JPH0767344A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】高入力力率を達成し、交流入力電流は、導通期
間の設定幅が広く、且高調波歪が抑制され、尚かつ安定
な直流出力電圧を得るスイッチング電源装置を提供す
る。 【構成】全波整流回路２の正,負極端子間にトランス７
の１次巻線７１と第１のスイッチング手段４を直列接続
し、第２のスイッチング手段５とコンデンサ６との直列
回路を１次巻線７１の両端へ並列接続し、負荷９へ直流
出力電圧を供給する整流平滑回路８と、直流出力電圧を
検出及び安定させる様にスイッチング手段５を所定のオ
ンオフ比で駆動する第１の制御回路１０と、整流電圧値
を検出し、スイッチング手段４をスイッチング手段５と
交互にオンオフ或はオフさせる制御をする第２の制御回
路１１とを備え、交流入力電流Ｉｉは、導通期間の設定幅
が広い為高調波歪が少く、直流出力電圧は、フォワードコ
ンバータから供給されるのでスイッチング手段５のオン
オフ比の調整によって安定な直流出力電圧が得られる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、商用交流電源の交流電
圧を直流安定化電圧に変換し、その直流安定化電圧を産
業用や民生用の各種電子機器に供給するスイッチング電
源装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、スイッチング電源装置は、その高
効率なエネルギー変換特性に鑑みて、産業用や民生用の
各種電子機器の直流安定化電源として多用されている
が、その殆どが入力交流電圧をコンデンサインプット方
式で整流平滑されている為、入力力率が低く、交流入力
電流の高調波歪の発生が問題視され始める傾向に有る。

【０００３】スイッチング電源装置の入力力率を向上さ
せるには、全波整流回路後の平滑コンデンサの静電容量
を小さくし、全波整流回路に流れる電流の導通期間を長
くする方法がある。しかし、この様な方法ではスイッチ
ング電源に多大な範囲の入力電圧を補わせる必要がある
上、直流出力電圧の保持時間が確保出来なくなり、瞬時
停電等のトラブルから負荷を保護出来なくなる。

【０００４】上述の他に、入力力率を向上させる方法と
して、図６に示すスイッチング電源装置（特公平３−７
９９４８に開示されている）がある。これを第１の従来
例とする。

【０００５】図６に於いて、１は入力交流電圧源、２は
全波整流回路、３はコンデンサ、４はスイッチング手段
である。７はトランスであり、１次巻線７１と２次巻線
７２と帰還巻線７５とを有する。８はチョークインプッ
ト型整流平滑回路であり、ダイオード８１とダイオード
８２とチョークコイル８３と出力コンデンサ８４で構成
される。９は負荷、１０は制御回路、１３及び１４はそ
れぞれダイオードである。

【０００６】上記の様に構成されたスイッチング電源装
置について、次に動作を説明する。まず、入力交流電圧
は全波整流回路２により全波整流され、全波整流電圧Ｖ
ｉとして出力される。この全波整流電圧Ｖｉはスイッチ
ング手段４により、高周波交流電圧としてトランス７の
１次巻線７１へ入力される。すると、トランス７の２次
巻線７２に発生する高周波交流電圧はチョークインプッ
ト型整流平滑回路８を介して、直流出力電圧として負荷
９へ供給される。制御回路１０は、前記直流出力電圧を
検出し、その検出結果に基づいて前記直流出力電圧を安
定させる様にスイッチング手段４を所定のオンオフ比で
駆動する。一方、トランス７の帰還巻線７５に発生した
フライバック電圧は、ダイオード１４を介してコンデン
サ３へ供給され、そのコンデンサ３の両端に電圧Ｖｃが
発生する。次に、全波整流回路２から出力された全波整
流電圧Ｖｉがコンデンサ３の電圧Ｖｃ以下になる期間
は、ダイオード１３が導通するのでトランス７の１次巻
線７１へ印加される電圧は、全波整流回路２からの全波
整流電圧Ｖｉではなく、コンデンサ３の電圧Ｖｃから印
加される事になる。

【０００７】この場合の全波整流電圧Ｖｉと交流入力電
流Ｉｉは、図７に示す様な波形となる。図７から交流入
力電流Ｉｉの導通期間が広がり入力力率が向上する様子
が分かる。

【０００８】更に、第２の従来例として、図８に特開平
３−２１５１６７に開示されているスイッチング電源装
置を示す。

【０００９】図８に於いて、１は入力交流電圧源、２は
全波整流回路、３は入力コンデンサ、４は第１のスイッ
チング手段、５は第２のスイッチング手段、６はコンデ
ンサである。７はトランスであり、１次巻線７１と２次
巻線７２を有する。１５はダイオード、１６は出力コン
デンサ、９は負荷であり、ダイオード１５及び出力コン
デンサ１６で構成される整流平滑回路は負荷９へ直流出
力電圧を供給する。１７は制御回路であり、直流出力電
圧を安定化すべく、第１のスイッチング手段４と第２の
スイッチング手段５を所定のオンオフ比で交互に駆動す
る。

