスイッチング素子
４１のオン期間を決定する。１２は１次側制御回路であ
り、第２のスイッチング手段４がオフした後、制御巻線
３９の電圧反転を検出して所定のオン期間第１のスイッ
チング素子２１をオンする。
は、例えば図６に示すような特開平２−２６１０５３に
開示されているスイッチング電源装置がある。図６にお
いて、１は入力直流電圧源であり、入力直流電圧Ｖｉと
する。２は第１のスイッチング手段で、第１のスイッチ
ング素子２１と第１のダイオード２２から構成される。
３はトランスであり、１次巻線３１と２次巻線３２と制
御巻線３９を有し、入力直流電圧Ｖｉはスイッチング手
段２により、高周波交流電圧としてトランス３の１次巻
線３１へ入力される。４は第２のスイッチング手段で、
第２のスイッチング素子４１と第２のダイオード４２か
ら構成される。５は出力コンデンサ、６は負荷であり、
トランスの２次巻線３２に発生するフライバック電圧は
第２のスイッチング手段４と出力コンデンサ５を介し
て、出力直流電圧Ｖｏとして負荷６へ供給される。１１
は２次側制御回路であり、第１のスイッチング手段２が
オフした後、第２のスイッチング手段４をオンし、出力
直流電圧を検出し安定化すべく第２のスイッチング素子
４１のオン期間を決定する。１２は１次側制御回路であ
り、第２のスイッチング手段４がオフした後、制御巻線
３９の電圧反転を検出して所定のオン期間第１のスイッ
チング素子２１をオンする。
【０００４】図７はこのスイッチング電源装置の動作波
形図であり、１次巻線３１の電圧Ｖ１と電流Ｉ１、２次
巻線３２の電流Ｉ２を示す。図７を参照しながら以上の
ように構成されたスイッチング電源装置について、以下
その動作を説明する。まず、第１のスイッチング手段２
がオンしている時、入力直流電圧Ｖｉは１次巻線３１へ
入力され、１次電流Ｉ１は直線的に増加しながらトラン
ス３を励磁する。スイッチング手段２がオフするとトラ
ンス３の各巻線電圧は反転し、励磁エネルギーは２次巻
線３２から第２のダイオード４１を介して出力コンデン
サ５へ放出され、２次電流Ｉ２は直線的に減少する。こ
の時第２のスイッチング素子４１も２次側制御回路１１
によりオンされる。出力コンデンサ５への励磁エネルギ
ーを放出し切っても第２のスイッチング素子４１がオン
していると、出力コンデンサ５から２次巻線３２へ逆向
きに２次電流Ｉ２が流れ、トランス７を逆励磁する。第
２のスイッチング素子４１が所定のオン期間後２次側制
御回路１１によってオフされると、逆励磁されたトラン
ス３の各巻線電圧は反転し、逆励磁エネルギーは１次巻
線３１から第１のダイオード２２を介して入力直流電圧
源１へ回生される。この時第１のスイッチング素子２１
も１次側制御回路１２によりオンされる。この動作の繰
返しを通じ、第１のスイッチング手段２のオン期間をＴ
１、第２のスイッチング手段４のオン期間をＴ２、１次
巻線３１と２次巻線３２の巻数比をＮとすると、入出力
直流電圧の関係は、 Ｖｏ＝Ｎ・（Ｔ１／Ｔ２）・Ｖｉ で表され、Ｔ１とＴ２の比即ちオンオフ比を調整するこ
とで、出力直流電圧Ｖｏが安定化される。本例のように
Ｔ１を固定し、Ｔ２を調整することでも出力直流電圧Ｖ
ｏを安定化できる。また、伝達される電力は、トランス
３の励磁エネルギーと逆励磁エネルギーの差と、スイッ
チング周波数との積となるので、出力電力の変動はトラ
ンス３の励磁エネルギーと逆励磁エネルギーの差の変動
となる。図７のＩ１とＩ２の破線は無負荷状態での動作
波形を表す。このスイッチング電源装置の特徴は、第１
のスイッチング手段２と第２のスイッチング手段４は、
それぞれ他方のスイッチング手段がオフする際に、トラ
ンス３の励磁エネルギー又は逆励磁エネルギーによって
各巻線電圧が反転するため、ゼロクロスターンオンでき
ることである。
形図であり、１次巻線３１の電圧Ｖ１と電流Ｉ１、２次
巻線３２の電流Ｉ２を示す。図７を参照しながら以上の
ように構成されたスイッチング電源装置について、以下
その動作を説明する。まず、第１のスイッチング手段２
がオンしている時、入力直流電圧Ｖｉは１次巻線３１へ
入力され、１次電流Ｉ１は直線的に増加しながらトラン
ス３を励磁する。スイッチング手段２がオフするとトラ
ンス３の各巻線電圧は反転し、励磁エネルギーは２次巻
線３２から第２のダイオード４１を介して出力コンデン
サ５へ放出され、２次電流Ｉ２は直線的に減少する。こ
の時第２のスイッチング素子４１も２次側制御回路１１
によりオンされる。出力コンデンサ５への励磁エネルギ
ーを放出し切っても第２のスイッチング素子４１がオン
していると、出力コンデンサ５から２次巻線３２へ逆向
きに２次電流Ｉ２が流れ、トランス７を逆励磁する。第
２のスイッチング素子４１が所定のオン期間後２次側制
御回路１１によってオフされると、逆励磁されたトラン
ス３の各巻線電圧は反転し、逆励磁エネルギーは１次巻
線３１から第１のダイオード２２を介して入力直流電圧
源１へ回生される。この時第１のスイッチング素子２１
も１次側制御回路１２によりオンされる。この動作の繰
返しを通じ、第１のスイッチング手段２のオン期間をＴ
１、第２のスイッチング手段４のオン期間をＴ２、１次
巻線３１と２次巻線３２の巻数比をＮとすると、入出力
直流電圧の関係は、 Ｖｏ＝Ｎ・（Ｔ１／Ｔ２）・Ｖｉ で表され、Ｔ１とＴ２の比即ちオンオフ比を調整するこ
とで、出力直流電圧Ｖｏが安定化される。本例のように
Ｔ１を固定し、Ｔ２を調整することでも出力直流電圧Ｖ
ｏを安定化できる。また、伝達される電力は、トランス
３の励磁エネルギーと逆励磁エネルギーの差と、スイッ
チング周波数との積となるので、出力電力の変動はトラ
