JPH0340757A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は産業用や民生用の電子機器に直流安定化電圧を
供給するスイッチング電源装置に関するものである。

従来の技術 近年、スイッチング電源装置は電子機器の低価格化・小
形化・高性能化・省エネルギー化に伴ない、より小形で
出力の安定性が高く高効率なものが強く求められている
。以下に従来のスイッチング電源装置について説明する
。

従来、この種のスイッチング電源装置として、自動フラ
イバック型スイッチング電源装置が構成部品も少なく安
価に作ることが可能なため、−船釣に広く用いられてい
る。しかし、出力電圧を精度、良く安定化させるために
は、出力電圧を直接検出して入力側にあるスイッチング
素子のオン期間を制御する必要があり、入力側と出力側
にまたがる電気的に絶縁されたフィードバック回路が必
要で出力電圧の過渡応答も悪化し、さらにスイッチング
周波数が出力電流により大きく変化し電子機器に対する
干渉や整流平滑回路が大型化するなどの課題があること
が知られている。

このような従来の課題を解決する方法として、本発明者
はすでに第６図に示すような構成の回生制御型スイッチ
ング電源装置を発明している。第６図において、１は直
流電源で交流電圧を整流平滑することで、もしくは電池
などで構成されるものであり、入力端子２−２゛に入力
電圧を供給し正電圧を入力端子２に接続し、負電圧を入
力端子２゛に接続している。３はトランスであり、１次
巻線３ａの一端を入力端子２に接続し他端をスイッチン
グ素子４を介して入力端子２゛に接続し、２次巻１３ｃ
の一端を出力端子１１゛に接続し他端をダイオード７を
介して出力端子１１に接続し、バイアス巻ｎ３ｂの一端
を入力端子２′に接続し他端を同期発振回路１３に接続
している。

４はスイッチング素子であり、制御端子に印加される同
期発振回路１３のオン・オフ信号によりオン・オフして
入力電圧を前記１次巻線３ａに印加したり遮断したりす
る。１３は同期発振回路であり、スイッチング素子４を
決められたオン期間でオン動作させ、スイッチング素子
４のオフ期間を前記バイアス巻線３ｂの誘起電圧の極性
が反転するまで持続するようにオフ動作させ、このオン
・オフの繰返しにより発振を続けるものである。８は２
次スイッチング素子であり、スイッチング素子４のオン
期間に貯えられたトランス３のエネルギーが、スイッチ
ング素子４のオフ期間に前記２次巻線３ｃを介して整流
ダイオード７又は前記２次スイッチング素子８から平滑
コンデンサ９に放出された後、今度は逆に平滑コンデン
サ９がら前記２次スイッチング素子８を介して前記２次
巻線３ｃに２次電流を流す逆流期間を、制御回路１０よ
り制御される。７は整流ダイオードであり、アノード側
を前記２次巻線３ｃの一端に接続しカソード側を出力端
子１１に接続する。９は平滑コンデンサであり、出力端
子１１−１１°間に接続され前記２次巻線３ｃの誘起電
圧を整流ダイオード７を介して整流し、平滑コンデンサ
９により平滑して出力電圧とする。１０は制御回路であ
り、出力端子１１−１１’間の出力電圧を検出し内部基
準電圧と比較して、２次スイッチング素子８の前記２次
電流を流す逆流期間を変化させる。

次に第７図も参照して詳しく動作説明を行う。

第７図において（ａ）はスイッチング素子４の両端電圧
波形ＶＯＳを示しており、（ｂ）は前記１次巻線３ａに
流れる１次電流（１）を示しており、（Ｃ）は同期発振
回路１３の駆動パルス波形Ｖａ＋を示しており、（６）
は前記２次巻線３ｃに流れる２次電流波形ｒ。