【００１０】上記の様に構成されたスイッチング電源装
置について、次に動作を説明する。まず、入力交流電圧
は全波整流回路２により全波整流される。そしてコンデ
ンサ３により平滑されるのでコンデンサ３からの全波整
流電圧Ｖｉは、図９に示す様な平滑された波形になる。
次に、制御回路１７によりスイッチング手段４がオンさ
れている状態の時、全波整流電圧Ｖｉはトランス７の１
次巻線７１へ印加されてトランス７を励磁する。この励
磁によって蓄えられた励磁エネルギーは制御回路１７に
よりスイッチング手段４がオフする事でトランス７の２
次側へ伝わり、その結果トランス７の２次側に電圧が起
こる。その２次側の電圧はダイオード１５と出力コンデ
ンサ１６を介して負荷９へ直流出力電圧として供給され
ると同時に、この時スイッチング手段５がオンしている
のでコンデンサ６にはトランス７の１次巻線からの前記
励磁エネルギーが供給され、前記コンデンサ６には充電
電流が流れて充電が始まる。やがてコンデンサ６の静電
容量の大きさに応じた充電が完了し、コンデンサ６に流
れていた充電電流がゼロになるが、この時まだ前記スイ
ッチング手段５がオン状態であると、コンデンサ６から
放電電流が前記充電電流とは逆向きに流れる。つまり、
今度はコンデンサ６からの前記放電電流によってトラン
ス７の１次巻線を励磁して、その結果前記トランス７の
２次側へ電圧が供給される。従ってコンデンサ６の静電
容量が充分大きければ、全波整流電圧Ｖｉが低下しても
制御回路１７によって駆動されたスイッチング手段５の
動作により、トランス７の２次側へ安定したエネルギー
供給が可能となり、又、コンデンサ３の静電容量を小さ
くする事で、交流入力電流Ｉｉの導通期間を長くし、入
力力率を向上していた。図９はその様子を示した波形図
である。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記の従
来の構成では、例えば第１の従来例である図６の場合、
コンデンサ３の電圧Ｖｃの電圧値によって交流入力電流
Ｉｉの導通期間が決まるが、前記電圧Ｖｃの電圧値は、
トランス７の帰還巻線７５に発生する前記フライバック
電圧によってほぼ固定した値になってしまう。その為、
前記交流入力電流Ｉｉの導通期間は、自由度の狭い設定
しか出来なくなる。又、入力力率は高いが、交流入力電
流Ｉｉの歪みが大きいといった問題点を有していた。一
方第２の従来例である図８の場合、コンデンサ６の静電
容量を大きくするのにも限界があり、高入力力率を望む
程、直流出力電圧への商用周波リップル電圧の重畳をあ
る程度許容しなければならないという問題点を有してい
た。

【００１２】そこで本発明は、上記従来のスイッチング
電源の課題を解決するものであり、高入力力率を達成し
つつ交流入力電流の高調波歪を抑え、且前記交流入力電
流の導通期間の設定に広い自由度があり、尚かつ商用周
波リップル電圧の重畳を抑制した安定な直流出力電圧を
得るスイッチング電源装置を提供する事を目的とする。

【００１３】

【課題を解決するための手段】本発明のスイッチング電
源装置は、交流電圧を受電し整流する少なくとも１つ以
上の整流素子により構成される整流回路と、少なくとも
１次巻線と２次巻線を有するトランスと、第１及び第２
のスイッチング手段と、コンデンサを備え、整流回路の
正極端子と負極端子との間に、トランスの１次巻線と前
記第１のスイッチング手段との回路を接続し、第２のス
イッチング手段とコンデンサとの回路をトランスの１次
巻線の両端へ接続し、そしてトランスの２次巻線に発生
する電圧を整流平滑して負荷へ直流出力電圧を供給する
整流平滑回路と、その直流出力電圧を検出し、その検出
結果に基づいて直流出力電圧を安定させる様に第２のス
イッチング手段を所定のオンオフ比で駆動する第１の制
御回路と、整流回路の出力である整流電圧を検出し、そ
の整流電圧が所定の電圧値より高い場合は第１のスイッ
チング手段を前記第２のスイッチング手段と交互にオン
オフさせ、低い場合はオフさせておく第２の制御回路と
を備えた構成を有している。 また、本発明のスイッチ
ング電源装置は、交流電圧を受電し整流する少なくとも
１つ以上の整流素子により構成される整流回路と、少な
くとも１次巻線と２次巻線と３次巻線を有するトランス
と、第１及び第２のスイッチング手段と、コンデンサを
備え、整流回路の正極端子と負極端子との間に、トラン
スの１次巻線と第１のスイッチング手段との回路を接続
し、第２のスイッチング手段の一端側とコンデンサ一端
側をトランスの３次巻線の一端側と他端側に各々接続
し、そして第２のスイッチング手段の他端側とコンデン
サの他端側とを接続し、トランスの２次巻線に発生する
電圧を整流平滑して負荷へ直流出力電圧を供給する整流
平滑回路と、その直流出力電圧を検出し、その検出結果
に基づいて直流出力電圧を安定させる様に第２のスイッ
チング手段を所定のオンオフ比で駆動する第１の制御回
路と、整流回路の出力である整流電圧を検出し、その整
流電圧が所定の電圧値より高い場合は第１のスイッチン
グ手段を第２のスイッチング手段と交互にオンオフさ
せ、低い場合はオフさせておく第２の制御回路とを備え
た構成を有する。