ンス３の励磁エネルギーと逆励磁エネルギーの差の変動
となる。図７のＩ１とＩ２の破線は無負荷状態での動作
波形を表す。このスイッチング電源装置の特徴は、第１
のスイッチング手段２と第２のスイッチング手段４は、
それぞれ他方のスイッチング手段がオフする際に、トラ
ンス３の励磁エネルギー又は逆励磁エネルギーによって
各巻線電圧が反転するため、ゼロクロスターンオンでき
ることである。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記の従
来の構成では、負荷条件に依らず動作電流の変化幅が一
定であるため、スイッチング周波数はほとんど変化しな
いが、軽負荷状態においても動作電流による導通損失が
大きくなり、軽負荷時での効率が低下する。また、過負
荷状態においては逆励磁エネルギーがゼロになるため、
第１のスイッチング手段２はゼロクロスターンオンでき
なくなるという問題点を有していた。
来の構成では、負荷条件に依らず動作電流の変化幅が一
定であるため、スイッチング周波数はほとんど変化しな
いが、軽負荷状態においても動作電流による導通損失が
大きくなり、軽負荷時での効率が低下する。また、過負
荷状態においては逆励磁エネルギーがゼロになるため、
第１のスイッチング手段２はゼロクロスターンオンでき
なくなるという問題点を有していた。
【０００６】本発明は上記問題点を解決するもので、全
動作領域においてゼロクロスターンオン可能という特徴
を維持しながら、軽負荷状態における効率の低下の少な
いスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
動作領域においてゼロクロスターンオン可能という特徴
を維持しながら、軽負荷状態における効率の低下の少な
いスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明のスイッチング電源装置は、入力直流電圧を受
電し、少なくとも１次巻線と２次巻線を有するトランス
と、前記１次巻線に接続され、オンオフすることにより
前記入力直流電圧を高周波交流電圧に変換して前記１次
巻線に入力する第１のスイッチング手段と、前記２次巻
線に接続され、前記２次巻線に発生するフライバック電
圧を整流する第２のスイッチング手段と、前記第２のス
イッチング手段によって整流されたフライバック電圧を
平滑し、負荷へ出力直流電圧を供給する出力コンデンサ
と、前記出力直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記
２次巻線又は前記第２のスイッチング手段に流れる電流
を検出する電流検出手段と、前記第２のスイッチング手
段がオフした後、前記第１のスイッチング手段をオン
し、前記電圧検出手段からの情報を受け前記出力直流電
圧を安定化させるように前記第１のスイッチング手段の
オン期間を決定する第１の制御回路と、前記第１のスイ
ッチング手段がオフした後、前記第２のスイッチング手
段をオンし、前記電流検出手段からの情報を受け該電流
値が所定値に達すると前記第２のスイッチング手段をオ
フさせる機能を有する第２の制御回路とからなる構成を
有している。
に本発明のスイッチング電源装置は、入力直流電圧を受
電し、少なくとも１次巻線と２次巻線を有するトランス
と、前記１次巻線に接続され、オンオフすることにより
前記入力直流電圧を高周波交流電圧に変換して前記１次
巻線に入力する第１のスイッチング手段と、前記２次巻
線に接続され、前記２次巻線に発生するフライバック電
圧を整流する第２のスイッチング手段と、前記第２のス
イッチング手段によって整流されたフライバック電圧を
平滑し、負荷へ出力直流電圧を供給する出力コンデンサ
と、前記出力直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記
２次巻線又は前記第２のスイッチング手段に流れる電流
を検出する電流検出手段と、前記第２のスイッチング手
段がオフした後、前記第１のスイッチング手段をオン
し、前記電圧検出手段からの情報を受け前記出力直流電
圧を安定化させるように前記第１のスイッチング手段の
オン期間を決定する第１の制御回路と、前記第１のスイ
ッチング手段がオフした後、前記第２のスイッチング手
段をオンし、前記電流検出手段からの情報を受け該電流
値が所定値に達すると前記第２のスイッチング手段をオ
フさせる機能を有する第２の制御回路とからなる構成を
有している。
【０００８】
【作用】この構成によって、トランスの逆励磁エネルギ
ーは、全動作条件においてゼロクロスターンオン達成の
必要量に調整できるので、軽負荷状態においては動作電
流の変化幅が小さくなり、効率の低下を防ぐことができ
る。
ーは、全動作条件においてゼロクロスターンオン達成の
必要量に調整できるので、軽負荷状態においては動作電
流の変化幅が小さくなり、効率の低下を防ぐことができ
る。
【０００９】
【実施例】（実施例１）以下本発明の一実施例につい
て、図面を参照しながら説明する。図１は本発明の第１
の実施例におけるスイッチング電源装置の回路構成図で
ある。図１において、１は入力直流電圧源であり、入力
直流電圧Ｖｉとする。２は第１のスイッチング手段で、
第１のスイッチング素子２１と第１のダイオード２２か
ら構成される。３はトランスであり、１次巻線３１と２
次巻線３２を有し、入力直流電圧Ｖｉはスイッチング手
段２により、高周波交流電圧としてトランス３の１次巻
線３１へ入力される。４は第２のスイッチング手段で、
第２のスイッチング素子４１と第２のダイオード４２か
