JP2680914B2 - スイッチング電源回路 - Google Patents
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- H02M3/33573—Full-bridge at primary side of an isolation transformer
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/01—Resonant DC/DC converters
Description
【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明はスイッチング電源回路に関し、特に低電圧電
流を出力する大電力高周波DC−DCコンバータに適したス
イッチング電源回路に関するものである。
流を出力する大電力高周波DC−DCコンバータに適したス
イッチング電源回路に関するものである。
従来技術 DC−DCコンバータ回路の代表的な例として、スイッチ
ング電源回路があり、この回路にはハーフブリッジ型と
フルブリッジ型との２つのタイプがある。
ング電源回路があり、この回路にはハーフブリッジ型と
フルブリッジ型との２つのタイプがある。
例えば、第７図及び第８図にこれ等タイプの具体例が
示されており、第７図はフリブリッジ型の回路例であ
り、特公昭62−032702号公報にその詳細が開示されてい
る。第８図はハーフブリッジ型であり、特公昭62−0327
03号公報に開示されている。
示されており、第７図はフリブリッジ型の回路例であ
り、特公昭62−032702号公報にその詳細が開示されてい
る。第８図はハーフブリッジ型であり、特公昭62−0327
03号公報に開示されている。
先ず、第７図を参照すると、フリブリッジ型のスイッ
チング電源回路は、入力端子1,2間に設けられたトラン
スQ1及びQ2この直列接続回路と、同じくトランジスタQ3
及びQ4の直列接続回路と、これ等直列接続回路の両直列
接続点間に設けられた電力変換トランジスタT1の一次巻
線及びのトランスの偏磁防止用コンデンサＣTの直列接
続回路と、トランスT1の第１及び第２の二次巻線の各々
の誘起電圧を整流する第１及び第２の半波整流回路と、
これ等整流出力を平滑化するための第１及び第２のチョ
ークコイルL1及びL2と、更には両チョークコイルの出力
を共通に充電する平滑用コンデンサC0とを含み、このコ
ンデンサの両端3,4から所望の直流出力を得る構成であ
る。
チング電源回路は、入力端子1,2間に設けられたトラン
スQ1及びQ2この直列接続回路と、同じくトランジスタQ3
及びQ4の直列接続回路と、これ等直列接続回路の両直列
接続点間に設けられた電力変換トランジスタT1の一次巻
線及びのトランスの偏磁防止用コンデンサＣTの直列接
続回路と、トランスT1の第１及び第２の二次巻線の各々
の誘起電圧を整流する第１及び第２の半波整流回路と、
これ等整流出力を平滑化するための第１及び第２のチョ
ークコイルL1及びL2と、更には両チョークコイルの出力
を共通に充電する平滑用コンデンサC0とを含み、このコ
ンデンサの両端3,4から所望の直流出力を得る構成であ
る。
尚、第１の半波整流回路は第１及び第２の整流用ダイ
オードD1及びD2からなり、第２の半波整流回路は第３及
び第４の整流用ダイオードD3及びD4からなっている。ま
た、入力側にはコンデンサC1が挿入されノイズ防止が図
られている。
オードD1及びD2からなり、第２の半波整流回路は第３及
び第４の整流用ダイオードD3及びD4からなっている。ま
た、入力側にはコンデンサC1が挿入されノイズ防止が図
られている。
かかる構成において、トランジスタQ1及びQ4とトラン
ジスタQ2及びQ3とを互いに相補的にオンオフ制御すれ
ば、トランスT1の一次巻線には互いに逆極性の電圧が交
互に印加されることになり、入力端子1,2間に印加され
た直流電力が交流電力に変換されてトランスT1の一対の
二次の線から夫々出力されるのである。
ジスタQ2及びQ3とを互いに相補的にオンオフ制御すれ
ば、トランスT1の一次巻線には互いに逆極性の電圧が交
互に印加されることになり、入力端子1,2間に印加され
た直流電力が交流電力に変換されてトランスT1の一対の
二次の線から夫々出力されるのである。
これ等二次誘起電力が第１及び第２の半波整流回路に
より整流され、第１及び第２のチョークコイルL1及びL2
を介して共通のコンデンサC0に充電されて平滑化される
ことにより、直流出力が端子3,4間に導出されることに
なる。
より整流され、第１及び第２のチョークコイルL1及びL2
を介して共通のコンデンサC0に充電されて平滑化される
ことにより、直流出力が端子3,4間に導出されることに
なる。
この回路では、２つの半波整流回路がほぼ1/2づつ出
力電流を分担して動作すると共に、フルブリッジ回路を
構成するスイッチングトランジスタQ1及びQ4とQ2及びQ3