【００１４】

【作用】本発明では、整流回路の出力である整流電圧が
所定の電圧より高い時第１のスイッチング手段によって
交流入力電流を流すので、その交流入力電流の導通期間
の設定には広い自由度があり、その交流入力電流は交流
入力電圧にほぼ比例した波形が得られるので交流入力電
流の高調波歪は少なくなる。又、直流出力電圧は、第２
のスイッチング手段に直列接続されたコンデンサの電圧
を入力として構成されるフォワードコンバータによって
供給され、更に第１の制御回路による制御が第２のスイ
ッチング手段のオンオフ比を調整する動作をすると、商
用周波リップル電圧の重畳は抑制されて、安定な直流出
力電圧を得られる。

【００１５】

【実施例】以下本発明の実施例について、図面を参照し
ながら説明する。

【００１６】図１は、本発明の第１実施例に於けるスイ
ッチング電源装置の回路構成図である。図１に於いて、
１は入力交流電圧源、２は全波整流回路、３は入力コン
デンサである。４は第１のスイッチング手段であり、第
１のスイッチング素子４１と第１のダイオード４２によ
り構成される。５は第２のスイッチング手段であり、第
２のスイッチング素子５１と第２のダイオード５２によ
り構成される。６はコンデンサである。７はトランスで
あり、１次巻線７１及び２次巻線７２を有する。８はチ
ョークインプット型整流平滑回路であり、ダイオード８
１とダイオード８２とチョークコイル８３と出力コンデ
ンサ８４とで構成され、負荷９へ直流出力電圧を供給す
る。そして１０は第１の制御回路であり、前記直流出力
電圧を検出し、その検出結果に基づいて前記直流出力電
圧を安定させる様に第２のスイッチング手段５を所定の
オンオフ比で駆動する機能を有し、１１は第２の制御回
路であり、全波整流電圧Ｖｉを検出し、該電圧Ｖｉが所
定の電圧値より高い場合に第１のスイッチング素子４１
を第２のスイッチング素子５１のオンの期間はスイッチ
ング素子４１をオフし、スイッチング素子５１のオフの
期間はスイッチング素子４１をオンする様にオンオフさ
せ、全波整流電圧Ｖｉが所定の電圧値より低い場合は常
にオフさせておく機能を有する。

【００１７】全波整流電圧Ｖｉは全波整流回路２の出力
電圧として得られる。入力コンデンサ３は全波整流電圧
Ｖｉの平滑が目的ではなく、第１のスイッチング手段４
がオンした時のスイッチング電流が全て全波整流回路２
に流れるのを防ぎ、ノーマルモードノイズを抑制する為
に接続されている。従って、ノーマルモードノイズ抑制
の為にＬＣフィルターの構成にする場合もある。

【００１８】図２は，図１のスイッチング電源装置の動
作波形図である。Ｖｉは全波整流電圧波形、ＶG1は第１
のスイッチング素子４１の駆動パルス波形、ＶG2は第２
のスイッチング素子５１の駆動パルス波形、Ｉｉは交流
入力電流波形である。

【００１９】以下に図１と図２を参照しながらスイッチ
ング電源装置の動作を説明する。

【００２０】まず、全波整流電圧Ｖｉが所定の電圧値Ｖ
thより高い期間であるモード１の動作を説明する。この
期間、第１のスイッチング素子４１と第２のスイッチン
グ素子５１は交互にオンオフする。第１のスイッチング
素子４１がオンの時、第２のスイッチイング素子はオフ
しており、全波整流電圧Ｖｉがトランス７の１次巻線７
１に印加するのでトランス７の１次巻線７１が励磁され
て、その励磁によるエネルギーはトランス７に蓄積され
る。そして第１のスイッチング素子４１がオフすると、
トランス７の１次巻線７１の電圧は反転し（従って２次
巻線７２の電圧も反転し）、ダイオード５２及びダイオ
ード８１が導通する。すると第２のスイッチング素子５
１がオンし、コンデンサ６に充電電流が流れる（コンデ
ンサ６が充電される）と共に、トランス７に蓄積された
励磁エネルギーは１次巻線７１から２次巻線７２へ伝わ
り、ダイオード８１を介してチョークコイル８３を励磁
しつつ出力へ放出される。その後コンデンサ６の充電電
流はやがてゼロになり流れなくなる。しかし、第２のス
イッチング素子５１がオンしている期間は前記コンデン
サ６から、放電電流として充電電流とは逆向きの電流が
流れる。従ってトランス７の１次巻線７１にはコンデン
サ６の電圧が強制的に入力されるのでトランス７の２次
側では、ダイオード８１を介して、チョークコイル８３
を励磁し続けて出力へのエネルギー放出が続く。