ら構成される。５は出力コンデンサ、６は負荷であり、
トランスの２次巻線３２に発生するフライバック電圧は
第２のスイッチング手段４と出力コンデンサ５を介し
て、出力直流電圧Ｖｏとして負荷６へ供給される。７は
電圧検出手段であり、出力直流電圧を検出する。８は電
流検出手段であり、２次巻線３２に流れる電流を検出す
る。９は第１の制御回路であり、第２のスイッチング手
段４がオフした後、第１のスイッチング素子２１をオン
し、電圧検出手段７からの情報を受け出力直流電圧Ｖｏ
を安定化させるように第１のスイッチング素子２１のオ
ン期間を決定する。１０は第２の制御回路であり、第１
のスイッチング手段２がオフした後、第２のスイッチン
グ素子４１をオンし、電流検出手段８からの情報を受け
該電流値Ｉ２が所定値Ｉ２ｔｈに達すると第２のスイッ
チング素子４１をオフさせる機能を有する。
て、図面を参照しながら説明する。図１は本発明の第１
の実施例におけるスイッチング電源装置の回路構成図で
ある。図１において、１は入力直流電圧源であり、入力
直流電圧Ｖｉとする。２は第１のスイッチング手段で、
第１のスイッチング素子２１と第１のダイオード２２か
ら構成される。３はトランスであり、１次巻線３１と２
次巻線３２を有し、入力直流電圧Ｖｉはスイッチング手
段２により、高周波交流電圧としてトランス３の１次巻
線３１へ入力される。４は第２のスイッチング手段で、
第２のスイッチング素子４１と第２のダイオード４２か
ら構成される。５は出力コンデンサ、６は負荷であり、
トランスの２次巻線３２に発生するフライバック電圧は
第２のスイッチング手段４と出力コンデンサ５を介し
て、出力直流電圧Ｖｏとして負荷６へ供給される。７は
電圧検出手段であり、出力直流電圧を検出する。８は電
流検出手段であり、２次巻線３２に流れる電流を検出す
る。９は第１の制御回路であり、第２のスイッチング手
段４がオフした後、第１のスイッチング素子２１をオン
し、電圧検出手段７からの情報を受け出力直流電圧Ｖｏ
を安定化させるように第１のスイッチング素子２１のオ
ン期間を決定する。１０は第２の制御回路であり、第１
のスイッチング手段２がオフした後、第２のスイッチン
グ素子４１をオンし、電流検出手段８からの情報を受け
該電流値Ｉ２が所定値Ｉ２ｔｈに達すると第２のスイッ
チング素子４１をオフさせる機能を有する。
【００１０】図２はこのスイッチング電源装置の動作波
形図であり、１次巻線３１の電圧Ｖ１と電流Ｉ１、２次
巻線電流Ｉ２を示す。以上のように構成されたスイッチ
ング電源装置について、図２を用いてその動作を説明す
る。まず、第１のスイッチング手段２がオンしている
時、入力直流電圧Ｖｉは１次巻線３１へ入力され、１次
電流Ｉ１は直線的に増加しながらトランス３を励磁す
る。スイッチング手段２がオフするとトランス３の各巻
線電圧は反転し、励磁エネルギーは２次巻線３２から第
２のダイオード４２を介して出力コンデンサ５へ放出さ
れ、２次電流Ｉ２は直線的に減少する。この時第２のス
イッチング素子４１もオンされる。出力コンデンサ５へ
の励磁エネルギーを放出し切っても第２のスイッチング
素子４１がオンしていると、出力コンデンサ５から２次
巻線３２へ逆向きに２次電流Ｉ２が流れ、トランス７を
逆励磁する。電流検出手段８は２次電流Ｉ２を検出し、
第２の制御回路１０は２次電流Ｉ２が所定値Ｉ２ｔｈに
達すると第２のスイッチング素子４１をオフさせる。逆
励磁されたトランス３の各巻線電圧は反転し、逆励磁エ
ネルギーは１次巻線３１から第１のダイオード２２を介
して入力直流電圧源１へ回生される。この時第１のスイ
ッチング素子２１も第１の制御回路９によりオンされ
る。この動作の繰返しを通じ、第１のスイッチング手段
２のオン期間をＴ１、第２のスイッチング手段４のオン
期間をＴ２、１次巻線３１と２次巻線３２のの巻数比を
Ｎとすると、入出力直流電圧の関係は、 Ｖｏ＝Ｎ・（Ｔ１／Ｔ２）・Ｖｉ で表され、第１の制御回路９によって、第１のスイッチ
ング素子２１のオン期間Ｔ１を調整することにより、出
力直流電圧Ｖｏは安定化できる。また、伝達される電力
は、トランス３の励磁エネルギーと逆励磁エネルギーの
差と、スイッチング周波数との積となるので、出力電力
の変動はトランス３の励磁エネルギーと逆励磁エネルギ
ーの差の変動となる。しかし電流検出手段８と第２の制
御回路１１によって、トランス３を逆励磁させる２次電
流Ｉ２は所定値Ｉ２ｔｈに設定されるため、軽負荷状態
になるとＴ１，Ｔ２が短くなり、スイッチング周波数は
高くなるが、動作電流変化幅は小さくなる。図２の破線
は無負荷状態での動作波形を表す。また過負荷状態にお
いては、トランス３を逆励磁させる２次電流Ｉ２は所定
値Ｉ２ｔｈに設定されるため、Ｔ２が長くなることでス
イッチング周波数は低くなるが、逆励磁エネルギーが確
保され、ゼロクロスターンオンも維持される。
形図であり、１次巻線３１の電圧Ｖ１と電流Ｉ１、２次
巻線電流Ｉ２を示す。以上のように構成されたスイッチ
ング電源装置について、図２を用いてその動作を説明す
る。まず、第１のスイッチング手段２がオンしている
時、入力直流電圧Ｖｉは１次巻線３１へ入力され、１次
電流Ｉ１は直線的に増加しながらトランス３を励磁す
る。スイッチング手段２がオフするとトランス３の各巻
線電圧は反転し、励磁エネルギーは２次巻線３２から第
２のダイオード４２を介して出力コンデンサ５へ放出さ
れ、２次電流Ｉ２は直線的に減少する。この時第２のス
イッチング素子４１もオンされる。出力コンデンサ５へ
の励磁エネルギーを放出し切っても第２のスイッチング
素子４１がオンしていると、出力コンデンサ５から２次