とのオン時間の差に起因して発生するトランスT1のコア
の偏磁現象を、２つの半波整流回路の直流電流の差とし
てコンデンサＣTにフィードバックして抑制するように
している。
力電流を分担して動作すると共に、フルブリッジ回路を
構成するスイッチングトランジスタQ1及びQ4とQ2及びQ3
とのオン時間の差に起因して発生するトランスT1のコア
の偏磁現象を、２つの半波整流回路の直流電流の差とし
てコンデンサＣTにフィードバックして抑制するように
している。
かかる偏磁現象の抑止原理については、上記の公告公
報に詳記されている。
報に詳記されている。
第８図はハーフブリッジ型の回路であり、コンデンサ
C1とC2との直列回路を入力端子1,2間に設け、トランジ
スタQ1,Q2を交互にオンオフ制御して、トランスT1への
電圧印加を交互に逆極性となるようにしている。
C1とC2との直列回路を入力端子1,2間に設け、トランジ
スタQ1,Q2を交互にオンオフ制御して、トランスT1への
電圧印加を交互に逆極性となるようにしている。
トランスT1の二次側は第７図の回路と同一構成であ
り、本回路においても、第７図の回路と全く同一の作用
を有するものである。
り、本回路においても、第７図の回路と全く同一の作用
を有するものである。
上述した従来のスイッチング電源回路はトランスの二
次巻線を２つ有しており、低電圧大電流を出力する大電
力高周波用DC−DCコンパータへの応用において、トラン
スを小さくすることは困難であるという欠点がある。
次巻線を２つ有しており、低電圧大電流を出力する大電
力高周波用DC−DCコンパータへの応用において、トラン
スを小さくすることは困難であるという欠点がある。
また、スイッチングトランジスタの全てがオフの時に
おいて、トランスT1の第１の二次巻線とダイオードD1,D
2とにより形成されるショートループと、第２の二次巻
線とダイオードD3,D4とにより形成されるショートルー
プとの２つが生じる。この２つのショートループのイン
ピーダンスは等しくすることは困難であり、この２つの
インピーダンスの差が、２つの整流回路に印加される電
流のオン時間の差となって表われ、この差をもった電流
パルスがコンデンサＣTにフィードバックされることに
なる。よって、たとえトランジスタQ1及びQ4とQ2及びQ3
とのオン時間に差がなくても、トランスT1を偏磁させて
しまうという欠点がある。
おいて、トランスT1の第１の二次巻線とダイオードD1,D
2とにより形成されるショートループと、第２の二次巻
線とダイオードD3,D4とにより形成されるショートルー
プとの２つが生じる。この２つのショートループのイン
ピーダンスは等しくすることは困難であり、この２つの
インピーダンスの差が、２つの整流回路に印加される電
流のオン時間の差となって表われ、この差をもった電流
パルスがコンデンサＣTにフィードバックされることに
なる。よって、たとえトランジスタQ1及びQ4とQ2及びQ3
とのオン時間に差がなくても、トランスT1を偏磁させて
しまうという欠点がある。
発明の目的 本発明の目的は、トランスの二次巻線を１つとして、
小型軽量化を図ったスイッチング電源回路を提供するこ
とである。
小型軽量化を図ったスイッチング電源回路を提供するこ
とである。
本発明の他の目的は、トランスの二次巻線に対するシ
ョート回路を１つとして、トランスに対する偏磁抑制作
用を強化したスイッチング電源回路を提供することであ
る。
ョート回路を１つとして、トランスに対する偏磁抑制作
用を強化したスイッチング電源回路を提供することであ
る。
発明の構成 本発明によるスイッチング電源回路は、電力変換トラ
ンスと、このトランスの一次巻線に直列接続されこのト
ランスの偏磁防止用のコンデンサと、入力直流電圧をス
イッチングして、前記トランスと前記コンデンサとの直
列接続回路に対して交互に極性の相違する電圧を印加す
るスイッチング手段と、第１及び第２の直流出力端子間
に接続された平滑用コンデンサと、前記第１の直流出力
端子に一端が夫々接続された第１及び第２のチョークコ
イルと、前記トランスの二次巻線の両端に誘起される互
いに逆極性の電圧を整流して夫々前記第１及び第２のチ
ョークコイルを介して前記平滑用コンデンサに対して供
給する第１及び第２の整流手段とを含み、前記第１の整
流回路は、前記二次巻線の一端にアノードが、前記第１
のチョークコイルの他端にカソードが夫々接続された第
１のダイオードと、前記二次巻線の他端にカソードが、
前記第２の直流出力端子にアノードが夫々接続された第
２のダイオードとからなり、前記第２の整流回路は、前
記二次巻線の一端にカソードが、前記第２の直流出力端
子にアノードが夫々接続された第３のダイオードと、前
記二次巻線の他端にアノードが、前記第２のチョークコ
イルの他端にカソードが夫々接続された第４のダイオー
ドとからなることを特徴としている。
ンスと、このトランスの一次巻線に直列接続されこのト
ランスの偏磁防止用のコンデンサと、入力直流電圧をス
