JP3102985B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、交流を入力とするスイ
ッチング式直流安定化電源装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図７は本発明者らが特願平５−177379号
で提案したスイッチング電源の構成を示す。このスイッ
チング電源は、スイッチング素子３４と制御回路４１か
らなる簡単な構成で、入力電流波形の高力率化と出力の
定電圧化を同時に実現するものである。

【０００３】図７の構成は、商用交流電源２０と、ダイ
オード２２，２３，２４，２５で構成された全波整流器
２１と、インダクタ２６と、一次巻線２８，二次巻線２
９，三次巻線３０，制御巻線３１を有するトランス２７
と、平滑コンデンサ３２と、ダイオード３３と、スイッ
チング素子３４と、ダイオード３６，３７，インダクタ
３８，コンデンサ３９で構成される整流平滑回路３５
と、制御回路４１とより構成されている。４０は負荷で
ある。

【０００４】この動作は次のようになる。トランス２７
の各巻線の巻数を、それぞれ一次巻線２８がＮ₁ 、二次
巻線２９がＮ₂ 、三次巻線３０がＮ₃ 、制御巻線３１が
Ｎ₄ とし、図中のａ点，ｂ点，ｃ点の各電位をそれぞれ
Ｖ_a ，Ｖ_b ，Ｖ_c とする。ここでＮ₁ ＝Ｎ₄ に設定する
と、スイッチング素子３４がオンのときにトランス２７
の一次巻線２８には、平滑コンデンサ３２の電圧、すな
わち、Ｖ_b が印加される。このとき、トランス２７の制
御巻線３１には（Ｖ_b ・Ｎ₄ ）／Ｎ₁ なる電圧が発生す
るが、Ｎ₁ ＝Ｎ₄ と設定しておいたので、これはほぼＶ
_b と等しくなる。そこでａ点の電圧Ｖ_a は、平滑コンデ
ンサ３２の電圧Ｖ_b からトランス２７の制御巻線３１の
発生電圧Ｖ_bを差し引くと零ボルトになる。すなわち、
スイッチング素子３４がオンのときにａ点の電位は常に
零ボルトになる。

【０００５】このスイッチング素子３４がオンの時の回
路の中の電流の流れは、第１に平滑コンデンサ３２ →
トランス２７の一次巻線２８ → 二次巻線２９ →
整流平滑回路３５ → 負荷４０を経由してトランス
の一次巻線２８へ戻り、スイッチング素子３４を流れ、
これによって平滑コンデンサ３２のエネルギーを負荷４
０へ送っている。また、スイッチング素子３４がオンの
ときにはａ点の電圧Ｖ _a は常に零ボルトになるので、イ
ンダクタ２６に入力電圧Ｖ_in(3) が印加され、インダク
タ２６のインダクタンスをＬ₂₆、インダクタ２６を流れ
る電流をＩ_{L(on )} 、スイッチング素子３４をオンしてか
らの時間をｔとすると

【０００６】

【数１】

【０００７】で決定される電流がインダクタ２６を流れ
る。この電流はトランス２７の制御巻線３１を流れ、そ
の結果として、トランス２７の一次巻線２８を流れ、ス
イッチング素子３４を流れる。このような電流の流れに
よって、商用交流電源２０のエネルギーがインダクタ２
６に蓄えられる。

【０００８】次にスイッチング素子３４がオフのときに
は、トランスのリセットのためにトランス２７の三次巻
線３０に逆起電力が発生してダイオード３３を介して平
滑コンデンサ３２に電流が流れ込む。このとき三次巻線
３０の端子間は平滑コンデンサ３２の電圧Ｖ_b でクラン
プされるので、制御巻線３１に発生する電圧Ｖ_{N4(off )}
は