【００２１】その後、第２のスイッチング素子５１がオ
フすると、トランス７の各巻線７１及び７２の電圧は再
び反転し、ダイオード８１は非導通状態になる。そして
ダイオード４２が導通すると共に第１のスイッチング素
子４１がオンする。又、トランス７の２次側ではチョー
クコイル８３の両端の電圧も反転し、ダイオード８２が
導通する。チョークコイル８３に蓄えられた励磁エネル
ギーはダイオード８２を介して出力へ放出される。トラ
ンス７の１次側では第１のスイッチング素子４１がオン
した事によって、全波整流電圧Ｖｉがトランス７の１次
巻線７１に印加され、その１次巻線７１は再び励磁され
る。

【００２２】以上の動作の繰り返しを通じ、直流出力電
圧は、コンデンサ６の電圧を入力電圧として構成される
フォワードコンバータの出力電圧であり、その上更に第
２のスイッチング手段５のオンオフ比を調整する事によ
って安定化する。又、コンデンサ６の静電容量が充分に
大きければ、前記コンデンサ６の電圧値がほぼ一定であ
り、前記オンオフ比もほぼ一定となる。又、コンデンサ
６を流れる電流は総じて充電電流が多くなり、前記コン
デンサ６の両端の電圧値は、このモード１を通じて若干
上昇する。一方、第１のスイッチング手段４を流れるス
イッチング電流は、第１のスイッチング手段４のオン期
間の初期に於いて、コンデンサ３へと回生電流が流れる
ものの、全波整流電圧Ｖｉにほぼ比例した波形となるの
でモード１の期間に流れる交流入力電流Ｉｉは、図２に
示す様な高調波歪の少ない波形となる。

【００２３】次に、全波整流電圧Ｖｉが所定の電圧値Ｖ
thより低く、第１のスイッチング素子４１が常にオフし
ている期間のモード２での動作を説明する。第２のスイ
ッチング手段５のオンオフによって、コンデンサ６の電
圧を入力電圧として構成されるフォワードコンバータが
動作する事は前述のモード１と同様であり、直流出力電
圧は、第２のスイッチング手段５のオンオフ比を調整す
る事によって安定化する。又、コンデンサ６の静電容量
が充分に大きければ、前記コンデンサ６の電圧値がほぼ
一定であり、前記オンオフ比もほぼ一定となる。前述の
モード１と異なるのは、第１のスイッチング素子４１が
常にオフしている為、全波整流電圧Ｖｉから、トランス
７の１次巻線７１へ励磁電流は流れず、従って、コンデ
ンサ６へ充電をしない点である。このモード２を通じて
コンデンサ６の両端の電圧値は、若干減少する。

【００２４】以上の様に本実施例によれば、交流入力電
圧を全波整流する全波整流回路と、トランス７の１次巻
線７１と第１のスイッチング手段４との直列回路を前記
全波整流回路の正極側と負極側との間に接続し、第２の
スイッチング手段５とコンデンサ６との直列回路を前記
１次巻線７１の両端へ並列に接続して、トランス７の２
次巻線７２に発生する電圧を整流平滑して負荷へ直流出
力電圧を供給するチョークインプット型整流平滑回路８
と、前記直流出力電圧を検出し、その検出結果に基づい
て前記直流出力電圧を安定させる様に第２のスイッチン
グ手段５を所定のオンオフ比で駆動させる第１の制御回
路１０と、全波整流電圧Ｖｉを検出し、該電圧Ｖｉが所
定の電圧値Ｖthより高い場合は第１のスイッチング手段
４を第２のスイッチング手段５と交互にオンオフさせ、
低い場合には常にオフさせておく第２の制御回路１１と
を備えた構成によって、全波整流電圧Ｖｉが所定の電圧
値Ｖthより高い時のみ第１のスイッチング手段４により
交流入力電流Ｉｉが流れるので、その交流入力電流Ｉｉ
の導通期間は設定し易い。又、前記交流入力電流Ｉｉ
は、交流入力電圧にほぼ比例した波形が得られるので高
調波歪が少ない。更に、直流出力電圧は、第２のスイッ
チング手段５に直列接続されたコンデンサ６の電圧を入
力として構成されるフォワードコンバータから供給さ
れ、更に第１の制御回路による制御は、第２のスイッチ
ング手段５のオンオフ比を調整する動作をする。よっ
て、商用周波リップル電圧の重畳が抑制された安定な直
流出力電圧が得られる。