イッチングして、前記トランスと前記コンデンサとの直
列接続回路に対して交互に極性の相違する電圧を印加す
るスイッチング手段と、第１及び第２の直流出力端子間
に接続された平滑用コンデンサと、前記第１の直流出力
端子に一端が夫々接続された第１及び第２のチョークコ
イルと、前記トランスの二次巻線の両端に誘起される互
いに逆極性の電圧を整流して夫々前記第１及び第２のチ
ョークコイルを介して前記平滑用コンデンサに対して供
給する第１及び第２の整流手段とを含み、前記第１の整
流回路は、前記二次巻線の一端にアノードが、前記第１
のチョークコイルの他端にカソードが夫々接続された第
１のダイオードと、前記二次巻線の他端にカソードが、
前記第２の直流出力端子にアノードが夫々接続された第
２のダイオードとからなり、前記第２の整流回路は、前
記二次巻線の一端にカソードが、前記第２の直流出力端
子にアノードが夫々接続された第３のダイオードと、前
記二次巻線の他端にアノードが、前記第２のチョークコ
イルの他端にカソードが夫々接続された第４のダイオー
ドとからなることを特徴としている。
実施例 以下に本発明の実施例を図面を用いて詳細に説明す
る。
る。
第１図は本発明の実施例を示す回路図であり、第７図
のフリブリッジ型に対応した回路であって、第７図と同
等部分は同一符号により示している。
のフリブリッジ型に対応した回路であって、第７図と同
等部分は同一符号により示している。
トランスT1の一次側はスイッチングトランジスタをバ
イポーラトランジスタの代りにMOSトランジスタを用い
ている点以外は第７図の例と同一である。二次側は巻線
が１つとなっている点が第７図の例と異なっている。
イポーラトランジスタの代りにMOSトランジスタを用い
ている点以外は第７図の例と同一である。二次側は巻線
が１つとなっている点が第７図の例と異なっている。
トランスT1の二次巻線の一端はダイオードD1のアノー
ドと、ダイオードD3のカソードに夫々接続され、トラン
スT1の二次巻線の他端はダイオードD2のカソードとダイ
オードD4のアノードに夫々接続されている。ダイオード
D1のカソードはチョークコイルL1の一端に接続され、チ
ョークコイルL1の他端は正側出力端子３に接続されてい
る。
ドと、ダイオードD3のカソードに夫々接続され、トラン
スT1の二次巻線の他端はダイオードD2のカソードとダイ
オードD4のアノードに夫々接続されている。ダイオード
D1のカソードはチョークコイルL1の一端に接続され、チ
ョークコイルL1の他端は正側出力端子３に接続されてい
る。
ダイオードD4のカソードはチョークコイルL2の一端に
接続され、チョークコイルL2の他端は正側出力端子３に
接続されている。ダイオードD2のアノードとダイオード
D3のアノードとは負側出力端子４に接続され、正側出力
端子３と負側出力端子４との間にコンデンサC0が接続さ
れている。
接続され、チョークコイルL2の他端は正側出力端子３に
接続されている。ダイオードD2のアノードとダイオード
D3のアノードとは負側出力端子４に接続され、正側出力
端子３と負側出力端子４との間にコンデンサC0が接続さ
れている。
第１図の回路において、入力端子1,2間に適当な直流
電圧源が接続され、出力端子3,4間にも適当な負荷が接
続されており、定常動作状態に入っている場合について
説明する。
電圧源が接続され、出力端子3,4間にも適当な負荷が接
続されており、定常動作状態に入っている場合について
説明する。
まず、トランジスタQ2,Q3がオンし、トランジスタQ1,
Q4がオフしている期間には、ダイオードD1,D2がオン
し、チョークコイルL1を通して出力端子3,4から電力が
出力される。さらに、その前のサイクルにおいてチョー
クコイルL2に蓄積されたエネルギは、ダイオードD2,D4
を通して出力端子3,4から出力される。
Q4がオフしている期間には、ダイオードD1,D2がオン
し、チョークコイルL1を通して出力端子3,4から電力が
出力される。さらに、その前のサイクルにおいてチョー
クコイルL2に蓄積されたエネルギは、ダイオードD2,D4
を通して出力端子3,4から出力される。
次に、トランジスタ“Q1,Q4がオンし、トランジスタQ
2,Q3がオフしている期間においては、ダイオードD3,D4
がオンし、チョークコイルL2を通して出力端子3,4から
電力が出力される。さらにその前のサイクルにおいて、
チョークコイルL1に蓄積されたエネルギは、ダイオード
D3,D1を通して出力端子3,4から出力される。
2,Q3がオフしている期間においては、ダイオードD3,D4
がオンし、チョークコイルL2を通して出力端子3,4から
電力が出力される。さらにその前のサイクルにおいて、
チョークコイルL1に蓄積されたエネルギは、ダイオード
D3,D1を通して出力端子3,4から出力される。
トランジスタQ1〜Q4全てがオフしている期間において
は、チョークコイルL1及びL2に蓄積されたエネルギが、