を示しており、（ｅ）は制御回路１０より出力される２
次スイッチング素子８の駆動パルス波形ＶＧ２を示して
おり、オフ期間中で斜線で示した期間が前記２次巻線３
ｃに２次電流を流す逆流期間を示している。同期発振回
路１３により決められたオン期間で動作するスイッチン
グ素子４のオン期間に前記１次巻線３ａを介して流れる
１次電流によりトランス３に磁束が発生しエネルギーが
、蓄積される。この時トランス３の２次巻線３ｃに誘起
電圧が発生するが、整流ダイオード７を逆バイアスする
方向に電圧が印加されるように構成されるとともに、２
次スイッチング素子８はオフしているように構成されて
いる。同期発振回路１３のオフ信号でスイッチング素子
４がオフすると前記１次巻線３ａにフライバック電圧が
発生すると同時に、前記２次巻ｎ３ｃにもフライバック
電圧が発生し、整流ダイオード７を順バイアスする方向
に電圧が印加されるため、トランス３１こ蓄積されたエ
ネルギーが前記２次巻線３ｃを介して２次電流として放
出され、平滑コンデンサ９により平滑されて出力電圧と
して出力端子１１−１１’に供給さ゛れる。この時２次
スイッチング素子８も制御回路１０によりオンされるが
どちらを２次電流が流れても特に動作上変化は生じない
。トランス３に蓄積されたエネルギーがすべて放出され
２次電流がゼロになると、すでにオンしている２次スイ
ッチング素子８を介して平滑コンデンサ９の両端電圧す
なわち出力電圧は前記２次巻線３ｃに印加されるため、
平滑コンデンサ９より逆方向に２次電流が流れ、トラン
ス３に前記とは逆方向の磁束が発生しエネルギーが蓄積
される。この状態ではトランス３の各巻線に発生する誘
起電圧の極性は変化しないため、前記バイアス巻線３ｂ
のフライバック電圧も変化しないため同期発振回路１３
はスイッチング素子４のオフ期間を持続させる。制御回
路１０により２次スイッチング素子８のオン期間は制御
されており、２次スイッチング素子８がオフするとトラ
ンス３の各巻線に発生する誘起電圧は極性が反転するた
め、前記２次巻線３ｃに発生する誘起電圧は整流ダイオ
ード７を逆バイアスし、２次スイッチング素子８もオフ
しているため２次巻線電流は流れなくなり、前記１次巻
線３ａに発生する誘起電圧はスイッチング素子４の接続
端を負電圧に、入力端子１の接続端を正電圧にする方向
に発生するため、ダイオード５を介して直流電源１を充
電する方向に１次電流が流れ、オフ期間中に蓄積された
トランス３のエネルギーを直流電源ｌに電力回生を行う
。この時に前記バイアス巻線３ｂに発生する誘起電圧の
極性も反転するため、同期発振回路１３はスイッチング
素子４をオンさせるが、１次電流がどちらを流れても特
に動作上変化は生じない。オフ期間にトランス３に蓄積
されたエネルギーがすべて放出され１次電流がゼロにな
ると、すでにオンしているスイッチング素子４を介して
直流電源１より前記とは逆方向に放電するように１次電
流が流れてトランス３に磁束が発生しエネルギーが蓄積
される。この状態ではトランス３の各巻線に発生する誘
起電圧の極性は変化せず、同期発振回路１３によりスイ
ッチング素子４はオンを持続する。同期発振回路１３に
より決められたオン期間で動作するスイッチング素子４
がオフすると、トランス３に蓄積されたエネルギーは前
記２次巻線３ｃを介して２次電流として放出される。こ
れらの動作を繰返すことで、出力電圧は連続的に出力端
子１１−１１゛より供給される。