【０００９】

【数２】

【００１０】となる。したがってａ点の電圧Ｖ_a(off)は

【００１１】

【数３】

【００１２】となり、インダクタ２６には入力電圧Ｖ
_in(3) との差電圧、すなわち

【００１３】

【数４】

【００１４】となる電圧が印加されてインダクタ２６を
流れる電流は減少する。また、スイッチング素子３４が
オフのときに回路の中の電流の流れは、前記のトランス
２７のリセットのための電流が、三次巻線３０からダイ
オード３３を介して平滑コンデンサ３２に流れ込むもの
があり、スイッチング素子３４がオフの期間にはインダ
クタ２６の電流が制御巻線３１を介して平滑コンデンサ
３２に流れ込み、同時に、このトランス２７の制御巻線
３１を流れた結果、それに対応する電流がトランス２７
の三次巻線３０からダイオード３３を介して平滑コンデ
ンサ３２に流れ込む。すなわち、このような電流の流れ
で、スイッチング素子３４がオフ期間にはトランス２７
のリセットのためにトランス２７の励磁エネルギーが平
滑コンデンサ３２に送られると同時に、インダクタ２６
に蓄えられていたエネルギーが平滑コンデンサ３２に送
られる。以上のような動作と同時に制御回路４１は整流
平滑回路３５の出力電圧が規定の電圧になるように、ス
イッチング素子３４のオン−オフの期間を制御してい
る。

【００１５】図８（ａ）（ｂ）（ｃ）は図７の各部の動
作波形を示し、前述のようにインダクタ２６の端子間に
はスイッチング素子３４がオンの期間には、入力電圧Ｖ
_{in(3 )} が印加され、スイッチング素子３４がオフの期間
には

【００１６】

【数５】

【００１７】なる電圧が印加されるので、まずスイッチ
ング素子３４がオンの時のインダクタ２６の電流は前述
の式で表わされる。ここでＶ_in(3) は商用入力電圧、Ｌ
₂₆はインダクタ２６のインダクタンス、ｔはスイッチン
グ素子３４がオンしてからの時間である。またスイッチ
ング素子３４がオンする直前にインダクタ２６の電流は
零アンペアになるように設定してある。このスイッチン
グ電源が定常動作をしている時は、スイッチング素子３
４のオン幅ｔ_onは、商用交流サイクルでほぼ一定とみな
されるので、スイッチング素子３４が高周波でオン−オ
フする一周期中のインダクタ２６の電流のピーク値をＩ
_L(Peek) とすると、

【００１８】

【数６】

【００１９】となる。そこでＶ_in(3) は正弦波であり、
上式よりインダクタ２６の電流のピーク値Ｉ_L(Peek) を
結んだ線も正弦波になることがわかる。次にスイッチン
グ素子３４がオフした時は前述のようにインダクタ２６
では

【００２０】

【数７】

【００２１】となる。ここでＶ_in(3) は商用入力電圧、
Ｖ_b は平滑コンデンサ３２の電圧、Ｎ ₃ はトランス２７
の三次巻線３０の巻数、Ｎ₄ はトランス２７の制御巻線
３１の巻数である。

【００２２】そこで、スイッチング素子３４がオフして
からインダクタ２６の電流が零アンペアになるまでの時
間ｔ_off-1 は、次式で表わされる。

【００２３】

【数８】

【００２４】よってｔ_onとｔ_off-1 の和は、

【００２５】

【数９】

【００２６】となる。このときの電流波形は図８に示す
ようになる。そこでインダクタ２６の電流は、高周波ス
イッチングの周期で常に零アンペアまでリセットするよ
うに設定しておけば、高周波スイッチングの一周期にお
けるインダクタ２６の電流の平均値Ｉ_L(Ave)はｔ₀ を高
周波スイッチングの周期とすると、次式のようになる。

【００２７】

【数10】

【００２８】ここで、Ｖ_in(3) は商用入力電圧で正弦波
であるので、Ｖ_b をＶ_in(3) に対して、1.5 倍〜２倍以
上に大きくしておくと、商用サイクルにおけるＩ_L(Ave)
は、近似的に正弦波となる。

【００２９】すなわち、高周波で増減しているインダク
タ２６の電流に対して、全波整流器２１の直前か、また
は直後に高周波リプル除去用のローパスフィルタを使用
することにより、商用入力電流波形を近似的に正弦波に
することができ、力率を高くすることができる。