前述と同じルートで夫々出力端子3,4から出力されると
ともに、ダイオードD2,D3がオンになっていることよ
り、トランスT1の二次巻線がショートされた状態とな
り、トランスT1の励磁電流はこの間保持される。
は、チョークコイルL1及びL2に蓄積されたエネルギが、
前述と同じルートで夫々出力端子3,4から出力されると
ともに、ダイオードD2,D3がオンになっていることよ
り、トランスT1の二次巻線がショートされた状態とな
り、トランスT1の励磁電流はこの間保持される。
なお、トランジスタQ1,Q4がオンしている期間と、ト
ランジスタQ2,Q3がオンしている期間とが等しければ、
チョークコイルL1,L2を流れる平均電流は同一、すなわ
ち出力電流の夫々1/2となり、コンデンサＣTの両端平均
電圧は０ボルトとなる。
ランジスタQ2,Q3がオンしている期間とが等しければ、
チョークコイルL1,L2を流れる平均電流は同一、すなわ
ち出力電流の夫々1/2となり、コンデンサＣTの両端平均
電圧は０ボルトとなる。
もし、トランジスタQ1,Q4がオンしている期間よりト
ランジスタQ2,Q3がオンしている期間が長く（短く）な
れば、チョークコイルL1の平均電流がその割合だけチョ
ークコイルL2の平均電流より大きく（小さく）なり、コ
ンデンサＣTの両端平均電圧はトランスの一次巻線が接
続されている側の電圧が正（負）となる方向に大きくな
り、この結果トランスT1の一次巻線の電圧が極性の方向
（極性と逆の方向に）小さくなる。
ランジスタQ2,Q3がオンしている期間が長く（短く）な
れば、チョークコイルL1の平均電流がその割合だけチョ
ークコイルL2の平均電流より大きく（小さく）なり、コ
ンデンサＣTの両端平均電圧はトランスの一次巻線が接
続されている側の電圧が正（負）となる方向に大きくな
り、この結果トランスT1の一次巻線の電圧が極性の方向
（極性と逆の方向に）小さくなる。
第２図は本発明の第２の実施例の回路図である。本実
施例においては、トランジスタQ1,Q2、コンデンサC1,CT
及びトランスT1はトランジスタがNPNバイポーラトラン
ジスタとMOSトランジスタとの違いがあるものの、第８
図に示したハーフブリッジ型の従来例と同様であるが、
トランスT1の二次巻線が１つとなっている点が異ってい
る。なお、トランスT1の二次巻線を含む二次回路の構成
及び動作は、前述した第１の実施例と全く同じである。
施例においては、トランジスタQ1,Q2、コンデンサC1,CT
及びトランスT1はトランジスタがNPNバイポーラトラン
ジスタとMOSトランジスタとの違いがあるものの、第８
図に示したハーフブリッジ型の従来例と同様であるが、
トランスT1の二次巻線が１つとなっている点が異ってい
る。なお、トランスT1の二次巻線を含む二次回路の構成
及び動作は、前述した第１の実施例と全く同じである。
第３図は本発明の第３の実施例の回路図である。本実
施例では、第１図の回路にダイオードD5及びD6を追加接
続した構成である。
施例では、第１図の回路にダイオードD5及びD6を追加接
続した構成である。
すなわち、ダイオードD1のカソードとダイオードD3の
アノードとの間に、ダイオードD5を、チョークコイルL1
の蓄積エネルギが放出可能な様に接続している。また、
ダイオードD4のカソードとダイオードD2のアノードとの
間に、これまたチョークコイルL2の蓄積エネルギが放出
可能な様にダイオードD6を接続している。
アノードとの間に、ダイオードD5を、チョークコイルL1
の蓄積エネルギが放出可能な様に接続している。また、
ダイオードD4のカソードとダイオードD2のアノードとの
間に、これまたチョークコイルL2の蓄積エネルギが放出
可能な様にダイオードD6を接続している。
定常動作時において、トランジスタQ3,Q2がオンし、
トランジスタQ1,Q4がオフしている期間には、ダイオー
ドD1,D2がオンし、チョークコイルL1を通して出力端子
3,4から電力が出力される。さらに、その前のサイクル
においてチョークコイルL2に蓄積されたエネルギはダイ
オードD6を通して出力端子3,4から出力される。
トランジスタQ1,Q4がオフしている期間には、ダイオー
ドD1,D2がオンし、チョークコイルL1を通して出力端子
3,4から電力が出力される。さらに、その前のサイクル
においてチョークコイルL2に蓄積されたエネルギはダイ
オードD6を通して出力端子3,4から出力される。
次に、トランジスタQ1,Q4がオンし、トランジスタQ3,
Q2がオフしている期間においては、ダイオードD3,D4が
オンし、チョークコイルL2を通して出力端子3,4から電
力が出力される。さらに、その前のサイクルにおいて、
チョークコイルL1に蓄積されたエネルギはダイオードD5
を通して出力端子3,4から出力される。
Q2がオフしている期間においては、ダイオードD3,D4が
オンし、チョークコイルL2を通して出力端子3,4から電
力が出力される。さらに、その前のサイクルにおいて、