さらに出力電圧が安定に制御される動作について詳しく
説明する。第７図に各動作波形を示しているが、同期発
振回路１３の駆動パルス波形ＶＧＩのオフ期間（１＋〜
ｔ３）をＴ　ＯＦＦとし、そのうち２次電流１０の逆流
期間（ｔ２〜ｔ３）をＴ”ｏｐｐとし、一方オン期間（
ｔｚ〜ｔｓ）をＴＯＮとし、そのうち１次電流ＩＤの回
生期間（ｔ３〜ｔ４）をＴ’ＯＮとする。この時の出力
端子１１−１１’より供給される出力電力Ｐ　ＯＵＴは
、 Ｐ　ＯＵＴ　＝ で表わされ、出力電圧Ｖ　ＯＵＴは で表わされ、発振周波数ｆは ここで、ＮＳは前記２次巻線３ｃの巻線数であり、ＮＰ
は前記１次巻線３ａの巻線数であり、ＬＳは前記２成膜
線３ｃのインダクタンス値であり、ＶＩＮは直流電源１
より供給される入力電圧であり、ＴＯＮはスイッチング
素子４のオン期間であり、　ＴＯＦＦはスイッチング素
子４のオフ期間であり、Ｔは発振周期である。

前記オン期間ＴＯＮは、同期発振回路１３により決めら
れた一定値に保たれているため、出力電圧ＶＯＵＴが一
定であれば前記オフ期間ＴＯＦＦも一定で発振周波数ｆ
も一定となる。しかし前記逆流期間Ｔ’ＯＦＦは、制御
回路１０により制御される２次スイッチング素子８で変
化でき、出力電力Ｐ　ＯＵＴが変化すると前記関係式よ
り ＰＯＵＴ＝　Ｋ　Ｘ（ＴＯＦＦ　−２Ｔ’０ＦＦ）一定
であれば一定となる。〉で表わされるように、前記逆流
期間Ｔ’ＯＦＦを変化することで制御可能となる。さら
に前記入力電圧ＶＩＮの変化に対しても、前記関係式 Ｔ　’ＯＦＦを変化させることで制御可能となる。以上
のことより、出力電圧ｖｏｕｔは、制御回路１０により
制御される２次スイッチング素子８のオン期間を制御す
ることで逆流期間’ｒ’ｏｐｐを変化させ、絶えず一定
となるように制御される。

第８図は、出力電流ｌ０ＵＴが変化した時の各動作波形
を示しており、第７図と同じものは同一の符号を記し説
明は省略する。第８図で実線は出力端子１１−１１’よ
り出力電流Ｉ　ＯＵＴが最大に流れている時でいわゆる
最大負荷時を示し、点線は出力電流Ｉ　ＯＵＴがゼロの
時でいわゆる無負荷時を示している。第９図は、第６図
で示した回路構成を多出力回路構成にしたもので、従来
と同様にトランス３に複数の２次巻線を設は整流平滑す
ることで複数の出力電圧を得ることが可能となる。

第９図において第６図と同じものは同一の符号を記し説
明は省略する。第９図において、１は直流電源であり、
２−２′は入力端子であり、３はトランスで１次巻線３
ａ、バイアス巻１３ｂ、２次巻線３ｄ、さらにトランス
３に新たに巻線された第２の２次巻線３ｄであり、２次
巻線３ｄの一端は整流ダイオード１５を介して出力端子
１８に接続され、他端は出力端子１８゛に接続される。

４はスイッチング素子であり、５はダイオードであり、
７は整流ダイオードであり、８は２次スイッチング素子
であり、９は平滑ダイオードであり、１０は制御回路で
ある。１５は整流ダイオードであり、アノードを２次巻
線ｄに接続し、カソードを出力端子１８に接続し、２次
巻線ｄに誘起するフライバック電圧を整流する。１６は
平滑コンデンサであり、出力端子１８−１８’間に接続
きれ前記２次巻線３ｄの誘起電圧を整流ダイオード１５
を介して整流し、平滑コンデンサ１６により平滑して出
力電圧ＶｏυＴ２とする。

次に第１０図も参照して動作説明を行うが、出力端子１
１−１１’の出力電圧Ｖ　ＯＵＴ　Ｉが安定に制御され
る動作はすでに第６図で詳しく説明した動作と同じため
省略する。第１０図において（ａ）はスイッチング素子
４の両端電圧波形ＶＤＳを示しており、（ｂ）は前記１
次巻線３ａに流れる１次電流ＩＤを示し、（ｅ）は同期
発振回路１３の駆動パルス波形Ｖａｔを示しており、（
ｄ）は前記２次巻線３ｃに流れる２次電流波形１０１を
示しており、（ｅ）は制御回路１０より出力される２次
スイッチング素子８の駆動パルス波形ＶＧ２を示してお
り、（ｆ）は前記２次巻１＊３ｄに流れる２次電流波形
１０２を示している。