【００３０】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
ような構成では交流入力電圧の変動範囲が大きい場合に
問題がある。すなわち、スイッチング素子３４やダイオ
ード３６，３７は最大入力電圧時の印加電圧に耐え、か
つ最低入力電圧時の通過電流に耐えなければならないた
め、入力電圧の変動範囲が大きいと必然的に高耐圧、大
電流の素子が必要となる点である。このことはコスト、
サイズの増大を招くだけではなく、一般に高耐圧のスイ
ッチ素子は低耐圧のものに比べて電流通過時の損失が大
きくなるため、全体の効率も下がってしまう。

【００３１】そこで、図９に示すような倍電圧整流回路
を使用することが考えられる。８はトランス、１５はス
イッチング素子、１６は整流平滑回路、２１は負荷、２
２は制御回路である。交流電源１の電圧が低い場合、ス
イッチ素子４４をオンさせる。すると、交流電源１の正
の半サイクルでは交流電源１ → ダイオード３ →コ
ンデンサ４５ → スイッチ素子４４ → 交流電源１
のルートで電流が流れ、負の半サイクルでは交流電源１
→ スイッチ素子４４ → コンデンサ４６ → ダ
イオード４ → 交流電源１のルートで電流が流れる。
コンデンサ４５，４６はそれぞれ交流入力電圧のピーク
値で充電されるため、普通に全波整流した場合の二倍の
電圧を図中のａ−ｂ間に得ることができる。交流電源１
の電圧が高い場合は、スイッチ素子４４をオフさせれば
単なる全波整流回路となる。このように交流電源１の電
圧に応じてスイッチ素子４４を切り換えることにより、
ａ−ｂ間の電圧変動を少なくできるのが図９の回路であ
る。スイッチ素子４４がオフしているときの動作波形を
図１０（ａ）（ｂ）に示す。

【００３２】ところが、この回路はコンデンサインプッ
トであるため、図１０を見ればわかるように入力電流Ｉ
_inがサージ状になり力率が極めて低い。このため単に図
７に示したスイッチング電源装置の前段に図９に示した
倍電圧整流回路を付けたのでは、図７に示したスイッチ
ング電源装置の入力電流波形の高力率化が可能という特
徴を失ってしまう問題がある。

【００３３】本発明は広い入力電圧範囲の条件において
も素子の大型化、損失の増大を避け、高力率で高効率の
スイッチング電源装置を提供することを目的とする。

【００３４】

【課題を解決するための手段】本発明のスイッチング電
源装置は、交流電源に接続された全波整流器の出力端子
間に平滑コンデンサを接続し、前記平滑コンデンサの端
子間にトランスの一次巻線とスイッチング素子の直列回
路を接続し、前記トランスの二次巻線に整流平滑回路を
接続し、この整流平滑回路の出力端子間に接続された負
荷に電力を供給すると同時に、前記整流平滑回路の出力
電圧が規定の電圧になるように、前記スイッチング素子
を制御する制御回路を備えたスイッチング電源装置にお
いて、前記全波整流器の出力端子と前記平滑コンデンサ
の各端子間にそれぞれインダクタと前記トランスの制御
巻線の直列回路を接続するとともに、前記平滑コンデン
サを第１，第２の平滑コンデンサの直列接続で構成し、
第１の平滑コンデンサと第２の平滑コンデンサとの接続
点と前記交流電源の一端との間にスイッチ素子を介装
し、前記スイッチ素子を、前記交流電源の出力電圧が低
い期間にオン状態とし、前記交流電源の出力電圧が高い
期間にオフ状態にするよう構成したことを特徴とする。

【００３５】

【作用】この構成によると、入力電圧が低い場合には、
第１，第２の平滑コンデンサの端子電圧がトランスの一
次巻線に印加されて、平滑コンデンサが一つで、しかも
交流電源の出力電圧が低い期間にオン状態となるスイッ
チ素子を有していない装置に比べて２倍の電圧が印加さ
れ、トランスの二次巻線と制御巻線の巻数を１／２にす
ることができ、その結果、スイッチング素子に流れる電
流が１／２になる。