チョークコイルL1に蓄積されたエネルギはダイオードD5
を通して出力端子3,4から出力される。
トランジスタQ1〜Q4全てがオフしている期間において
は、チョークコイルL1及びL2に蓄積されたエネルギが前
述と同じルードで夫々出力端子3,4から出力されるとと
もに、ダイオードD5,D6がオンになっていることより、
トランスT1の二次巻線は、ダイオードD1,D5,D2,または
ダイオードD4,D6,D3の二つのループにより、ダイオード
一個分の電圧ドロップで両端がショートされた状態とな
り、トランスT1の励磁電流はほぼ保持される。
は、チョークコイルL1及びL2に蓄積されたエネルギが前
述と同じルードで夫々出力端子3,4から出力されるとと
もに、ダイオードD5,D6がオンになっていることより、
トランスT1の二次巻線は、ダイオードD1,D5,D2,または
ダイオードD4,D6,D3の二つのループにより、ダイオード
一個分の電圧ドロップで両端がショートされた状態とな
り、トランスT1の励磁電流はほぼ保持される。
なお、トランジスタQ1,Q4がオンしている期間と、ト
ランジスタQ3,Q2がオンしている期間とが等しければ、
チョークコイルL1とL2を流れる平均電流は同一、すなわ
ち出力電流の夫々1/2となり、コンデンサＣTの両端平均
電圧は０ボルトとなる。
ランジスタQ3,Q2がオンしている期間とが等しければ、
チョークコイルL1とL2を流れる平均電流は同一、すなわ
ち出力電流の夫々1/2となり、コンデンサＣTの両端平均
電圧は０ボルトとなる。
もし、トランジスタQ1,Q4がオンしている期間より、
トランジスタQ3,Q2がオンしている期間が長く（短く）
なれば、チョークコイルL1の平均電流がその割合だけチ
ョークコイルL2の電流より大きく（小さく）なり、コン
デンサＣTの両端平均電圧はトランスの一次巻線の接続
されている側の電圧が正（負）となる方向に大きくな
り、この結果トランスT1の一次巻線の電圧が極性の方向
（極性と逆の方向）に小さくなる。
トランジスタQ3,Q2がオンしている期間が長く（短く）
なれば、チョークコイルL1の平均電流がその割合だけチ
ョークコイルL2の電流より大きく（小さく）なり、コン
デンサＣTの両端平均電圧はトランスの一次巻線の接続
されている側の電圧が正（負）となる方向に大きくな
り、この結果トランスT1の一次巻線の電圧が極性の方向
（極性と逆の方向）に小さくなる。
第４図は本発明の第４の実施例の回路図である。本実
施例は第２図のハーフブリッジ型の回路に第３図の回路
構成を適用したものであり、チョークコイルL1及びL2の
エネルギ放出用ダイオードD5及びD6を設けたものであ
る。他の構成及び動作は第３図の回路と同等である。
施例は第２図のハーフブリッジ型の回路に第３図の回路
構成を適用したものであり、チョークコイルL1及びL2の
エネルギ放出用ダイオードD5及びD6を設けたものであ
る。他の構成及び動作は第３図の回路と同等である。
第５図は本発明の第５図の実施例の回路図である。本
実施例はフルブリッジ型の回路であり、第1,3図と同等
部分は同一符号により示しており、トランスの二次出力
の整流回路が異なるのみである。
実施例はフルブリッジ型の回路であり、第1,3図と同等
部分は同一符号により示しており、トランスの二次出力
の整流回路が異なるのみである。
トランスT1の二次巻線の一端はダイオードD1のアノー
ドとダイオードD3のカソードとに夫々接続され、トラン
スT1の二次巻線の他端はダイオードD4のアノードとダイ
オードD2のカソードとに夫々接続されている。ダイオー
ドD1のカソードは正側出力端子３とダイオードD5のカソ
ードとコンデンサC0の一端とに夫々接続され、ダイオー
ドD2のアノードはダイオードD5のアノードとチョークコ
イルL1の一端とに夫々接続されている。
ドとダイオードD3のカソードとに夫々接続され、トラン
スT1の二次巻線の他端はダイオードD4のアノードとダイ
オードD2のカソードとに夫々接続されている。ダイオー
ドD1のカソードは正側出力端子３とダイオードD5のカソ
ードとコンデンサC0の一端とに夫々接続され、ダイオー
ドD2のアノードはダイオードD5のアノードとチョークコ
イルL1の一端とに夫々接続されている。
ダイオードD4のカソードはダイオードD6のカソードと
正側出力端子３とに接続され、ダイオードD3のアノード
はダイオードD6のアノードとチョークコイルL2の一端と
に夫々接続されている。チョークコイルのL1の他端はチ
ョークコイルL2の他端とコンデンサC0の他端と負荷出力
端子４とに接続されている。
正側出力端子３とに接続され、ダイオードD3のアノード
はダイオードD6のアノードとチョークコイルL2の一端と
に夫々接続されている。チョークコイルのL1の他端はチ
ョークコイルL2の他端とコンデンサC0の他端と負荷出力
端子４とに接続されている。
なお、第５図の回路の動作の説明は第１の実施例であ
る第１図の回路の説明と全く同様である。