第９図でオフ期間中に２次巻線を介して出力に放出され
る電流の一部が前記２次巻線３ｄから２次電流１０２と
して出力端子１８−１８’に必要量供給され、残りは全
て前記２次巻線３Ｃから２次電流１Ｇ＋として一度放出
された後、出力端子１１−１１゛で必要とされる電流以
外の過剰な電流は、オフ期間中で斜線で示した逆流期間
に２次スイッチング素子８を介して前記２次巻ＩＩ（３
ｃに逆方向の２次電流１０１として流れていることがわ
かる。

さらに出力端子１８−１８′の出力電圧ＶＯＵＴ２は、
前記２次巻線３ｄの誘起電圧であるフライバック電圧か
ら整流ダイオード１５の順方Ａ降下電圧ＶＦ２を引いた
電圧となる。一方、前記２次巻１１１３ｄと磁気結合す
る前記２次巻線３Ｃの誘起電圧であるフライバック電圧
は、安定に制御される出力端子１１−１１’の出力電圧
ＶＯＵＴＩに整流ダイオード７又は２次スイッチング素
子８の順方向降下電圧ＶＦＩを加えた電圧になることよ
り、出力端子１８−１８′の出力電圧ＶＯＵＴ２は以下
の式で表わされる電圧になる。

ここで、ＮＳＩは前記２次巻線３Ｃの巻線数であり、Ｎ
Ｓ２は前記２次巻線３ｄの巻線数である。

このように、トランス３に複数の２次巻線と整流平滑手
段を設けることにより、任意の複数の出力電圧を得るこ
とが可能であり、それぞれの出力電圧は安定に制御され
る出力電圧と巻線数比に比例する電圧値におおむね一致
することから、多出力電源が容易に構成することができ
る。

発明が解決しようとする課題 しかしながら上記の従来の構成では、同一のトランスに
巻線された複数の２次巻線と整流平滑手段により出力電
圧が供給される多出力構成で、直接安定に制御される代
表制御出力以外の直接安定化されない非安定出力では、
出力電圧の安定度はあまり良くなく、特に非安定出力が
軽負荷になると制御出力の２次巻線と非制御出力の２次
巻線とのもれ磁束の影響により出力電圧が第３図に示す
ように急上昇する。一方、制御出力では、出力を安定に
制御するため２次巻線より放出される過剰な２次電流を
全て一度平滑コンデンサに貯えた後、２次スイッチング
素子を介して２次巻線に逆電流として全て放出すること
から、制御出力の平滑コンデンサに流れるリップル電流
は大きくなり、特に出力が全て無負荷状態の時は、入力
より供給されるエネルギーが全て制御出力の平滑コンデ
ンサに流れ込んだ後に、２次スイッチ素子を介して放出
されることから、制御出力の平滑コンデンサのリップル
電流や２次スイッチング素子に流れる電流は最大となる
。このような非制御出力の出力電圧の急上昇は、出力端
子に接続される負荷である電子機器等の耐電圧の面から
問題となり、出力電圧の上昇を防止するため新たにシリ
ーズレギュレータ等の安定化手段を追加するか、軽負荷
にならないようにあらかじめ抵抗等を出力端子に接続し
、ブリーダー電流を流すことで防止するが、コストの上
昇および効率の低下等の問題があった。さらに、制御出
力の平滑コンデンサに流れるリップル電流は、平滑コン
デンサの寿命に大きく影響するため必要以上に大きなコ
ンデンサを複数並列に接続する必要があり、特に制御出
力の出力電圧が低い場合には前記リップル電流は出力電
圧に反比例して増加するため平滑コンデンサおよび２次
スイッチング素子は大容量化し、逆に出力電圧が高い場
合は２次スイッチング素子に高耐圧なものが必要となり
大型化するなどの問題を有していた。