【００３６】

【実施例】以下、本発明の各実施例を図１〜図６および
図１１〜図１３に示した等価回路に基づいて説明する。

【００３７】図１は本発明の第１の実施例を示す。この
スイッチング電源装置は、商用交流電源２０と、ダイオ
ード２２，２３，２４，２５で構成された全波整流器２
１と、インダクタ４２と、一次巻線４７，二次巻線４
８，三次巻線４９，制御巻線５０，５１を有するトラン
ス５２と、平滑コンデンサ４５，４６と、ダイオード３
３と、スイッチング素子３４と、ダイオード３６，３
７，インダクタ３８，平滑コンデンサ３９で構成される
整流平滑回路３５と、制御回路４１とより構成されてい
る。４０は負荷であり、基本的な構成は図７に示した回
路と同様である。

【００３８】この第１の実施例では、図７に示した平滑
コンデンサ３２を平滑コンデンサ４５，４６の直列回路
に変更し、平滑コンデンサ４５と平滑コンデンサ４６の
接続点とダイオード２４とダイオード２５の接続点との
間にスイッチ素子４４が介装されている。また、インダ
クタ４３とトランス５２の制御巻線５１との直列回路
が、ダイオード３３と平滑コンデンサ４６とスイッチン
グ素子３４との接続点とダイオード２３とダイオード２
５の接続点との間に介装されている。スイッチ素子４４
は商用交流電源２０の電圧に応じて次のようにオン−オ
フが制御されている。

【００３９】まず、商用交流電源２０からの入力電圧が
低い場合について考える。図９に示した倍電圧整流回路
で説明したように、入力電圧が低い場合はスイッチ素子
４４をオンさせる。

【００４０】すると、スイッチング素子３４がオンした
とき商用交流電源２０の正の半サイクルでは、商用交流
電源２０ → ダイオード２２ → インダクタ４２
→制御巻線５０ → 平滑コンデンサ４５ → スイッ
チ素子４４ → 商用交流電源２０のルートで電流が流
れる。

【００４１】負の半サイクルでは、商用交流電源２０
→ スイッチ素子４４ → 平滑コンデンサ４６ →
制御巻線５１ → インダクタ４３ → ダイオード２
３→ 商用交流電源２０のルートで電流が流れる。

【００４２】このときの等価回路を図１１，図１２にそ
れぞれ示す。したがって、このループにおいては、本回
路の動作は本回路の元となった図７と等価である。次に
入力電圧が高い場合にはスイッチ素子４４をオフさせ
る。するとスイッチング素子３４がオンしたとき、その
極性に応じて、商用交流電源２０ → ダイオード２２
→ インダクタ４２ → 制御巻線５０ → 平滑コ
ンデンサ４５→ 平滑コンデンサ４６ → 制御巻線５
１ → インダクタ４３ → ダイオード２５のルート
で電流が流れるか、または、商用交流電源２０ → ダ
イオード２４ → インダクタ４２ → 制御巻線５０
→ 平滑コンデンサ４５ →平滑コンデンサ４６ →
制御巻線５１ → インダクタ４３ → ダイオード２
３のルートで電流が流れる。これは図１に示したブロッ
クＡとブロックＢが二つ直列に接続されただけであるの
で、等価回路は図１３に示すようになる。したがって、
その動作はやはり本回路の元となった図７と等価であ
る。以上のように動作的には元の回路と等価となる。

【００４３】次に、平滑コンデンサ以降の動作について
考える。まず、入力電圧が低い場合には平滑コンデンサ
４５，４６の端子電圧がトランス５２の一次巻線４７に
印加されて、印加される電圧は図７に示した装置の場合
の２倍である。したがって、図７と比べて二次巻線４８
と制御巻線５０，５１の巻数を１／２にすることがで
き、その結果、スイッチング素子３４に流れる電流は図
７の場合の１／２になる。

【００４４】次に入力電圧が高い場合には、トランス５
２の一次巻線４７に印加される電圧は図７の場合と同じ
となる。ところが二次巻線４８と制御巻線５０，５１の
巻数が１／２になっているので、そのままではトランス
５２の電圧時間積が不足するところであるが、これはス
イッチング素子３４のオン時間を２倍にすることで補え
る。このときのスイッチング素子３４の通過電流を図７
の場合と比較すると、二次巻線４８と制御巻線５０，５
１の巻数が１／２になっていることから、通過電流が１
／２になりオン時間が２倍になっていることがわかる。
トランス５２の励磁電流を無視すればスイッチング素子
３４の通過電流は矩形波とみなせるので、その実効値は
図７の回路と比べて“ １／√２ ”となっている。