巻線３２へ逆向きに２次電流Ｉ２が流れ、トランス７を
逆励磁する。電流検出手段８は２次電流Ｉ２を検出し、
第２の制御回路１０は２次電流Ｉ２が所定値Ｉ２ｔｈに
達すると第２のスイッチング素子４１をオフさせる。逆
励磁されたトランス３の各巻線電圧は反転し、逆励磁エ
ネルギーは１次巻線３１から第１のダイオード２２を介
して入力直流電圧源１へ回生される。この時第１のスイ
ッチング素子２１も第１の制御回路９によりオンされ
る。この動作の繰返しを通じ、第１のスイッチング手段
２のオン期間をＴ１、第２のスイッチング手段４のオン
期間をＴ２、１次巻線３１と２次巻線３２のの巻数比を
Ｎとすると、入出力直流電圧の関係は、 Ｖｏ＝Ｎ・（Ｔ１／Ｔ２）・Ｖｉ で表され、第１の制御回路９によって、第１のスイッチ
ング素子２１のオン期間Ｔ１を調整することにより、出
力直流電圧Ｖｏは安定化できる。また、伝達される電力
は、トランス３の励磁エネルギーと逆励磁エネルギーの
差と、スイッチング周波数との積となるので、出力電力
の変動はトランス３の励磁エネルギーと逆励磁エネルギ
ーの差の変動となる。しかし電流検出手段８と第２の制
御回路１１によって、トランス３を逆励磁させる２次電
流Ｉ２は所定値Ｉ２ｔｈに設定されるため、軽負荷状態
になるとＴ１，Ｔ２が短くなり、スイッチング周波数は
高くなるが、動作電流変化幅は小さくなる。図２の破線
は無負荷状態での動作波形を表す。また過負荷状態にお
いては、トランス３を逆励磁させる２次電流Ｉ２は所定
値Ｉ２ｔｈに設定されるため、Ｔ２が長くなることでス
イッチング周波数は低くなるが、逆励磁エネルギーが確
保され、ゼロクロスターンオンも維持される。
【００１１】図３は第１の実施例をより具体的に表した
回路図である。図３において、１は入力直流電圧源、２
は第１のスイッチング手段としてのＭＯＳＦＥＴ、３は
トランスで、１次巻線３１・２次巻線３２・第１の駆動
巻線３３・第２の駆動巻線３４を有する。４は第２のス
イッチング手段としてのＭＯＳＦＥＴ、５は出力コンデ
ンサ、６は負荷である。７０〜７２は抵抗、７３はシャ
ントレギュレータ、７４はフォトカプラであり、７０〜
７４で電圧検出手段７を構成する。８０〜８４は抵抗、
８５はコンパレータであり、８０〜８５で電流検出手段
８を構成する。９０〜９４は抵抗、９５・９６はダイオ
ード、９７はコンデンサ、９８はトランジスタであり、
９０〜９８及び第１の駆動巻線３３で第１の制御回路９
を構成する。１００〜１０２は抵抗、１０３はダイオー
ド、１０４はトランジスタであり、１００〜１０３及び
第２の駆動巻線３４で第２の制御回路１０を構成する。
起動抵抗９１で第１のスイッチング手段２が駆動された
後は、それぞれトランス３に設けた第１及び第２の駆動
巻線３３、３４によって交互にオンオフされる。電圧検
出手段７は出力直流電圧を抵抗７０と７１で分割し、シ
ャントレギュレータ７３はこの分割電圧を入力され、所
定の電圧となるように抵抗７２とフォトカプラ７４の発
光ダイオードに流れる電流を調整する。第１の制御回路
９は、第２のスイッチング手段４がオフしてトランス３
の各巻線が反転し、第１の駆動巻線３３に発生するフォ
ワード電圧により、ダイオード９５及び抵抗９２を介し
て第１のスイッチング手段２をドライブする。尚、第１
のスイッチング手段２はトランス３の各巻線が反転後、
そのボディダイオードが導通しており、ゼロ電圧ターン
オンする。第１のスイッチング手段２のオン期間は抵抗
９４又はフォトカプラ７４の受光トランジスタを流れる
電流がコンデンサ９７を充電し、トランジスタ９８をオ
ンするまでの時間である。従って第１のスイッチング手
段２のオン期間はフォトカプラ７４の受光トランジスタ
を流れる電流、即ち電圧検出手段７からの情報により、
出力直流電圧を安定化すべく制御される。電流検出手段
８は２次電流を抵抗８０に流し、その電圧降下を抵抗８
１〜８４でコンパレータ８５に入力する。出力直流電圧
をＶｏ、抵抗８０〜８４の抵抗値をＲ０〜Ｒ４とする
と、Ｖｏ・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）＝（Ｖｏ＋Ｉ２ｔｈ・
Ｒ０）Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）を満足するようにＲ０〜Ｒ
４を設定すれば、出力コンデンサ５から抵抗８０を介し
て２次巻線３２へ流れる電流がＩ２ｔｈになるとコンパ
レータ８５の出力は”Ｌ”から”Ｈ”に反転する。第２
の制御回路１０は、第１のスイッチング手段２がオフし
てトランス３の各巻線が反転し、第１の駆動巻線３４に
発生するフライバック電圧により、ダイオード１０３及
び抵抗１０１を介して第２のスイッチング手段４をドラ
イブする。尚、第２のスイッチング手段４はトランス３
の各巻線が反転後、そのボディダイオードが導通してお
り、ゼロ電圧ターンオンする。第２のスイッチング手段
４のオン期間は電流検出手段８のコンパレータ８５の出
力が”Ｈ”となり、抵抗１０２を介してトランジスタ１
０４がオンするまでの時間である。従って第２のスイッ
チング手段４は第１のスイッチング手段２がオフしてト
ランス３の各巻線電圧が反転し、トランス３の励磁エネ
ルギーを出力コンデンサ５へ放出後、トランス３を逆励
磁するする２次電流がＩ２ｔｈになるまでオンするよう
に制御される。以上の動作を繰り返すことにより、第１
の実施例で説明した動作が実現できる。
回路図である。図３において、１は入力直流電圧源、２
は第１のスイッチング手段としてのＭＯＳＦＥＴ、３は
トランスで、１次巻線３１・２次巻線３２・第１の駆動