【００２５】次に、本発明の第２実施例について、図面
を参照しながら説明する。

【００２６】図３は、本発明の第２実施例に於けるスイ
ッチング電源装置の回路構成図である。図３に於て、１
は入力交流電圧源で、２は全波整流回路、３は入力コン
デンサ、４は第１のスイッチング手段であり、第１のス
イッチング素子４１と第１のダイオード４２により構成
される。５は第２のスイッチング手段であり、第２のス
イッチング素子５１と第２のダイオード５２により構成
される。６はコンデンサである。７はトランスであり、
１次巻線７１及び２次巻線７２及び３次巻線７３を有す
る。８はチョークインプット型整流平滑回路であり、負
荷９へ直流出力電圧を供給する。１０は第１の制御回路
であり、直流出力電圧を検出して、その検出結果に基づ
いて前記直流出力電圧を安定させる様に前記第２のスイ
ッチング手段５を所定のオンオフ比で駆動する機能を有
する。１１は第２の制御回路であり全波整流電圧Ｖｉを
検出し、該電圧Ｖｉが所定の電圧値より高い場合は前記
第１のスイッチング素子４１を前記第２のスイッチング
素子５１と交互にオンオフさせ、低い場合は常にオフさ
せておく機能を有する。

【００２７】図１の構成と異なるのは、トランス７に３
次巻線７３を設け、第２のスイッチング手段５の一端と
コンデンサ６の一端を、３次巻線７３の一端と他端に各
々直列に接続し、そして第２のスイッチング手段５の他
端とコンデンサ６の他端とを接続した接続点を全波整流
回路２の負極端子に接続した点である。

【００２８】上記の様に構成されたスイッチング電源装
置は、第１実施例に於ける第２のスイッチング手段５と
コンデンサ６とで構成されていた充放電回路を、３次巻
線７３を設ける事により分離したものであり、その基本
動作は同様である。従って異なる動作について説明す
る。まず、全波整流電圧Ｖｉが所定の電圧値Ｖthより高
い期間であるモード１の動作を説明する。この期間、第
１のスイッチング素子４１と第２のスイッチング素子５
１は交互にオンオフする。第１のスイッチング素子４１
がオンの時、全波整流電圧Ｖｉがトランス７の１次巻線
７１に印加される。するとその１次巻線７１が励磁され
てトランス７に励磁エネルギーが蓄積される。第１のス
イッチング素子４１がオフすると、トランス７の各巻線
７１,７２,７３の電圧は反転し、トランス７に蓄えられ
た励磁エネルギーは、３次巻線７３から第２のスイッチ
ング手段５を介し、コンデンサ６に充電電流を流し（コ
ンデンサ６を充電する）始めると共に、２次巻線７２か
らチョークインプット型整流平滑回路８に供給しつつ出
力へ放出される。その後コンデンサ６の充電電流はやが
てゼロになり流れなくなる。しかし、第２のスイッチン
グ素子５１がオンしている期間は、コンデンサ６から
は、放電電流が前記充電電流の逆向きに流れる。従って
トランス７の３次巻線７３にはコンデンサ６の電圧が強
制的に入力され、トランス７の２次側ではチョークイン
プット型整流平滑回路８へのエネルギー供給が継続す
る。

【００２９】その後、第２のスイッチング素子５１がオ
フすると、トランス７の各巻線７１,７２,７３の電圧は
再び反転し、第１のダイオード４２が導通すると共に第
１のスイッチング素子４１がオンする。その事によっ
て、全波整流電圧Ｖｉがトランス７の１次巻線７１に印
加され、その１次巻線７１は再び励磁される。

【００３０】以上の動作の繰り返しを通じ、チョークイ
ンプット型整流平滑回路８の出力である直流出力電圧
は、コンデンサ６の電圧を入力電圧として構成されるフ
ォワードコンバータの出力電圧であるから、第２のスイ
ッチング手段５のオンオフ比を調整する事によって安定
化できる。

【００３１】次に、全波整流電圧Ｖｉが所定の電圧値Ｖ
thより低く、第１のスイッチング素子４１がオフしてい
るモード２での動作を説明する。このモード２では第１
実施例に於ける１次巻線７１の役割を３次巻線７３が果
たし、第２のスイッチング手段５がオンオフする事によ
り、コンデンサ６の電圧を入力電圧として構成されるフ
ォワードコンバータとして動作する事はモード１と同様
である。直流出力電圧は、第２のスイッチング手段５の
オンオフ比を調整する事によって安定化できる。