本発明は上記従来の問題点を解決するもので、非安定化
出力の出力電圧の急上昇を防止すると共に、出力電圧を
安定に制御することで生じる平滑コンデンサのリップル
電流の増大によるコンデンサおよび２次スイッチング素
子の大容量化・大型化を低減でき、小型で低コストなス
イッチング電源装置を提供することを目的とする。

課題を解決するための手段 この課題を解決するために本発明のスイッチング電源装
置は、少なくとも１次巻線と複数の２次巻線とを有する
トランスと、前記トランスの１次巻線に接続されオンオ
フを繰返す第１のスイッチ手段と、前記複数の２次巻線
に接続される複数の整流平滑手段と、前記複数の整流手
段の少なくとも１つに前記第１のスイッチ手段とは相補
的にオンオフを繰返す第２のスイッチ手段が並列に接続
され、直流入力電圧が前記第１のスイッチ手段を介して
前記１次巻線に印加され、前記第１のスイッチ手段がオ
フの期間に前記トランスに貯えられたエネルギーを前記
複数の２次巻線と前記複数の整流平滑手段を介して複数
の直流出力電圧を供給し、前記複数の直流出力電圧のう
ち少なくとも１つの直流出力電圧を安定化するように前
記第２のスイッチ手段のオン期間を制御し、前記安定化
する直流出力電圧は前記第２のスイッチ手段を含まない
直流出力電圧とするような構成を有している。

作用 この構成によって、入力より出力に供給された過剰な電
流を、直接安定化されない出力に設けた第２のスイッチ
手段を介して入力に回生ずることで、前記安定化されな
い出力が軽負荷になっても第２のスイッチ手段を介して
入力に回生ずる電流があるため出力電圧の急上昇を防止
できると共に、前記第２のスイッチ手段を設ける安定化
されない出力として適度に高い電圧値の出力と選定する
ことで、平滑コンデンサのリップル電流を減少し第２の
スイッチ手段に印加する電流を減少することができる。

実施例 以下本発明の一実施例について、図面を参照しながら説
明する。

第１図は本発明の実施例における回路構成を示すもので
ある。第１図において、第９図と同じものは同一の符号
を記し説明は省略する。第１図において、１は直流電源
であり、２−２°は入力端子であり、３はトランスで１
次巻線３ａ、バイアス巻線３ｂ、２次巻線３ｃ・３ｄで
あり、４はスイッチング素子であり、５はダイオードで
あり、７゜１５は整流ダイオードであり、９，１６は平
滑コンデンサであり、１０は制御回路であり、１１−１
１′・１８−１８’は出力端子であり、１３は同期発振
回路である。１７は２次スイッチング素子であり、整流
ダイオード１５に並列に接続されスイッチング素子４の
オン期間に貯えられたトランス３のエネルギーが、スイ
ッチング素子４のオフ期間に前記２次巻ｌ１ｌＩ３ｃ・
３ｄを介して整流ダイオード７．１５又は前記２次スイ
ッチング素子１７から平滑コンデンサ９，１６に放出さ
れた後、今度は逆に平滑コンデンサ１６から前記２次ス
イッチング素子１７を介して前記２次巻線３ｄに２次電
流を流す逆流期間を、制御回路１０より制御される。

次に第２図も参照して動作説明を行う。第２図において
（ａ）はスイッチング素子４の両端電圧波形ＶＯＳを示
しており、（ｂ）は前記１次巻線３ａに流れる１次電流
ＩＯを示しており、（Ｃ）は同期発振回路１３の駆動パ
ルス波形ＶＧＩを示しており、（ｄ）は前記２次巻線３
ｃに流れる２次電流波形１０１を示しており、（ｅ）は
前記２次巻線３ｄに流れる２次電流波形１０２を示して
おり、（ｆ）は制御回路１０より出力される２次スイッ
チング素子１７の駆動パルス波形ＶＧ２を示している。