巻線３３・第２の駆動巻線３４を有する。４は第２のス
イッチング手段としてのＭＯＳＦＥＴ、５は出力コンデ
ンサ、６は負荷である。７０〜７２は抵抗、７３はシャ
ントレギュレータ、７４はフォトカプラであり、７０〜
７４で電圧検出手段７を構成する。８０〜８４は抵抗、
８５はコンパレータであり、８０〜８５で電流検出手段
８を構成する。９０〜９４は抵抗、９５・９６はダイオ
ード、９７はコンデンサ、９８はトランジスタであり、
９０〜９８及び第１の駆動巻線３３で第１の制御回路９
を構成する。１００〜１０２は抵抗、１０３はダイオー
ド、１０４はトランジスタであり、１００〜１０３及び
第２の駆動巻線３４で第２の制御回路１０を構成する。
起動抵抗９１で第１のスイッチング手段２が駆動された
後は、それぞれトランス３に設けた第１及び第２の駆動
巻線３３、３４によって交互にオンオフされる。電圧検
出手段７は出力直流電圧を抵抗７０と７１で分割し、シ
ャントレギュレータ７３はこの分割電圧を入力され、所
定の電圧となるように抵抗７２とフォトカプラ７４の発
光ダイオードに流れる電流を調整する。第１の制御回路
９は、第２のスイッチング手段４がオフしてトランス３
の各巻線が反転し、第１の駆動巻線３３に発生するフォ
ワード電圧により、ダイオード９５及び抵抗９２を介し
て第１のスイッチング手段２をドライブする。尚、第１
のスイッチング手段２はトランス３の各巻線が反転後、
そのボディダイオードが導通しており、ゼロ電圧ターン
オンする。第１のスイッチング手段２のオン期間は抵抗
９４又はフォトカプラ７４の受光トランジスタを流れる
電流がコンデンサ９７を充電し、トランジスタ９８をオ
ンするまでの時間である。従って第１のスイッチング手
段２のオン期間はフォトカプラ７４の受光トランジスタ
を流れる電流、即ち電圧検出手段７からの情報により、
出力直流電圧を安定化すべく制御される。電流検出手段
８は２次電流を抵抗８０に流し、その電圧降下を抵抗８
１〜８４でコンパレータ８５に入力する。出力直流電圧
をＶｏ、抵抗８０〜８４の抵抗値をＲ０〜Ｒ４とする
と、Ｖｏ・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）＝（Ｖｏ＋Ｉ２ｔｈ・
Ｒ０）Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）を満足するようにＲ０〜Ｒ
４を設定すれば、出力コンデンサ５から抵抗８０を介し
て２次巻線３２へ流れる電流がＩ２ｔｈになるとコンパ
レータ８５の出力は”Ｌ”から”Ｈ”に反転する。第２
の制御回路１０は、第１のスイッチング手段２がオフし
てトランス３の各巻線が反転し、第１の駆動巻線３４に
発生するフライバック電圧により、ダイオード１０３及
び抵抗１０１を介して第２のスイッチング手段４をドラ
イブする。尚、第２のスイッチング手段４はトランス３
の各巻線が反転後、そのボディダイオードが導通してお
り、ゼロ電圧ターンオンする。第２のスイッチング手段
４のオン期間は電流検出手段８のコンパレータ８５の出
力が”Ｈ”となり、抵抗１０２を介してトランジスタ１
０４がオンするまでの時間である。従って第２のスイッ
チング手段４は第１のスイッチング手段２がオフしてト
ランス３の各巻線電圧が反転し、トランス３の励磁エネ
ルギーを出力コンデンサ５へ放出後、トランス３を逆励
磁するする２次電流がＩ２ｔｈになるまでオンするよう
に制御される。以上の動作を繰り返すことにより、第１
の実施例で説明した動作が実現できる。
【００１２】（実施例２）以下本発明の第２の実施例に
ついて図面を参照しながら説明する。図４は本発明の第
２の実施例を示すスイッチング電源装置のうち、トラン
ス３の２次巻線３２と第２のスイッチング手段４として
のＭＯＳＦＥＴ、及び電流検出手段８と第２の制御回路
１０に相当する部分の回路構成図である。他の部分は第
１の実施例と同様なので省略する。図４において、５０
はダイオード、５１〜５４は抵抗、５５はコンパレー
タ、５６は直流電圧源である。直流電圧源５６は出力直
流電圧、あるいはトランス３に適当な別巻線を設けその
発生電圧を整流平滑すること等により得る。直流電圧源
５６の電圧をＥとする。
ついて図面を参照しながら説明する。図４は本発明の第
２の実施例を示すスイッチング電源装置のうち、トラン
ス３の２次巻線３２と第２のスイッチング手段４として
のＭＯＳＦＥＴ、及び電流検出手段８と第２の制御回路
１０に相当する部分の回路構成図である。他の部分は第
１の実施例と同様なので省略する。図４において、５０
はダイオード、５１〜５４は抵抗、５５はコンパレー
タ、５６は直流電圧源である。直流電圧源５６は出力直
流電圧、あるいはトランス３に適当な別巻線を設けその
発生電圧を整流平滑すること等により得る。直流電圧源
５６の電圧をＥとする。
【００１３】以下に本実施例によって第２のスイッチン
グ手段４が、第１のスイッチング手段２がオフしてトラ
ンス３の各巻線電圧が反転し、トランス３の励磁エネル
ギーを出力コンデンサ５へ放出後、トランス３を逆励磁
する２次電流がＩ２ｔｈになるまでオンするように制御
される動作を説明する。第１のスイッチング手段２がオ
フしてトランス３の各巻線電圧が反転すると、第２のス
イッチング手段４のボディダイオードが導通し、トラン
ス３の励磁エネルギーを出力コンデンサ５へ放出する。
この時第２のスイッチング手段４の両端電圧はボディダ
イオードの順方向電圧に低下するので、コンパレータ５
５の負極入力端子の電圧も低下し、コンパレータ５５の
出力は”Ｈ”となり、第２のスイッチング手段４をオン