【００３２】以上の動作を通じ、コンデンサ６の静電容
量が充分に大きければ、そのコンデンサ６の電圧はほぼ
一定であり、前記オンオフ比もほぼ一定となる。又、コ
ンデンサ６の両端の電圧値は、モード１で充電されて若
干上昇し、モード２を通じて放電されて若干減少する点
は第１実施例と同様である。又、交流入力電流Ｉｉは、
モード１の期間に於いて流れ、高調波歪が少ない等の特
長も第１実施例と同様である。但し、１次巻線７１と３
次巻線７３との磁気結合の度合いによっては、第１のス
イッチング手段４或は第２のスイッチング手段５のター
ンオフ時に関し、漏れインダクタンスの増大に伴いサー
ジ電圧が発生する事がある。

【００３３】本実施例では、上記の様にトランス７に３
次巻線７３を設ける事により、第２のスイッチング手段
５の一端とコンデンサ６一端とを、３次巻線７３の一端
と他端に各々接続し、そして第２のスイッチング手段の
他端とコンデンサの他端とを接続した充放電回路を分離
したので、第１実施例と同様の動作及び特長が得られる
上、第２のスイッチング手段５の他端とコンデンサ６の
他端とを接続した接続点を全波整流回路３の負極端子に
接続する事ができ、第２のスイッチング手段５及び第１
の制御回路１０を安定電位で動作させる事が可能とな
る。更に、３次巻線７３の巻数の調整をする事により、
第２のスイッチング手段５やコンデンサ６に使う素子
（部品）としては、幅広い耐電圧・耐電流特性の素子
（部品）が使用可能であり、自由度の広い前記素子（部
品）選定が出来る特長もある。

【００３４】次に、本発明の第３実施例について、図面
を参照しながら説明する。

【００３５】図４は、本発明の第３実施例に於けるスイ
ッチング電源装置の回路構成図である。図４に於て、１
は入力交流電圧源、２は全波整流回路、３は入力コンデ
ンサ、４は第１のスイッチング手段であり、第１のスイ
ッチング素子４１と第１のダイオード４２により構成さ
れる。５は第２のスイッチング手段であり、第２のスイ
ッチング素子５１と第２のダイオード５２により構成さ
れる。６はコンデンサである。７はトランスであり、１
次巻線７１及び２次巻線７２及び３次巻線７３を有し、
１次巻線７１と３次巻線７３の巻数は等しい。８はチョ
ークインプット型整流平滑回路であり、負荷９へ直流出
力電圧を供給する。１０は第１の制御回路であり、直流
出力電圧を検出し、その検出結果に基づいて前記直流出
力電圧を安定させる様に前記第２のスイッチング手段を
所定のオンオフ比で駆動する機能を有する。１１は第２
の制御回路であり、全波整流電圧Ｖｉを検出し、該電圧
Ｖｉが所定の電圧値より高い場合は前記第１のスイッチ
ング素子４１を前記第２のスイッチング素子５１と交互
にオンオフさせ、低い場合は常にオフさせておく機能を
有する。１２は第３のダイオードである。

【００３６】第２のスイッチング手段５に一端とコンデ
ンサ６の一端の接続点を全波整流回路２の正極端子に接
続し、第１のスイッチング手段４と１次巻線７１との接
続点と、コンデンサ６と３次巻線との接続点の間に、第
３のダイオード１２を接続した点が図３の構成と異な
る。

【００３７】上記の様に構成されたスイッチング電源装
置が、その動作上第２実施例と基本的に異なる点は、モ
ード１に於いて、第１のスイッチング素子４１がターン
オフした際にコンデンサ６への充電電流が第３のダイオ
ード１２を介しても行われるので、第１のスイッチング
素子４１へのサージ電圧がクランプされる事である。し
かしながら、第２のスイッチング素子５１がオンする度
に１次巻線７１と３次巻線７３に、同時にコンデンサ６
の電圧が印加されるので、両巻線７１と７３の巻数は等
しくしておく必要がある。

【００３８】本実施例は、第２実施例に於ける第２のス
イッチング手段５の一端とコンデンサ６の一端を全波整
流回路２の正極端子へ接続し、第１のスイッチング手段
４と１次巻線７１との接続点と、コンデンサ６と３次巻
線との接続点の間に第３のダイオード１２を接続し、１
次巻線７１と３次巻線７３との巻数を等しくする事によ
り、コンデンサ６と第２のスイッチング手段５の部品選
定の自由度は第１実施例と同様になるものの、入力力率
向上に関する特長及び第２のスイッチング手段５及び第
１の制御回路１０を安定電位で動作させる事が出来る特
長に加え、第２実施例では損なわれていたサージ電圧の
抑制を補う効果がある。

【００３９】又、第１から第３実施例に於いて、第２の
制御回路１１は、入力交流電圧の整流電圧として全波整
流回路２の全波整流電圧Ｖｉを検出しているが、実際に
は、第１のスイッチング手段４のスイッチング電流によ
って生ずる高周波リップル電圧が重畳され、正常な全波
整流電圧Ｖｉの値を検出する事が困難な場合も考えられ
る。この様な場合、全波整流回路２とは別に整流回路を
設け、その別の整流回路からの整流電圧を検出してもよ
い。