る第１図の回路の説明と全く同様である。
第６図は本発明の第６の実施例の回路図である。本実
施例は、ハーフブリッジ型の回路であり、その点を除い
ては第５図の実施例の回路と同一構成である。
施例は、ハーフブリッジ型の回路であり、その点を除い
ては第５図の実施例の回路と同一構成である。
発明の効果 以上述べたように、本発明によれば、トランスの二次
巻線を単一とし、この単一巻線に誘起される電圧を夫々
半波整流する回路を２つ独立して設けることにより、ト
ランスの一次巻線に印加されるパルスの（電圧）×（時
間）の正、負の差が等しくなり、トランスの偏磁が抑制
されるという従来の効果に加えて、再にスイッチング素
子が全てオフのときのトランスの二次巻線に対するショ
ート回路が単一となるので、二次の２つの半波整流回路
に印加される電流のオン時間はそれ等半波整流回路の構
成要素のバラツキに関係なく、同一となり、よってより
一層のトランスの偏磁抑圧作用が高まるという効果があ
る。
巻線を単一とし、この単一巻線に誘起される電圧を夫々
半波整流する回路を２つ独立して設けることにより、ト
ランスの一次巻線に印加されるパルスの（電圧）×（時
間）の正、負の差が等しくなり、トランスの偏磁が抑制
されるという従来の効果に加えて、再にスイッチング素
子が全てオフのときのトランスの二次巻線に対するショ
ート回路が単一となるので、二次の２つの半波整流回路
に印加される電流のオン時間はそれ等半波整流回路の構
成要素のバラツキに関係なく、同一となり、よってより
一層のトランスの偏磁抑圧作用が高まるという効果があ
る。
当然に、トランスの小型軽量化を図れるという効果も
ある。
ある。
また、２つの半波整流回路のいずれか、または全てに
電力が供給されていない期間におけるチョークコイルの
エネルギ放出ループ内のダイオードを１個とすることに
より、電源変換効率を比較的高くすることができるとい
う効果もある。
電力が供給されていない期間におけるチョークコイルの
エネルギ放出ループ内のダイオードを１個とすることに
より、電源変換効率を比較的高くすることができるとい
う効果もある。
第１図〜第６図は本発明の実施例を夫々示す回路図、第
７図及び第８図は従来例を示すスイッチング電源回路図
である。 主要部分の符号の説明 Q1〜Q4……スイッチングトランジスタ T1……トランス L1、L2……チョークコイル C0……平滑コンデンサ ＣT……偏磁抑止用コンデンサ D1〜D6……ダイオード
７図及び第８図は従来例を示すスイッチング電源回路図
である。 主要部分の符号の説明 Q1〜Q4……スイッチングトランジスタ T1……トランス L1、L2……チョークコイル C0……平滑コンデンサ ＣT……偏磁抑止用コンデンサ D1〜D6……ダイオード
Claims (4)
- 【請求項１】電力変換トランスと、このトランスの一次
巻線に直列接続されこのトランスの偏磁防止用のコンデ
ンサと、入力直流電圧をスイッチングして、前記トラン
スと前記コンデンサとの直列接続回路に対して交互に極
性の相違する電圧を印加するスイッチング手段と、第１
及び第２の直流出力端子間に接続された平滑用コンデン
サと、前記第１の直流出力端子に一端が夫々接続された
第１及び第２のチョークコイルと、前記トランスの二次
巻線の両端に誘起される互いに逆極性の電圧を整流して
夫々前記第１及び第２のチョークコイルを介して前記平
滑用コンデンサに対して供給する第１及び第２の整流手
段とを含み、 前記第１の整流回路は、前記二次巻線の一端にアノード
が、前記第１のチョークコイルの他端にカソードが夫々
接続された第１のダイオードと、前記二次巻線の他端に
カソードが、前記第２の直流出力端子にアノードが夫々
接続された第２のダイオードとからなり、 前記第２の整流回路は、前記二次巻線の一端にカソード
が、前記第２の直流出力端子にアノードが夫々接続され
た第３のダイオードと、前記二次巻線の他端にアノード
が、前記第２のチョークコイルの他端にカソードが夫々
接続された第４のダイオードとからなることを特徴とす
るスイッチング電源回路。 - 【請求項２】前記第１のダイオードのカソードと前記第
３のダイオードのアノードとの間に接続され前記第１の
チョークコイルの蓄積電力を放出する第５のダイオード
と、前記第２のダイオードのアノードと前記第４のダイ
オードのカソードとの間に接続され前記第２のチョーク
コイルの蓄積電力を放出する第６のダイオードとを含む
ことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源回
路。 - 【請求項３】電力変換トランスと、このトランスの一次
巻線に直列接続されこのトランスの偏磁防止用のコンデ
ンサと、入力直流電圧をスイッチングして、前記トラン
スと前記コンデンサとの直列接続回路に対して交互に極
性の相違する電圧を印加するスイッチング手段と、第１
及び第２の直流出力端子間に接続された平滑用コンデン
サと、前記第２の直流出力端子に一端が夫々接続された
