JP2003289670A

JP2003289670A - スイッチング電源

Info

Publication number: JP2003289670A
Application number: JP2002087789A
Authority: JP
Inventors: Yoshinobu Shimokura; 良信下蔵
Original assignee: TDK Corp
Current assignee: TDK Corp
Priority date: 2002-03-27
Filing date: 2002-03-27
Publication date: 2003-10-10

Abstract

(57)【要約】【課題】大型化及び高コスト化を防ぎ得るスイッチング
電源を提供する。【解決手段】力率改善回路６１は、交流入力電圧Ｖｉｎ
を整流し、整流した電圧Ｖ１を昇降圧して、交流入力電
圧Ｖｉｎの最大値よりも低い直流電圧Ｖ２を出力する。
１次側回路７０１は、力率改善回路６１から直流電圧Ｖ
２が供給される。２次側回路７０２は、トランス７１を
介して、１次側回路７０１と結合される。１次側回路７
０１の電位と、２次側回路７０２の電位との差に対応し
て要求される沿面距離は、交流入力電圧Ｖｉｎに対応し
て要求される沿面距離以下である。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング電源
に関する。更に詳しくは、ワールドワイドレンジＡＣ入
力電圧に対応できるスイッチング電源に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来のスイッチング電源として、例え
ば、特開２０００−３５８３６１号公報は、ＤＣ／ＤＣ
コンバータの前段に、力率改善回路を備えることによ
り、高調波ノイズを低減させたスイッチング電源を開示
している。この力率改善回路は、交流入力電圧を整流
し、整流した電圧をスイッチングすることにより、力率
を改善するとともに、ＤＣ／ＤＣコンバータに直流電圧
を供給する。

【０００３】この種の従来のスイッチング電源は、安全
上、ＤＣ／ＤＣコンバータのトランスや回路基板の回路
パターンに、交流入力電圧に対応して要求される沿面距
離、及び、ワーキングボルテージに対応して要求される
沿面距離を確保する必要があった。

【０００４】このワーキングボルテージとは、ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータの１次側回路の電位（例えば、トランスの
１次側コイルに生じる電位）と、ＤＣ／ＤＣコンバータ
の２次側回路の電位（例えば、トランスの２次側コイル
に生じる電位）との差である。

【０００５】例えば、ワールドワイドレンジの交流入力
電圧（ＡＣ８５Ｖ〜ＡＣ２６５Ｖ）に対応したスイッチ
ング電源（以下、ワールドワイド型スイッチング電源と
称す）において、交流入力電圧により定まる沿面距離
は、安全規格によれば、最低でも５ｍｍ必要である。

【０００６】また、安全規格によれば、ワーキングボル
テージにより定まる沿面距離は、ワーキングボルテージ
が２５０Ｖ未満の場合には、最低でも５ｍｍ必要であ
り、２５０Ｖ以上３００Ｖ未満の場合には、最低でも
６．４ｍｍ必要であり、３００Ｖ以上の場合には、最低
でも８ｍｍ必要である。

【０００７】一般的に、この種の従来のワールドワイド
型スイッチング電源においては、電力効率等の観点か
ら、力率改善回路からＤＣ／ＤＣコンバータに供給する
直流電圧を高電圧（３００Ｖ以上）に設定していた。こ
のため、供給された高電圧に対応して、ワーキングボル
テージが高くなり（例えば、３００Ｖ〜４００Ｖ）、Ｄ
Ｃ／ＤＣコンバータの沿面距離が最低でも６．４ｍｍ必
要になるので、スイッチング電源が大型化する、という
問題があった。