【００４０】図５に上述の様な検出方法に加え、第１の
スイッチング手段４を駆動する第２の制御回路の具体例
を示す。

【００４１】図５に於いて、２１〜２３はダイオード、
２４〜２７は抵抗、２８はコンデンサ、２９は比較回
路、３０はパルス発生回路、３１はＡＮＤ回路、３２は
ドライブ回路、７４はトランス７に設けられたドライブ
巻線である。

【００４２】ダイオード２１、２２は全波整流回路２の
負極端子を共有して入力交流電圧を全波整流し、抵抗２
４および２５で電圧が分割され、比較回路２９の正入力
端子に印加される。さらにダイオード２３とコンデンサ
２８によって平滑された直流電圧は抵抗２６と２７によ
って分割され、比較回路２９の負入力端子に印加され
る。一方、パルス発生回路３０は、第２のスイッチング
手段５のターンオフによるドライブ巻線７４の電圧反転
を検出して、所定時間Ｈとなるパルス信号を出力する機
能を有し、その出力信号は比較回路２９の出力信号と共
にＡＮＤ回路３１へ入力される。ＡＮＤ回路３１の出力
信号はドライブ回路３２によって増幅され、第１のスイ
ッチング手段４を駆動する。この様な構成により、比較
回路２９の出力がHighの時にモード１、Lowの時にモー
ド２に決定される。

【００４３】整流電圧がＥｉ・ｓｉｎθ、抵抗２４〜２
７の抵抗値がＲ１〜Ｒ４であるとすると、比較回路２９
の正入力端子にはＥｉ・ｓｉｎθ・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ
２）の電圧が印加され、負入力端子にはＥｉ・Ｒ４／
（Ｒ３＋Ｒ４）の電圧が印加される。従ってモード１と
モード２の切り代わり条件は、ｓｉｎθ＝（Ｒ１＋Ｒ
２）・Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）／Ｒ２ となり、交流入力
電圧によらず、抵抗２４〜２７の抵抗値で決まる一定の
導通角で交流入力電流Ｉｉを流す事ができる。

【００４４】尚、第１〜第３実施例に於て、第１のスイ
ッチング手段４及び第２のスイッチング手段５の各々に
は、スイッチング素子と、そのスイッチング素子に逆並
列に接続されたダイオードとで構成されていたが、例え
ば寄生ダイオードを有するＭＯＳＦＥＴの様に、印加電
圧がゼロになるとオン状態になる様なスイッチング素子
であれば、前記各々のスイッチング手段４及び５は、前
記その様なスイッチング素子単体へと置換しても良い事
は勿論である。

【００４５】又、図５に、全波整流回路２とは別に整流
回路を設けて、その別の整流回路からの整流電圧を検出
する方法に加えて、第１のスイツチング手段４を駆動す
る第２の制御回路の具体例を挙げ、その具体例の制御回
路の構成要素並びに動作説明を述べた。その実施例に於
て、交流入力電流Ｉｉは抵抗２４〜２７の抵抗値で決ま
る一定の導通角によって流す事が出来る。即ち、前記抵
抗２４〜２７の抵抗値を可変させる等すれば、その抵抗
値の変化によって導通角も変化するので前記交流入力電
流Ｉｉの導通期間を色々に変える事が可能である。

【００４６】又、前述の第１〜第３実施例では、モード
１は、全波整流電圧Ｖｉが所定の電圧値Ｖthより高い期
間の動作で、モード２は、全波整流電圧Ｖｉが所定の電
圧値Ｖthより低い期間の動作であったが、全波整流電圧
Ｖｉが所定の電圧値Ｖthと同じである時は、モード１,
モード２どちらの動作としても良く、又は、新なモード
等としても良い。

【００４７】又、スムーズなモードの切り換わりのた
め、所定の電圧値Ｖth等をモードによって変化させ、ヒ
ステリシスを設ける等しても良いことは言うまでもな
い。

【００４８】又、前述の第１〜第３実施例に於いては、
第１の制御回路と第２の制御回路が逐次動作する過程の
結果として第１のスイッチング手段を第２のスイッチン
グ手段と交互にオンオフ或はオフさせていたが、第１の
制御回路と第２の制御回路の制御方法は、一つ以上の基
本となる様なクロックパルス等を使って、第１のスイッ
チング手段を第２のスイッチング手段と交互にオンオフ
或はオフさせても良く、要するに、高入力力率を達成し
つつ交流入力電流の高調波歪を抑え、且交流入力電流の
導通期間の設定幅が広く、尚かつ商用周波リップル電圧
の重畳を抑制する安定な直流出力電圧が得られる様な制
御方法であれば良い。