第１及び第２のチョークコイルと、前記トランスの二次
巻線の両端に誘起される互いに逆極性の電圧を整流して
夫々前記第１及び第２のチョークコイルを介して前記平
滑用コンデンサに対して供給する第１及び第２の整流手
段とを含み、 前記第１の整流回路は、前記二次巻線の一端にアノード
が、前記第１の直流出力端子にカソードが夫々接続され
た第１のダイオードと、前記二次巻線の他端にカソード
が、前記第１のチョークコイルの他端にアノードが夫々
接続された第２のダイオードとからなり、 前記第２の整流回路は、前記二次巻線の一端にカソード
が、前記第２のチョークコイルの他端にアノードが夫々
接続された第３のダイオードと、前記二次巻線の他端に
アノードが、前記第１の直流出力端子にカソードが夫々
接続された第４のダイオードとからなることを特徴とす
るスイッチング電源回路。 - 【請求項４】前記第１のダイオードのカソードと前記第
２のダイオードのアノードとの間に接続され前記第１の
チョークコイルの蓄積電力を放出する第５のダイオード
と、前記第３のダイオードのアノードと前記第４のダイ
オードのカソードとの間に接続され前記第２のチョーク
コイルの蓄積電力を放出する第６のダイオードとを含む
ことを特徴とする請求項３記載のスイッチング電源回
路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2120718A JP2680914B2 (ja) | 1990-05-10 | 1990-05-10 | スイッチング電源回路 |
| US07/696,774 US5172308A (en) | 1990-05-10 | 1991-05-07 | DC-DC converter with transformer having a single secondary winding |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2120718A JP2680914B2 (ja) | 1990-05-10 | 1990-05-10 | スイッチング電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0417567A JPH0417567A (ja) | 1992-01-22 |
| JP2680914B2 true JP2680914B2 (ja) | 1997-11-19 |
Family
ID=14793282
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2120718A Expired - Fee Related JP2680914B2 (ja) | 1990-05-10 | 1990-05-10 | スイッチング電源回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
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| JP (1) | JP2680914B2 (ja) |
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| JP2751962B2 (ja) * | 1992-10-01 | 1998-05-18 | ネミック・ラムダ株式会社 | スイッチング電源装置 |
| US5388040A (en) * | 1993-09-30 | 1995-02-07 | Hughes Aircraft Company | Series resonant converter having an actively controlled third element |
| SE515176C2 (sv) * | 1994-06-02 | 2001-06-25 | Emerson Energy Systems Ab | Kretsarrangemang |
| US5835369A (en) * | 1997-07-08 | 1998-11-10 | Northern Telecom Limited | Power factor and crest factor circuit |
| US5936857A (en) * | 1997-09-23 | 1999-08-10 | Lucent Technologies Inc. | Power converter having multiple output voltage capability |
| TWI222778B (en) * | 2003-07-30 | 2004-10-21 | Delta Electronics Inc | Lose-less voltage-clamping circuit |
| CN1556580B (zh) * | 2004-01-07 | 2010-08-04 | 杨玉岗 | 采用无直流偏磁集成磁件的dc／dc开关变换器 |