【０００８】また、従来のワールドワイド型スイッチン
グ電源は、ＤＣ／ＤＣコンバータに高電圧（３００Ｖ以
上）が供給されていたので、ＤＣ／ＤＣコンバータに、
高耐圧の部品を使用しなければならなかった。このた
め、部品の小型化及び低コスト化が妨げられ、これによ
り、スイッチング電源の大型化及び高コスト化を招く、
という問題があった。例えば、耐圧２００Ｖ、静電容量
３３０μＦのコンデンサは、直径２２ｍｍ、高さ３０ｍ
ｍであるのに対し、耐圧４２０Ｖ、静電容量１５０μＦ
のコンデンサは、直径２２ｍｍ、高さ４０ｍｍとなり、
大型化する。

【０００９】更に、従来のワールドワイド型スイッチン
グ電源は、ＤＣ／ＤＣコンバータに高電圧（３００Ｖ以
上）が供給されていたので、トランスに高電圧が印加さ
れることになる。このため、トランスの小型化が妨げら
れ、これにより、スイッチング電源が大型化する、とい
う問題があった。例えば、フォワードコンバータの場
合、印加電圧をＥ、巻数をＮ、オン時間をτ、コアの実
効面積をＡとすると、飽和磁束密度をΔＢは、ΔＢ＝Ｅ
τ／ＮＡで表され、電圧Ｅが大きくなると、巻き数Ｎ、
コアの形状Ａが大きくなり、トランスが大型化する。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、大型
化及び高コスト化を防ぎ得るスイッチング電源を提供す
ることである。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上述した課題を解決する
ため、本発明に係るスイッチング電源は、力率改善回路
と、ＤＣ／ＤＣコンバータとを含む。

【００１２】力率改善回路は、交流入力電圧を整流し、
整流した電圧を昇降圧して、交流入力電圧の最大値より
も低い直流電圧を出力する。

【００１３】ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスと、１
次側回路と、２次側回路とを含む。１次側回路は、力率
改善回路から直流電圧が供給される。２次側回路は、ト
ランスを介して、１次側回路と結合される。１次側回路
の電位と、２次側回路の電位との差に対応して要求され
る沿面距離は、交流入力電圧に対応して要求される沿面
距離以下である。

【００１４】上述したように、本発明に係るスイッチン
グ電源は、力率改善回路と、ＤＣ／ＤＣコンバータとを
含む。このため、安定電圧を出力することができる。ま
た、力率が改善され、電源ラインに出力される高調波ノ
イズが低減する。

【００１５】力率改善回路は、交流入力電圧を整流し、
整流した電圧を昇降圧するので、交流入力電圧の最大値
よりも低い直流電圧を出力することができる。

【００１６】ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスと、１
次側回路と、２次側回路とを含み、１次側回路は、力率
改善回路から直流電圧が供給され、２次側回路は、トラ
ンスを介して、１次側回路と結合される。このため、１
次側回路と２次側回路とが絶縁される。

【００１７】本発明に係るスイッチング電源は、力率改
善回路から１次側回路に供給される直流電圧が交流入力
電圧の最大値よりも低いので、１次側回路の電位と、２
次側回路の電位との差（以下、ワーキングボルテージと
称する）が低下する。このため、ワーキングボルテージ
に対応して要求される沿面距離を、交流入力電圧に対応
して要求される沿面距離以下にすることができる。

【００１８】このため、本発明に係るスイッチング電源
は、ＤＣ／ＤＣコンバータの沿面距離がワーキングボル
テージに依存しなくなるので、交流入力電圧に対応して
要求される沿面距離よりも大きな沿面距離を確保するた
めの構造が不用になり、スイッチング電源の大型化及び
高コスト化を防ぐことができる。

【００１９】また、本発明に係るスイッチング電源は、
ＤＣ／ＤＣコンバータに供給される直流電圧が小さいの
で、ＤＣ／ＤＣコンバータに高耐圧の部品を使用する必
要がなくなる。このため、部品の大型化及び高コスト化
を防ぐことができ、これにより、スイッチング電源の大
型化及び高コスト化を防ぐことができる。例えば、ＤＣ
／ＤＣコンバータに入力される直流電圧を２００Ｖ程度
にすれば、スイッチング電源の小型化及び低コスト化が
著しくなる。