する。トランス３の励磁エネルギーを放出後も、２次電
流はトランス３を逆励磁する方向に第２のスイッチング
手段４を流れる。第２のスイッチング手段４のオン抵抗
値をＲｏｎ、ダイオード５０の順方向電圧をＶｆ、抵抗
５１〜５４の抵抗値をＲ５〜Ｒ８とすると、 Ｅ・Ｒ８／（Ｒ７＋Ｒ８） ＝｛Ｅ・Ｒ６＋（Ｖｆ＋Ｉ２ｔｈ・Ｒｏｎ）・Ｒ５｝／（Ｒ５＋Ｒ６） を満足するようにＲ５〜Ｒ８を設定すれば、２次電流が
Ｉ２ｔｈになるとコンパレータ５５の出力は”Ｈ”か
ら”Ｌ”に反転し、第２のスイッチング手段４をオフす
る。
グ手段４が、第１のスイッチング手段２がオフしてトラ
ンス３の各巻線電圧が反転し、トランス３の励磁エネル
ギーを出力コンデンサ５へ放出後、トランス３を逆励磁
する２次電流がＩ２ｔｈになるまでオンするように制御
される動作を説明する。第１のスイッチング手段２がオ
フしてトランス３の各巻線電圧が反転すると、第２のス
イッチング手段４のボディダイオードが導通し、トラン
ス３の励磁エネルギーを出力コンデンサ５へ放出する。
この時第２のスイッチング手段４の両端電圧はボディダ
イオードの順方向電圧に低下するので、コンパレータ５
５の負極入力端子の電圧も低下し、コンパレータ５５の
出力は”Ｈ”となり、第２のスイッチング手段４をオン
する。トランス３の励磁エネルギーを放出後も、２次電
流はトランス３を逆励磁する方向に第２のスイッチング
手段４を流れる。第２のスイッチング手段４のオン抵抗
値をＲｏｎ、ダイオード５０の順方向電圧をＶｆ、抵抗
５１〜５４の抵抗値をＲ５〜Ｒ８とすると、 Ｅ・Ｒ８／（Ｒ７＋Ｒ８） ＝｛Ｅ・Ｒ６＋（Ｖｆ＋Ｉ２ｔｈ・Ｒｏｎ）・Ｒ５｝／（Ｒ５＋Ｒ６） を満足するようにＲ５〜Ｒ８を設定すれば、２次電流が
Ｉ２ｔｈになるとコンパレータ５５の出力は”Ｈ”か
ら”Ｌ”に反転し、第２のスイッチング手段４をオフす
る。
【００１４】以上のように、第２のスイッチング手段４
にＭＯＳＦＥＴのようなオン時に低抵抗となるような素
子を用いる場合に、そのオン時抵抗値を利用して２次電
流を検出することにより本発明の目的は達成され、電流
検出手段８を簡略化することができる。
にＭＯＳＦＥＴのようなオン時に低抵抗となるような素
子を用いる場合に、そのオン時抵抗値を利用して２次電
流を検出することにより本発明の目的は達成され、電流
検出手段８を簡略化することができる。
【００１５】（実施例３）以下本発明の第３の実施例に
ついて図面を参照しながら説明する。図５は本発明の第
３の実施例を示すスイッチング電源装置のうち、トラン
ス３の２次巻線３２と第２のスイッチング手段４として
のＭＯＳＦＥＴ、及び電流検出手段８と第２の制御回路
１０に相当する部分の回路構成図である。他の部分は第
１の実施例と同様なので省略する。図５において、３４
は駆動巻線である。３５は検出巻線であり、２次巻線３
２と同一巻数で密結合とする。６０〜６４は抵抗、６５
はコンパレータである。
ついて図面を参照しながら説明する。図５は本発明の第
３の実施例を示すスイッチング電源装置のうち、トラン
ス３の２次巻線３２と第２のスイッチング手段４として
のＭＯＳＦＥＴ、及び電流検出手段８と第２の制御回路
１０に相当する部分の回路構成図である。他の部分は第
１の実施例と同様なので省略する。図５において、３４
は駆動巻線である。３５は検出巻線であり、２次巻線３
２と同一巻数で密結合とする。６０〜６４は抵抗、６５
はコンパレータである。
【００１６】以下に本実施例によって第２のスイッチン
グ手段４が、第１のスイッチング手段２がオフしてトラ
ンス３の各巻線電圧が反転し、トランス３の励磁エネル
ギーを出力コンデンサ５へ放出後、トランス３を逆励磁
する２次電流がＩ２ｔｈになるまでオンするように制御
される動作を説明する。第１のスイッチング手段２がオ
フしてトランス３の各巻線電圧が反転すると、第２のス
イッチング手段４のボディダイオードが導通し、トラン
ス３の励磁エネルギーを出力コンデンサ５へ放出する。
この時第２のスイッチング手段４は駆動巻線３４から抵
抗６０を介してドライブされオンする。トランス３の励
磁エネルギーを放出後も、２次電流はトランス３を逆励
磁する方向に流れる。２次巻線３２と検出巻線３５は密
結合同一巻数なので、同じ誘起電圧が発生しているが、
電流の流れている２次巻線３２には巻線抵抗による電圧
降下がある。出力直流電圧をＶｏ、２次巻線３２の巻線
抵抗値をＲｓ、抵抗６１〜６４の抵抗値をＲ９〜Ｒ１２
とすると、 Ｖｏ・Ｒ１０／（Ｒ９＋Ｒ１０） ＝（Ｖｏ−Ｉ２ｔｈ・Ｒｓ）・Ｒ１２／（Ｒ１１＋Ｒ１２） を満足するようにＲ９〜Ｒ１２を設定すれば、２次電流
がＩ２ｔｈになるとコンパレータ６５の出力は”Ｈ”か
ら”Ｌ”に反転し、第２のスイッチング手段４をオフす
る。
グ手段４が、第１のスイッチング手段２がオフしてトラ
ンス３の各巻線電圧が反転し、トランス３の励磁エネル
ギーを出力コンデンサ５へ放出後、トランス３を逆励磁
する２次電流がＩ２ｔｈになるまでオンするように制御
される動作を説明する。第１のスイッチング手段２がオ
フしてトランス３の各巻線電圧が反転すると、第２のス
イッチング手段４のボディダイオードが導通し、トラン
ス３の励磁エネルギーを出力コンデンサ５へ放出する。
この時第２のスイッチング手段４は駆動巻線３４から抵
抗６０を介してドライブされオンする。トランス３の励
磁エネルギーを放出後も、２次電流はトランス３を逆励
磁する方向に流れる。２次巻線３２と検出巻線３５は密
結合同一巻数なので、同じ誘起電圧が発生しているが、
電流の流れている２次巻線３２には巻線抵抗による電圧
降下がある。出力直流電圧をＶｏ、２次巻線３２の巻線