| TWI278875B (en) * | 2004-04-30 | 2007-04-11 | Hon Hai Prec Ind Co Ltd | DC transformer with output inductor integrated on the magnetic core thereof and a DC/DC converter employing the same |
| US7583521B2 (en) * | 2006-02-23 | 2009-09-01 | American Power Conversion Corporation | Over voltage clamp |
| TW200808124A (en) * | 2006-07-20 | 2008-02-01 | Ind Tech Res Inst | Single-stage electronic ballast circuit |
| US20090231890A1 (en) * | 2008-03-11 | 2009-09-17 | General Electric | Boost converter input ripple current reduction circuit |
| US8040695B2 (en) * | 2009-03-13 | 2011-10-18 | American Power Conversion Corporation | Method for portioning output current of a DC-DC converter |
| CN103959631B (zh) | 2011-11-28 | 2016-09-07 | 三菱电机株式会社 | 车辆用辅助电源装置及其过电流保护方法 |
| WO2014013574A1 (ja) | 2012-07-18 | 2014-01-23 | 三菱電機株式会社 | 電力変換器 |
| US10079510B2 (en) | 2013-12-20 | 2018-09-18 | Auckland Uniservices Limited | Inductive power transfer pick-up circuit with output current doubler |
| US10003267B1 (en) * | 2016-12-19 | 2018-06-19 | Analog Devices Global | Isolated DC-DC converter with an H-bridge circuit |
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|---|---|---|---|---|
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| US4471423A (en) * | 1982-02-17 | 1984-09-11 | Hase A M | Multi-voltage DC output with single reactor voltage control |
| DE3311539A1 (de) * | 1982-04-02 | 1983-10-13 | Onkyo K.K., Neyagawa, Osaka | Schaltkreis fuer eine geglaettete gleichspannungsquelle |
| JPS58179162A (ja) * | 1982-04-13 | 1983-10-20 | Nec Corp | 電源回路 |
| IL85138A (en) * | 1988-01-19 | 1991-04-15 | Arie Lieberman | Dc to dc power converter |
| GB8816774D0 (en) * | 1988-07-14 | 1988-08-17 | Bsr Int Plc | Power supplies |
| US4897522A (en) * | 1989-02-06 | 1990-01-30 | The Lincoln Electric Company | Output control circuit for inverter |
-
1990
- 1990-05-10 JP JP2120718A patent/JP2680914B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1991
- 1991-05-07 US US07/696,774 patent/US5172308A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0417567A (ja) | 1992-01-22 |
| US5172308A (en) | 1992-12-15 |
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