【００２０】更に、本発明に係るスイッチング電源は、
ＤＣ／ＤＣコンバータに供給される直流電圧が小さいの
で、トランスの大型化を防ぐことができ、これにより、
スイッチング電源の大型化を防ぐことができる。

【００２１】

【発明の実施の形態】図１は本発明に係るスイッチング
電源の一実施例を含むブロック図、図２は、図１に示し
たスイッチング電源を更に詳細に示す回路図である。

【００２２】図１において、本実施例に係るスイッチン
グ電源は、力率改善回路６１と、ＤＣ／ＤＣコンバータ
７０とを含む。力率改善回路６１は、整流回路５１と、
昇降圧回路５２とを含む。

【００２３】整流回路５１は、ダイオードＤ１〜Ｄ４を
含む。ダイオードＤ１のカソードは、端子３１とダイオ
ードＤ２のアノードとに接続される。ダイオードＤ２の
カソードは、端子１１とダイオードＤ４のカソードに接
続される。ダイオードＤ３のカソードは、端子３２とダ
イオードＤ４のアノードに接続される。ダイオードＤ３
のアノードは、端子１２とダイオードＤ１のアノードに
接続される。

【００２４】整流回路５１の端子３１、３２には、電圧
源８０が接続される。整流回路５１の端子１１、１２に
は、昇降圧回路５２が接続される。

【００２５】図２において、昇降圧回路５２は、フライ
バック回路である。この昇降圧回路５２は、トランス３
と、スイッチング素子１３と、ダイオード２３と、コン
デンサ８と、制御回路９とを含む。トランス３は、入力
巻線３１と、出力巻線３２とを含む。

【００２６】スイッチング素子１３は、ＦＥＴ、バイポ
ーラトランジスタ、サイリスタ、トライアックまたはＩ
ＧＢＴ等の３端子素子、或いはその他の制御極付半導体
素子で構成されている。

【００２７】スイッチング素子１３の主電極回路は、入
力巻線３１と直列接続され、直列接続された回路が端子
１１、１２に接続されている。

【００２８】ダイオード２３は、出力巻線３２に直列接
続され、その直列回路が端子２１、２２に接続されてい
る。このダイオード２３は、スイッチング素子１３のオ
フ時に出力巻線３２に発生する電圧（フライバック電
圧）に対して順方向となる極性である。コンデンサ８
は、端子２１、２２に並列に接続される。

【００２９】ＤＣ／ＤＣコンバータ７０は、トランス７
１と、１次側回路７０１と、２次側回路７０２とを含
む。トランス７１は、入力巻線７１１と、出力巻線７１
２とを含み、１次側回路７０１は、入力巻線７１１を含
み、２次側回路７０２は、出力巻線７１２を含む。１次
側回路７０１は、トランス７１を介して２次側回路７０
２に接続されている。ＤＣ／ＤＣコンバータ７０の端子
４１、４２には、負荷（図示せず）が挿入される。

【００３０】図３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０に用い
られるトランスの一部を具体的に示す正面断面図、図４
は、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０に用いられる回路基板の
一部の正面断面図である。

【００３１】図３において、トランス７１は、入力巻線
７１１と、出力巻線７１２がボビン７１３に巻装されて
いる。このトランス７１は、入力巻線７１１、出力巻線
７１２、及び出力ピン７２３の間に、バリアテープ７２
４が設けられている。このバリアテープ７２４は、沿面
距離を確保するためのものであり、沿面距離Ｌ１は、例
えば、５ｍｍである。