抵抗値をＲｓ、抵抗６１〜６４の抵抗値をＲ９〜Ｒ１２
とすると、 Ｖｏ・Ｒ１０／（Ｒ９＋Ｒ１０） ＝（Ｖｏ−Ｉ２ｔｈ・Ｒｓ）・Ｒ１２／（Ｒ１１＋Ｒ１２） を満足するようにＲ９〜Ｒ１２を設定すれば、２次電流
がＩ２ｔｈになるとコンパレータ６５の出力は”Ｈ”か
ら”Ｌ”に反転し、第２のスイッチング手段４をオフす
る。
【００１７】以上のように、２次巻線３２と密結合同一
巻数な検出巻線３５を設け、その電位差を検出すること
により、２次巻線３２に流れる電流を２次巻線の巻線抵
抗の電圧降下として検出でき、本発明の目的は達成さ
れ、電流検出手段８を簡略化することができる。
巻数な検出巻線３５を設け、その電位差を検出すること
により、２次巻線３２に流れる電流を２次巻線の巻線抵
抗の電圧降下として検出でき、本発明の目的は達成さ
れ、電流検出手段８を簡略化することができる。
【００１８】尚、電流検出手段として第１の実施例の具
体例である図３では検出抵抗８０、第２の実施例ではス
イッチング手段４のオン時抵抗、第３の実施例では２次
巻線３２の巻線抵抗を用いる手段を示したが、これら単
独ではなく組合せる方法や、これら以外の手段、例え
ば、電流検出機能を内蔵したスイッチング手段を用いる
などが考えられる。いずれにおいても、本発明の目的を
達成できることは言うまでもない。
体例である図３では検出抵抗８０、第２の実施例ではス
イッチング手段４のオン時抵抗、第３の実施例では２次
巻線３２の巻線抵抗を用いる手段を示したが、これら単
独ではなく組合せる方法や、これら以外の手段、例え
ば、電流検出機能を内蔵したスイッチング手段を用いる
などが考えられる。いずれにおいても、本発明の目的を
達成できることは言うまでもない。
【００１９】
【発明の効果】以上のように本発明は、入力直流電圧を
受電し、少なくとも１次巻線と２次巻線を有するトラン
スと、前記１次巻線に接続される第１のスイッチング手
段と、前記２次巻線に接続される第２のスイッチング手
段と、負荷へ出力直流電圧を供給する出力コンデンサ
と、前記出力直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記
２次巻線又は前記第２のスイッチング手段に流れる電流
を検出する電流検出手段と、前記第２のスイッチング手
段がオフした後、前記第１のスイッチング手段をオン
し、前記電圧検出手段からの情報を受け、前記出力直流
電圧を安定化させるように前記第１のスイッチング手段
のオン期間を決定する第１の制御回路と、前記第１のス
イッチング手段がオフした後、前記第２のスイッチング
手段をオンし、前記電流検出手段からの情報を受け、該
電流値が所定値に達すると前記第２のスイッチング手段
をオフさせる機能を有する第２の制御回路とを設けるこ
とにより、ゼロ電圧ターンオンに必要な逆励磁エネルギ
ーを常に確保し、全動作領域でゼロ電圧ターンオン動作
でき、また、軽負荷における損失の低減を可能とした優
れたスイッチング電源装置を実現できるものである。
受電し、少なくとも１次巻線と２次巻線を有するトラン
スと、前記１次巻線に接続される第１のスイッチング手
段と、前記２次巻線に接続される第２のスイッチング手
段と、負荷へ出力直流電圧を供給する出力コンデンサ
と、前記出力直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記
２次巻線又は前記第２のスイッチング手段に流れる電流
を検出する電流検出手段と、前記第２のスイッチング手
段がオフした後、前記第１のスイッチング手段をオン
し、前記電圧検出手段からの情報を受け、前記出力直流
電圧を安定化させるように前記第１のスイッチング手段
のオン期間を決定する第１の制御回路と、前記第１のス
イッチング手段がオフした後、前記第２のスイッチング
手段をオンし、前記電流検出手段からの情報を受け、該
電流値が所定値に達すると前記第２のスイッチング手段
をオフさせる機能を有する第２の制御回路とを設けるこ
とにより、ゼロ電圧ターンオンに必要な逆励磁エネルギ
ーを常に確保し、全動作領域でゼロ電圧ターンオン動作
でき、また、軽負荷における損失の低減を可能とした優
れたスイッチング電源装置を実現できるものである。
【図１】本発明の第１の実施例におけるスイッチング電
源装置の回路構成図
源装置の回路構成図
【図２】本発明の第１の実施例におけるスイッチング電
源装置の動作説明のための動作波形図
源装置の動作説明のための動作波形図
【図３】本発明の第１の実施例におけるスイッチング電
源装置の具体的回路図
源装置の具体的回路図
【図４】本発明の第２の実施例におけるスイッチング電
源装置の回路構成図
源装置の回路構成図
【図５】本発明の第３の実施例におけるスイッチング電
源装置の回路構成図
源装置の回路構成図
【図６】従来のスイッチング電源装置の回路構成図
【図７】従来のスイッチング電源装置の動作説明のため
の動作波形図
の動作波形図
１ 入力直流電圧源 ２ 第１のスイッチング手段 ３ トランス ４ 第２のスイッチング手段 ５ 出力コンデンサ ６ 負荷 ７ 電圧検出手段 ８ 電流検出手段 ９ 第１の制御回路 １０ 第２の制御回路
Claims (3)
- 【請求項１】入力直流電圧を受電し、少なくとも１次巻
線と２次巻線を有するトランスと、前記１次巻線に接続
され、オンオフすることにより前記入力直流電圧を高周
波交流電圧に変換して前記１次巻線に入力する第１のス
イッチング手段と、前記２次巻線に接続され、前記２次
巻線に発生するフライバック電圧を整流する第２のスイ
ッチング手段と、前記第２のスイッチング手段によって