第２図でオフ期間中に２次巻線を介して出力に放出され
る電流の一部が前記２次巻線３Ｃから２次電流Ｉ０１と
して出力端子１１−１１’に必要量供給され、残りはす
べて前記２次巻線３ｄから２次電流１０２として一度放
出された後、出力端子１８−１８’で必要とされる電流
以外の過剰な電流は、オフ期間中で斜線で示した逆流期
間に２次スイッチング素子１７を介して前記２次巻線３
ｄに逆方向の２次電流１０２として流れており、逆流期
間にトランス３に貯えられたエネルギーはオン期間の回
生期間に直流電源１に１次電流１０１として回生される
。このように第８図と異なるのは、２次スイッチング素
子１７が非制御出力である前記２次巻線３ｄに接続され
る整流ダイオード１５の両端に並列に接続するように設
けた点であり、出力電圧が出力端子１１−１１および１
８−１８゛より供給される動作は第８図と同一のため省
略する。

次に上記のように構成されたスイッチング電源装置につ
いて、出力電圧が安定に制御される動作について詳しく
説明する。第２図に各動作波形を示しているが、同期発
振回路１３の駆動パネル波形ＶＧＩのオフ期間（ｔ＋−
ｔ３）をＴ　ＯＦＦとし、そのうち２次電流１０２の逆
流期間（ｔ２〜ｔ３）をＴ　’ＯＦＦとし、一方オン期
間（ｔ３〜ｔｓ）をＴＯＮとし、そのうち１次電流１０
の回生期間（ｔｓ〜１＋）を’Ｉ”’ＯＮとする。この
時出力端子１１−１１’および１８−１８’より供給さ
れる出力電力Ｐ　ＯＵＴは、ここで、 Ｐ　０ＩＪＴ　： で表わされ、 これはすでに第６図の従来例で詳し く説明した関係式と同一となり、出力電圧ＶＯＵＴＩは
制御回路１０により制御される２次スイッチング素子１
７のオン期間を制御することで逆流期間Ｔ　’ＯＦＦを
変化させ、絶えず一定となるよう制御されることがわか
る。さらに出力電圧ＶＯＵＴ２も出力電圧Ｖ　ＯＵＴ　
Ｉが一定であれば、おおむね一定に制御されることもす
でに第９図の従来例で述べた通りである。

ここで、ＬＳＩは前記２次巻線３ｃのインダクタンス値
であり、ＬＳ２は前記２次巻線３ｄのインダクタンス値
であり、Ｒは出力端子１１−１１°および１８−１８’
より供給される出力電力Ｐ　ＩＩ＝　ＶＯＵＴＩ　Ｘ　
Ｉ　０ＵＴＩおヨヒはすでに従来例で説明したものと同
一のため省略する。

以上のように本実施例によれば、トランスの複数の２次
巻線より構成される多出力電源で、代表制御出力以外の
直接安定化されない非安定化出力の整流手段に並列に接
続された第２のスイッチ手段のオン期間を制御すること
で、前記代表制御出力を安定化することにより、前記第
２のスイッチ手段が接続された非安定化出力では、トラ
ンスの２次巻線より供給された２次電流の一部を再度２
次巻線を介して１次巻線に回生じているため、たとえ出
力より外部へ供給する出力電流が軽負荷になっても回生
ずる電流が絶えず流れるため実質的な軽負荷とならず、
出力の急上昇は第３図に示すように防止できる。さらに
、前記第２のスイッチ手段が接続される非安定化出力を
前記代表制御出力より高電圧の出力に選ぶことで、トラ
ンスの２次巻線より供給された２次電流および前記第２
のスイッチ手段を介して１次巻線に回生される逆電流の
値が小さくなることより、平滑コンデンサに流れるリッ
プル電流も減少することができ損失が低減され高寿命で
高信頼性が達成できる。第４図は、平滑コンデンサとし
て用いられるアルミ電解コンデンサのインピーダンス特
性を示しており、同一形状のコンデンサでは高周波で使
用するほど容量により低下するインピーダンス以外に等
個直列抵抗および等個直列インダンタンスの影響による
インピーダンスの増加が始まり、約１００ＫＨｚ以上の
高周波では容量値に関係なくほぼ一定のインピーダンス
となるため、アルミ電解コンデンサに許容されるリップ
ル耐量も一定となる。このことは、前記第２のスイッチ
手段を接続する出力電圧を高電圧化することにより、前
記平滑コンデンサに流れるリップル電流を少なくし前記
平滑コンデンサとして高耐圧低容量のコンデンサを使用
した方が有利であることは容易にわかる。