【００３２】また、入力巻線７１１と出力巻線７１２と
の間には、絶縁テープ７２５が備えられている。この絶
縁テープ７２５は、絶縁耐圧を確保するためのものであ
る。

【００３３】図４において、回路基板７３上には、ＤＣ
／ＤＣコンバータ７０の１次側回路７０１の回路バター
ン７４１、及び、２次側回路７０２の回路バターン７４
２が備えられている。回路バターン７４１と回路バター
ン７４２との間に設けられた沿面距離Ｌ２は、例えば、
２．５ｍｍである。沿面距離Ｌ２は、トランスの沿面距
離Ｌ１の半分である。

【００３４】再び、図２において、電圧源８０は、ワー
ルドワイドレンジの交流入力電圧Ｖｉｎ（ＡＣ８５Ｖ〜
ＡＣ２６５Ｖの範囲内）を供給する。整流回路５１は、
電圧源８０から供給された交流入力電圧Ｖｉｎを整流
し、端子１１、１２に電圧Ｖ１を出力する。

【００３５】昇降圧回路５２は、整流回路５１が整流し
た電圧Ｖ１を昇降圧して、端子２１、２２に、ほぼ一定
の直流電圧Ｖ２を出力する。具体的には、昇降圧回路５
２の制御回路９は、スイッチング素子１３に制御信号を
与える。スイッチング素子１３は、入力巻線３１に流れ
る電流をスイッチングする。このスイッチングにより、
スイッチング素子１３のオフ時には、出力巻線３２にフ
ライバック電圧が発生する。

【００３６】このとき、入力巻線３１と出力巻線３２と
の巻数比や、スイッチング素子１３のスイッチングのデ
ューティー比を所定の値に設定することにより、直流電
圧Ｖ２を所望の値に設定できる。

【００３７】この直流電圧Ｖ２は、交流入力電圧Ｖｉｎ
の最大値よりも小さい。本実施例は、交流入力電圧Ｖｉ
ｎがワールドワイドレンジであり、交流入力電圧Ｖｉｎ
の最大値＝２６５Ｖ×２^1/2＝３７５Ｖである。例え
ば、交流入力電圧ＶｉｎがＡＣ２００Ｖである場合に
は、交流入力電圧Ｖｉｎの最大値＝２００Ｖ×２^1/2＝
２８３Ｖとなる。直流電圧Ｖ２は、２４０Ｖの未満であ
ることが好ましく、実施例においては、２００Ｖであ
る。

【００３８】ＤＣ／ＤＣコンバータ７０の１次側回路７
０１は、力率改善回路６１から直流電圧Ｖ２が供給され
る。２次側回路７０２は、トランス７１を介して、１次
側回路７０１から電力が供給され、端子４１、４２に、
安定電圧Ｖｏｕｔを出力する。

【００３９】このとき、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０は、
１次側回路７０１の電位と、２次側回路７０２の電位と
の差（ワーキングボルテージ）に対応して要求される沿
面距離が、交流入力電圧Ｖｉｎの最大値に対応して要求
される沿面距離以下となる。

【００４０】例えば、このワーキングボルテージは、１
次側回路７０１に生じる電位と、２次側回路７０２に生
じる電位との差の最大値、又は、入力巻線７１１に発生
する電圧と、出力巻線７１２に発生する電圧との差であ
る。

【００４１】図５は、ワーキングボルテージを示す波形
図である。図５において、ワーキングボルテージＶ７１
は、入力巻線７１１に発生する電圧Ｖ７１１と、出力巻
線７１２に発生する電圧Ｖ７１２との差である。

【００４２】本実施例に係るスイッチング電源は、力率
改善回路６１と、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０とを含む。
このため、安定電圧Ｖｏｕｔを出力することができる。
また、力率が改善され、電源ラインに出力される高調波
ノイズが低減する。

【００４３】力率改善回路６１は、交流入力電圧Ｖｉｎ
を整流し、整流した電圧Ｖ１を昇降圧するので、交流入
力電圧Ｖｉｎの最大値よりも低い直流電圧Ｖ２を出力す
ることができる。