整流されたフライバック電圧を平滑し、負荷へ出力直流
電圧を供給する出力コンデンサと、前記出力直流電圧を
検出する電圧検出手段と、前記２次巻線又は前記第２の
スイッチング手段に流れる電流を検出する電流検出手段
と、前記第２のスイッチング手段がオフした後、前記第
１のスイッチング手段をオンし、前記電圧検出手段から
の情報を受け、前記出力直流電圧を安定化させるように
前記第１のスイッチング手段のオン期間を決定する第１
の制御回路と、前記第１のスイッチング手段がオフした
後、前記第２のスイッチング手段をオンし、前記電流検
出手段からの情報を受け、該電流値が所定値に達すると
前記第２のスイッチング手段をオフさせる機能を有する
第２の制御回路とからなるスイッチング電源装置。 - 【請求項２】前記第２のスイッチング手段にはオン時に
低抵抗となるようなスイッチング素子を用い、前記電流
検出手段は前記オン時抵抗の電圧降下を検出することを
特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項３】前記トランスに前記２次巻線と同一巻数で
密結合な検出巻線を設け、前記検出巻線の一端を前記２
次巻線の一端に極性が一致するように接続し、前記電流
検出手段は前記検出巻線の他端と前記２次巻線の他端と
の電位差を検出することを特徴とする請求項１記載のス
イッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5213653A JPH0767329A (ja) | 1993-08-30 | 1993-08-30 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5213653A JPH0767329A (ja) | 1993-08-30 | 1993-08-30 | スイッチング電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0767329A true JPH0767329A (ja) | 1995-03-10 |
Family
ID=16642733
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5213653A Pending JPH0767329A (ja) | 1993-08-30 | 1993-08-30 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0767329A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003088460A3 (en) * | 2002-04-12 | 2004-02-26 | Delta Energy Systems Switzerla | Soft switching high efficiency flyback converter |
| WO2008152839A1 (ja) * | 2007-06-15 | 2008-12-18 | Sanken Electric Co., Ltd. | スイッチング電源装置 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02249976A (ja) * | 1989-03-24 | 1990-10-05 | Hitachi Ltd | Ｍｏｓトランジスタの出力電流検出回路 |
| JPH02261053A (ja) * | 1988-04-05 | 1990-10-23 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | スイッチング電源装置 |
| JP4101286B2 (ja) * | 1994-04-27 | 2008-06-18 | バイエル・アクチエンゲゼルシヤフト | 複素環式ベンゾニトリル類 |
-
1993
- 1993-08-30 JP JP5213653A patent/JPH0767329A/ja active Pending
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02261053A (ja) * | 1988-04-05 | 1990-10-23 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | スイッチング電源装置 |
| JPH02249976A (ja) * | 1989-03-24 | 1990-10-05 | Hitachi Ltd | Ｍｏｓトランジスタの出力電流検出回路 |
| JP4101286B2 (ja) * | 1994-04-27 | 2008-06-18 | バイエル・アクチエンゲゼルシヤフト | 複素環式ベンゾニトリル類 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003088460A3 (en) * | 2002-04-12 | 2004-02-26 | Delta Energy Systems Switzerla | Soft switching high efficiency flyback converter |
| WO2008152839A1 (ja) * | 2007-06-15 | 2008-12-18 | Sanken Electric Co., Ltd. | スイッチング電源装置 |
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