【００４５】図２は第２の実施例を示す。なお、図１に
示した第１の実施例と同一の構成部分には、同一の符号
を付けてその説明を省略する。

【００４６】図１の構成と異なる部分は、第１の実施例
を示す図１ではトランス５２の三次巻線４９が、直列接
続された平滑コンデンサ４５，４６にダイオード３３を
介して接続されているのに対して、この第２の実施例を
示す図２では、トランス５２の三次巻線４９がトランス
５２の２次側の整流平滑回路３５の平滑コンデンサ３９
の端子間に接続されていることである。

【００４７】したがって、図２においてスイッチング素
子３４がオフになると、インダクタ４２，４３の電流は
トランス５２の制御巻線５０，５１を介して平滑コンデ
ンサ４５，４６に流れ込み、同時にトランス５２の制御
巻線５０，５１を流れた結果、これに対応する電流が、
トランス５２の３次巻線４９からダイオード３３を介し
て、整流平滑回路３５の平滑コンデンサ３９に流れ込
む。

【００４８】すなわち、このような電流の流れでスイッ
チング素子３４がオフの期間には、インダクタ４２，４
３に蓄えられていたエネルギーが、平滑コンデンサ４
５，４６と、整流平滑回路３５の平滑コンデンサ３９に
送られる。その他の動作は、図１と同じであり、同等の
効果を得ることができる。

【００４９】図３は第３の実施例を示す。この第３の実
施例では、第１，第２の実施例において見られたトラン
ス５２の三次巻線４９およびダイオード３３が省略され
ている。スイッチング素子３４がオンの期間に、平滑コ
ンデンサ４５，４６のエネルギーは、トランス５２に蓄
えられ、スイッチング素子３４がオフの期間に、そのト
ランス５２に蓄えられたエネルギーが、整流平滑回路３
５を介して負荷４０に送られると同時に、インダクタ４
２，４３の電流は、トランス５２の制御巻線５０，５１
を介して平滑コンデンサ４５，４６に流れ込み、同時
に、トランス５２の制御巻線５０，５１を流れた結果、
それに対応する電流がトランス５２の二次巻線４８から
整流平滑回路３５の平滑コンデンサ３９に流れ込む。す
なわち、スイッチング素子３４がオフの期間には、イン
ダクタ４２，４３に蓄えられていたエネルギーが、平滑
コンデンサ４５，４６と、整流平滑回路３９のコンデン
サ５９に送られる。その他の動作は、図１と同じであ
り、同等の効果を得ることができる。

【００５０】図４は第４の実施例を示す。この第４の実
施例では、図３に示した第３の実施例のスイッチング素
子３４の端子間にコンデンサ５３を接続したものであ
る。この動作はスイッチング素子３４がオフの期間にト
ランス５２の励磁電流が零アンペアにリセットされた後
に、トランス５２の励磁インダクタンスとコンデンサ５
３が共振して、スイッチング素子３４がオンする前にス
イッチング素子３４の端子間電圧を零ボルト近辺まで下
げてくれるので、スイッチ素子のターン・オン時のスイ
ッチング損失を減少させることができる。

【００５１】図５は第５の実施例を示す。この第５の実
施例では、図３に示した第３の実施例のトランス５２の
制御巻線５０，５１と直列にコンデンサ５４，５５を接
続し、この直列回路に並列にダイオード５６，５７を接
続したものである。

【００５２】スイッチング素子３４がオンの場合、イン
ダクタ４２，４３の電流はコンデンサ５４，５５を介し
てトランス５２の制御巻線５０，５１と一次巻線４７、
およびスイッチング素子３４を通って流れるので、コン
デンサ５４，５５が電圧を持ち始め、その電圧が平滑コ
ンデンサ４５，４６の電圧よりも高くなると、インダク
タ４２，４３の電流はダイオード５６，５７を通って、
平滑コンデンサ４５，４６に流れ込む。すなわち、スイ
ッチング素子３４がオンしているにもかかわらず、イン
ダクタ４２，４３の昇圧時間が短くなり、これは入力電
圧Ｖ_inが高いほど昇圧時間は短くなる。