【００４４】ＤＣ／ＤＣコンバータ７０は、トランス７
１と、１次側回路７０１と、２次側回路７０２とを含
み、１次側回路７０１は、力率改善回路６１から直流電
圧Ｖ２が供給され、２次側回路７０２は、トランス７１
を介して、１次側回路７０１と結合される。このため、
１次側回路７０１と２次側回路７０２とが絶縁される。

【００４５】本実施例に係るスイッチング電源は、力率
改善回路６１から１次側回路７０１に供給される直流電
圧Ｖ２が交流入力電圧Ｖｉｎの最大値よりも低いので、
１次側回路７０１の電位と、２次側回路７０２の電位と
の差（ワーキングボルテージ）が低下する。このため、
ワーキングボルテージに対応して要求される沿面距離
を、交流入力電圧Ｖｉｎに対応して要求される沿面距離
以下にすることができる。

【００４６】具体的には、本実施例に係るスイッチング
電源は、ワールドワイドレンジの交流入力電圧が入力さ
れるスイッチング電源（以下、ワールドワイド型スイッ
チング電源と称する）であり、交流入力電圧Ｖｉｎの最
大値に対応して、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０の沿面距離
が、最低でも５ｍｍ必要となる。このとき、直流電圧Ｖ
２が２００Ｖに設定されているので、ワーキングボルテ
ージを低く（２５０Ｖ未満）抑えることが可能になり、
ＤＣ／ＤＣコンバータ７０の沿面距離が５ｍｍで足りる
ことになる。

【００４７】このため、本実施例に係るスイッチング電
源は、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０の沿面距離がワーキン
グボルテージに依存しなくなるので、交流入力電圧に対
応して要求される沿面距離よりも大きな沿面距離を確保
するための構造が不用になり、スイッチング電源の大型
化及び高コスト化を防ぐことができる。

【００４８】また、本発明に係るスイッチング電源は、
直流電圧Ｖ２を２４０Ｖ未満に設定することが好まし
い。また、直流電圧Ｖ２をほぼ２００Ｖに設定すること
により、多少のリップルが生じた場合でも、ワーキング
ボルテージを確実に２５０Ｖ未満に抑え、かつ、電力効
率等の低下を防ぐことができる。

【００４９】また、本実施例に係るスイッチング電源
は、ワーキングボルテージに対応して要求される絶縁耐
圧を、交流入力電圧Ｖｉｎに対応して要求される絶縁耐
圧以下にすることにより、スイッチング電源の大型化及
び高コスト化を防ぐこともできる。

【００５０】また、本実施例に係るスイッチング電源
は、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０に供給される直流電圧Ｖ
２が小さいので、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０に高耐圧の
部品を使用する必要がなくなる。このため、部品の大型
化及び高コスト化を防ぐことができ、これにより、スイ
ッチング電源の大型化及び高コスト化を防ぐことができ
る。例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０に入力される直
流電圧Ｖ２を２００Ｖ程度にすれば、スイッチング電源
の小型化及び低コスト化が著しくなる。

【００５１】更に、本実施例に係るスイッチング電源
は、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０に供給される直流電圧Ｖ
２が小さいので、トランス７１の大型化を防ぐことがで
き、これにより、スイッチング電源の大型化を防ぐこと
ができる。

【００５２】また、力率改善回路６１は、整流した電圧
Ｖ１を昇降圧するので、交流入力電圧Ｖｉｎの値に拘ら
ず、ほぼ一定の直流電圧Ｖ２を出力することができる。
例えば、ワールドワイドレンジの交流入力電圧Ｖｉｎ
（ＡＣ８５Ｖ〜ＡＣ２６５Ｖの範囲内）が入力された場
合でも、力率改善回路６１の昇降圧動作により、ほぼ一
定の直流電圧Ｖ２を出力することができる。