【００４９】

【発明の効果】以上の様に本発明のスイッチング電源装
置は、整流回路の出力である整流電圧が所定の電圧より
高い時第１のスイッチング手段によって、交流入力電流
Ｉｉが流れ、その交流入力電流Ｉｉの導通期間の設定を
自由にでき、又、その交流入力電流Ｉｉは、交流入力電
圧にほぼ比例した波形が得られるので高調波歪が少な
い。更に、直流出力電圧は、第２のスイッチング手段に
直列接続されたコンデンサの電圧を入力として構成され
るフォワードコンバータから供給される。

【００５０】その上更に第２のスイッチング手段のオン
オフ比を調整した事によって、商用周波リップル電圧の
重畳は抑制され、且安定な直流出力電圧の得られる優れ
たスイッチング電源装置を実現する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例に於けるスイッチング電源
装置の回路構成図である。

【図２】本発明の第１〜３実施例に於けるスイッチング
電源装置の動作波形図である。

【図３】本発明の第２実施例に於けるスイッチング電源
装置の回路構成図である。

【図４】本発明の第３実施例に於けるスイッチング電源
装置の回路構成図である。

【図５】本発明の第１〜３実施例に於ける全波整流回路
２とは別に整流回路を設け、その整流回路の整流電圧を
検出する方法を加えた第２の制御回路の一例である。

【図６】第１の従来例に於けるスイッチング電源装置の
回路構成図である。

【図７】第１の従来例に於けるスイッチング電源装置の
動作波形図である。

【図８】第２の従来例に於けるスイッチング電源装置の
回路構成図である。

【図９】第２の従来例に於けるスイッチング電源装置の
動作波形図である。

【符号の説明】

１ 交流電圧源 ２ 全波整流回路 ３ 入力コンデンサ ４ 第１のスイッチング手段 ５ 第２のスイッチング手段 ６ コンデンサ ７ トランス ８ チョークインプット型整流平滑回路 ９ 負荷

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電圧を受電し整流する少なくとも１
   つ以上の整流素子により構成される整流回路と、少なく
   とも１次巻線と２次巻線を有するトランスと、第１及び
   第２のスイッチング手段と、コンデンサを備え、 前記整流回路の正極端子と負極端子との間に、前記トラ
   ンスの１次巻線と前記第１のスイッチング手段との回路
   を接続し、前記第２のスイッチング手段と前記コンデン
   サとの回路を前記トランスの１次巻線の両端へ接続し、
   前記トランスの２次巻線に発生する電圧を整流平滑する
   整流平滑回路の直流出力電圧を負荷へ供給し、更にその
   直流出力電圧を検出し、その検出結果に基づいて前記直
   流出力電圧を安定させる様に前記第２のスイッチング手
   段を所定のオンオフ比で駆動する第１の制御回路と、前
   記整流回路の出力である整流電圧を検出し、該電圧が所
   定の電圧値より高い場合は前記第１のスイッチング手段
   を前記第２のスイッチング手段と交互にオンオフさせ、
   低い場合はオフさせておく第２の制御回路とを備えたス
   イッチング電源装置。
2. 【請求項２】 交流電圧を受電し整流する少なくとも１
   つ以上の整流素子により構成される整流回路と、少なく
   とも１次巻線と２次巻線と３次巻線を有するトランス
   と、第１及び第２のスイッチング手段と、コンデンサを
   備え、 前記整流回路の正極端子と負極端子との間に、前記トラ
   ンスの１次巻線と前記第１のスイッチング手段との回路
   を接続し、前記第２のスイッチング手段の一端側と前記
   コンデンサ一端側を前記トランスの３次巻線の一端側と
   他端側に各々接続し、そして前記第２のスイッチング手
   段の他端側と前記コンデンサの他端側とを接続し、前記
   トランスの２次巻線に発生する電圧を整流平滑する整流
   平滑回路の直流出力電圧を負荷へ供給し、更にその直流
   出力電圧を検出し、その検出結果に基づいて前記直流出
   力電圧を安定させる様に前記第２のスイッチング手段を
   所定のオンオフ比で駆動する第１の制御回路と、前記整
   流回路の出力である整流電圧を検出し、該電圧が所定の
   電圧値より高い場合は前記第１のスイッチング手段を前
   記第２のスイッチング手段と交互にオンオフさせ、低い
   場合はオフさせておく第２の制御回路とを備えたスイッ
   チング電源装置。
3. 【請求項３】 第２のスイッチング手段の一端側と前記
   コンデンサの一端側を前記トランスの３次巻線の一端側
   と他端側に各々接続し、前記第２のスイッチング手段の
   他端側と前記コンデンサの他端側との接続点を前記整流
   回路の正極端子側に接続し、前記３次巻線の巻数と前記
   １次巻線の巻数とを等しくし、前記第１のスイッチング
   手段と前記トランスの１次巻線との接続点と、前記コン
   デンサと前記３次巻線との接続点の間に、第３のダイオ
   ードを接続した請求項２記載のスイッチング電源装置。