【００５３】スイッチング素子３４がオフの期間には、
インダクタ４２，４３の電流はダイオード５６，５７を
介して平滑コンデンサ４５，４６に流れ込み、また同時
に、トランス５２の制御巻線５０，５１からの励磁電流
が、コンデンサ５４，５５とダイオード５６，５７を通
って流れ、コンデンサ５４，５５はスイッチング素子３
４がオン期間とは逆方向に充電され電圧が下がる。すな
わち、この第５の実施例では、インダクタ４２，４３の
昇圧時間が入力電圧Ｖ_inが高いほど短くなるために、ス
イッチング素子３４がオフの期間に零アンペアに戻らな
い連続型のモードであっても、インダクタ４０，４３の
電流が入力電流波形Ｉ_inが概ね正弦波に対応した波形と
なり、力率が高くなる。

【００５４】図６は第６の実施例を示す。この第６の実
施例では、図３に示した第３の実施例の一次巻線４７と
スイッチング素子３４の直列回路に代わって、第１のス
イッチング素子６３とトランス５２の一次巻線４７と第
２のスイッチング素子６４の直列回路が、直列接続され
た平滑コンデンサ４５，４６の端子間に接続されてお
り、さらに第１のスイッチング素子６３と一次巻線４７
との接続点と、平滑コンデンサ４６のマイナス側電極と
の間に第１のダイオード６２を接続し、第２のスイッチ
ング素子６４と一次巻線４７との接続点と、平滑コンデ
ンサ４５のプラス側電極との間に第２のダイオード６１
が接続されている。

【００５５】この回路例では、第１，第２のスイッチン
グ素子６３，６４は、常に同時にオンまたはオフとなる
ので、２個のスイッチング素子６３，６４がオンの期間
には、平滑コンデンサ４５，４６の電圧が一次巻線４７
に印加され、平滑コンデンサ４５，４６のエネルギーは
トランス５２の一次巻線４７から二次巻線４８、整流平
滑回路３４を介して負荷４０へ送られる。また、それと
同時に、インダクタ４２，４３の電流は、トランス５２
の制御巻線５０，５１から第１のスイッチング素子６
３、一次巻線４７、第２のスイッチング素子６４を介し
て流れる。

【００５６】一方、第１，第２のスイッチング素子６
３，６４がオフの期間には、トランス５２の励磁エネル
ギーは、トランス５２の一次巻線４７の両端子からそれ
ぞれ第１のダイオード６２と、第２のダイオード６１を
介して平滑コンデンサ４５，４６の端子間に入る経路
で、平滑コンデンサ４５，４６に送られる。またインダ
クタ４２，４３の電流は、トランス５２の制御巻線５
０，５１を介して平滑コンデンサ４５，４６に流れ、同
時に、このトランス５２の制御巻線５０，５１を電流が
流れた結果、それに対応する電流が、トランス５２の一
次巻線４７から第１のダイオード６２と第２のダイオー
ド６１を介して、平滑コンデンサ４５，４６に流れる。

【００５７】

【発明の効果】以上のように本発明によると、交流電源
に接続された全波整流器の出力端子間に平滑コンデンサ
を接続し、前記平滑コンデンサの端子間にトランスの一
次巻線とスイッチング素子の直列回路を接続し、前記ト
ランスの二次巻線に整流平滑回路を接続し、この整流平
滑回路の出力端子間に接続された負荷に電力を供給する
と同時に、前記整流平滑回路の出力電圧が規定の電圧に
なるように、前記スイッチング素子を制御する制御回路
を備えたスイッチング電源装置において、前記全波整流
器の出力端子と前記平滑コンデンサの各端子間にそれぞ
れインダクタと前記トランスの制御巻線の直列回路を接
続するとともに、前記平滑コンデンサを第１，第２の平
滑コンデンサの直列接続で構成し、第１の平滑コンデン
サと第２の平滑コンデンサとの接続点と前記交流電源の
一端との間にスイッチ素子を介装し、前記スイッチ素子
を、前記交流電源の出力電圧が低い期間にオン状態と
し、前記交流電源の出力電圧が高い期間にオフ状態にす
るよう構成したため、動作的には従来の回路と等価であ
りながら、入力電圧が低い場合には、第１，第２の平滑
コンデンサの端子電圧がトランスの一次巻線に印加され
て、平滑コンデンサが一つで、しかも交流電源の出力電
圧が高い期間にオフ状態となるスイッチ素子を有してい
ない装置に比べて２倍の電圧が印加され、トランスの二
次巻線と制御巻線の巻数を１／２にすることができ、そ
の結果、スイッチング素子に流れる電流が１／２にな
り、スイッチング素子の通過電流を減らすことができ、
広入力電圧範囲の場合でも高力率、高効率のスイッチン
グ電源を実現できるものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のスイッチング電源装置の第１の実施例
の構成図。