【００５３】ＤＣ／ＤＣコンバータ７０は、力率改善回
路６１からほぼ一定の直流電圧Ｖ２が供給されるので、
入力回路を簡素化することができる。

【００５４】図６は、本発明に係るスイッチング電源の
別の実施例を示す回路図である。図６において、図１乃
至図４に示した本発明のスイッチング電源と同一又は同
等の部分には、同一の符号を付し、説明を省略する。

【００５５】図６において、本発明に係るスイッチング
電源は、力率改善回路６２と、ＤＣ／ＤＣコンバータ７
０とを含む。力率改善回路６２は、図１に示した昇降圧
回路５２に代えて、昇降圧回路５３を有する点のみが、
力率改善回路６１と相違する。

【００５６】昇降圧回路５３は、チョッパ回路であり、
コイルＬ１と、スイッチング素子１４、１５と、ダイオ
ードＤ５、Ｄ６と、コンデンサ８と、制御回路９とを含
む。

【００５７】コイルＬ１の一端には、ダイオードＤ５の
カソード、及び、スイッチング素子１４の主電極回路の
一端が接続される。スイッチング素子１４の主電極回路
の他端は、端子１１に接続される。

【００５８】コイルＬ１の他端には、ダイオードＤ６の
アノード、及び、スイッチング素子１５の主電極回路の
一端が接続される。ダイオードＤ６のカソードは、端子
２１に接続される。コンデンサ８は、端子２１、２２に
並列に接続される。

【００５９】端子１２は、ダイオードＤ５のアノード、
スイッチング素子１５の主電極回路の他端、及び、端子
２２に接続される。

【００６０】図６において、昇降圧回路５３は、整流回
路５１が整流した電圧Ｖ１を昇降圧して、端子２１、２
２に、ほぼ一定の直流電圧Ｖ２を出力する。具体的に
は、昇降圧回路５２の制御回路９は、スイッチング素子
１４、１５に制御信号を与える。スイッチング素子１
４、１５は、コイルＬ１に流れる電流を制御する。この
とき、スイッチング素子１４、１５のスイッチングのタ
イミングを設定することにより、直流電圧Ｖ２を所望の
値に設定できる。

【００６１】本実施例に係るスイッチング電源は、図１
に示した本発明に係るスイッチング電源と、同様の構成
を有するので、同様の作用効果を奏することができる。

【００６２】図７は、本発明に係るスイッチング電源の
更に別の実施例を示す回路図である。図７において、図
１乃至図６に示した本発明のスイッチング電源と同一又
は同等の部分には、同一の符号を付し、説明を省略す
る。

【００６３】図７において、本発明に係るスイッチング
電源は、力率改善回路６３と、ＤＣ／ＤＣコンバータ７
０とを含む。力率改善回路６３は、図１に示した昇降圧
回路５２に代えて、昇降圧回路５４を有する点のみが、
力率改善回路６１と相違する。

【００６４】昇降圧回路５４は、トランス３と、第１の
スイッチング素子４と、第２のスイッチング素子５と、
第１のダイオード６と、第２のダイオード７と、コンデ
ンサ８と、制御回路９とを含む。

【００６５】第１のスイッチング素子４の主電極回路
は、入力巻線３１と直列接続され、直列接続された回路
が端子１１、１２に接続される。

【００６６】第１のダイオード６は、出力巻線３２と直
列接続され、その直列回路が出力端２１、２２に接続さ
れる。第１のダイオード６の極性は、第１のスイッチン
グ素子４のオフ時に出力巻線３２に発生する電圧（フラ
イバック電圧）に対して順方向となるように方向付けら
れる。コンデンサ８は、出力端２１、２２に並列に接続
される。

【００６７】第２のダイオード７の一端は、第１のダイ
オード６の一端と同極の関係で接続される。第２のダイ
オード７の他端は、端子１１に接続される。第２のスイ
ッチング素子５は、端子１２と端子２２との間に接続さ
れる。

【００６８】図７において、昇降圧回路５４は、整流回
路５１が整流した電圧Ｖ１を昇降圧して、端子２１、２
２に、ほぼ一定の直流電圧Ｖ２を出力する。

【００６９】具体的には、トランス３、第１のスイッチ
ング素子４、第１のダイオード６及びコンデンサ８が、
第１のエネルギー伝送回路を構成し、第１のダイオード
６、第２のダイオード７、トランス３の出力巻線３２、
第２のスイッチング素子５及びコンデンサ８が、第２の
エネルギー伝送回路を構成する。第１のダイオード６、
コンデンサ８及び出力巻線３２は、エネルギー放出回路
を構成する。

【００７０】制御回路９は、第１のスイッチング素子４
及び第２のスイッチング素子５のオン時間及びオンのタ
イミングを制御することにより、直流電圧Ｖ２を所望の
値に設定できる。

【００７１】更に具体的には、例えば、制御回路９は、
所定の時間幅を有する第１の制御信号Ｓ１を第１のスイ
ッチング素子４に供給する。そして、第１の制御信号Ｓ
１がオフのときに第２のスイッチング素子５がオンする
ことがあるように、第２の制御信号Ｓ２を第２のスイッ
チング素子５に供給する。

【００７２】第２のスイッチング素子５は、第１のスイ
ッチング素子４がオンしている時にオンしてもよいし、
第１のスイッチング素子４がオフした時にオンしてもよ
い。要するに、第１のスイッチング素子４及び第２のス
イッチング素子５は、制御モードに適したオン、オフ動
作をすればよい。昇降圧回路５４は、このような制御に
より、エネルギー伝送を連続的に行うことができる。

【００７３】本実施例に係るスイッチング電源は、図１
に示した本発明に係るスイッチング電源と、同様の構成
を有するので、同様の作用効果を奏することができる。

【００７４】

【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、次
のような効果を得ることができる。（Ａ）大型化及び高コスト化を防ぎ得るスイッチング電
源を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るスイッチング電源の一実施例を含
むブロック図である。

【図２】図１に示したスイッチング電源を更に詳細に示
す回路図である。

【図３】ＤＣ／ＤＣコンバータに用いられるトランスの
一部を具体的に示す正面断面図である。

【図４】ＤＣ／ＤＣコンバータに用いられる回路基板の
一部の正面断面図である。

【図５】ワーキングボルテージを示す波形図である。

【図６】本発明に係るスイッチング電源の別の実施例を
示す回路図である。

【図７】本発明に係るスイッチング電源の更に別の実施
例を示す回路図である。

【符号の説明】

６１力率改善回路５１整流回路５２昇降圧回路７０ＤＣ／ＤＣコンバータＶｉｎ交流入力電圧Ｖ２直流電圧

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】力率改善回路と、ＤＣ／ＤＣコンバータ
とを含むスイッチング電源であって、前記力率改善回路は、交流入力電圧を整流し、整流した
電圧を昇降圧して、前記交流入力電圧の最大値よりも低
い直流電圧を出力し、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスと、１次側回路
と、２次側回路とを含み、前記１次側回路は、前記力率
改善回路から前記直流電圧が供給され、前記２次側回路
は、前記トランスを介して、前記１次側回路と結合さ
れ、前記１次側回路の電位と、前記２次側回路の電位と
の差に対応して要求される沿面距離が、前記交流入力電
圧に対応して要求される沿面距離以下であるスイッチン
グ電源。
【請求項２】請求項１に記載されたスイッチング電源
であって、前記交流入力電圧は、ＡＣ８５Ｖ〜ＡＣ２６５Ｖの範囲
内であるスイッチング電源。
【請求項３】請求項１又は２に記載されたスイッチン
グ電源であって、前記直流電圧は、２４０Ｖ未満であるスイッチング電
源。
【請求項４】請求項１乃至３の何れかに記載されたス
イッチング電源であって、前記直流電圧は、ほぼ２００Ｖであるスイッチング電
源。