【図２】本発明のスイッチング電源装置の第２の実施例
の構成図。

【図３】本発明のスイッチング電源装置の第３の実施例
の構成図。

【図４】本発明のスイッチング電源装置の第４の実施例
の構成図。

【図５】本発明のスイッチング電源装置の第５の実施例
の構成図。

【図６】本発明のスイッチング電源装置の第６の実施例
の構成図。

【図７】発明が解決しようとする課題を説明するスイッ
チング電源装置の構成図。

【図８】図７のスイッチング電源装置の各部動作波形
図。

【図９】入力回路に倍電圧整流回路を採用した場合のス
イッチング電源装置の各部動作波形図。

【図１０】図９の各部動作波形図。

【図１１】本発明の第１の実施例の等価回路図。

【図１２】本発明の第１の実施例の等価回路図。

【図１３】本発明の第１の実施例の等価回路図。

【符号の説明】

２０ 商用交流電源 ２１ 全波整流器 ２２，２３，２４，２５ ダイオード ３３ ダイオード ３４ スイッチング素子 ３５ 整流平滑回路 ４０ 負荷 ４１ 制御回路 ４２，４３ インダクタ ４４ スイッチ素子 ４５，４６，３９ 平滑コンデンサ ４７ 一次巻線 ４８ 二次巻線 ４９ 三次巻線 ５０，５１ 制御巻線 ５２ トランス ５３，５４，５５ コンデンサ ５６，５７，６１，６２ ダイオード ６３，６４ 第１，第２のスイッチング素子

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 渡辺 晴夫 埼玉県飯能市南町10番13号 新電元工業 株式会社工場内 (72)発明者 小林 義則 埼玉県飯能市南町10番13号 新電元工業 株式会社工場内 (72)発明者 関根 豊 埼玉県飯能市南町10番13号 新電元工業 株式会社工場内 (72)発明者 石井 卓也 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (56)参考文献 特開 平７−15967（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−194124（ＪＰ，Ａ) 実開 昭60−89787（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 3/28 H02M 7/06 H02M 7/10 H02M 7/217

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源に接続された全波整流器の出力
   端子間に平滑コンデンサを接続し、前記平滑コンデンサ
   の端子間にトランスの一次巻線とスイッチング素子の直
   列回路を接続し、前記トランスの二次巻線に整流平滑回
   路を接続し、この整流平滑回路の出力端子間に接続され
   た負荷に電力を供給すると同時に、前記整流平滑回路の
   出力電圧が規定の電圧になるように、前記スイッチング
   素子を制御する制御回路を備えたスイッチング電源装置
   において、前記全波整流器の出力端子と前記平滑コンデ
   ンサの各端子間にそれぞれインダクタと前記トランスの
   制御巻線の直列回路を接続するとともに、前記平滑コン
   デンサを第１，第２の平滑コンデンサの直列接続で構成
   し、第１の平滑コンデンサと第２の平滑コンデンサとの
   接続点と前記交流電源の一端との間にスイッチ素子を介
   装し、前記スイッチ素子を、前記交流電源の出力電圧が
   低い期間にオン状態とし、前記交流電源の出力電圧が高
   い期間にオフ状態にするよう構成したスイッチング電源
   装置。
2. 【請求項２】 制御巻線と直列にコンデンサを介装し、
   この制御巻線とコンデンサの直列回路に並列にダイオー
   ドを接続したことを特徴とする請求項１記載のスイッチ
   ング電源装置。