以下本発明の第２の実施例について図面を参照しながら
説明する。

第５図は本発明の第２の実施例を示すスイッチング電源
装置の回路構成図である。

同図において第１図と同じものは同一の符号を記し説明
は省略する。第５図において、１は直流電流であり、２
−２′は入力端子であり、３はトランスで１次巻線３ａ
、バイアス巻線３ｂ、２次巻線３ｃおよび３ｄ、さらに
トランス３に新たに巻線された高電圧を誘起する３次巻
線３ｅであり、３次巻線３ｅの両端に整流ダイオード２
２と平滑コンデンサ２３の直列回路を接続される。４は
スイッチング素子であり、５はダイオードであり、７お
よび１５は整流ダイオードであり、９および１６は平滑
コンデンサであり、１０は制御回路であり、１１−１１
°および１８−１８’は出力端子であり、１３は同期発
振回路である。１７は２次スイッチング素子であり、整
流ダイオード２２の両端に平列に接続されスイッチング
素子４のオン期間に蓄えられたトランス３のエネルギー
が、スイッチング素子４のオフ期間に前記２次巻線３ｃ
。

３ｄ、３ｅを介して整流ダイオード７．１５．２２又は
前記２次スイッチング素子１７から平滑コンデンサ９，
１６．２３に放出された後、今度は逆に平滑コンデンサ
２３から前記２次スイッチング素子１７を介して前記２
次巻線３ｅに２次電流を流す逆流期間を、制御回路１０
より制御される。この場合前記３次巻線３ｅに流れる電
流は、放出される電流の平均値と前記逆流期間に回生さ
れる電流の平均値は等しく、平滑コンデり一定であるこ
とは容易にわかる。ここで、ＮＳ３は前記３次巻線３ｅ
の巻線数である。第１図の構成と異なるのは２次スイッ
チング素子１７を出力を供給しない高電圧を誘起する前
記３次巻線３ｅに設けた点である。

上記のように構成されたスイッチング電源装置について
、代表制御出力ＶＯＵＴＩおよび直接安定化されない非
安定出力ＶＯＵＴ２が制御される動作は、第１図で説明
したものと同一であることは容易に理解されるため省略
する。

以上のように本実施例によれば、多出力を供給するトラ
ンスの複数の２次巻線以外に、高電圧の３次巻線を巻線
し整流平滑手段を接続すると共に整流手段と並列に接続
された第２のスイッチ手段のオン期間を、前記多出力の
少なくとも１つの出力電圧が直接安定化されるように制
御することにより、前記３次巻線の誘起電圧を出力電圧
と無関係に最適値に設定することが可能となり、前記第
２のスイッチ手段の耐圧および電流容量、さらに前記平
滑手段として使用するコンデンサの耐リップル容量がそ
れぞれ最も安価で部品も小型になるように設定すること
ができる。尚、当方の実験によれば、入力電圧や出力容
量および使用部品等により多少変化するが、前記３次巻
線の誘起フライバック電圧で２４Ｖ〜１２０Ｖ＜らいが
最適な範囲であった。

なお、第１の実施例および第２の実施例では共に２出力
の場合を記したが、さらに多くの２次巻線と整流平滑回
路を追加して多出力を構成してもよいことは言うまでも
ない。さらにスイッチング素子および２次スイッチング
素子はダイオードおよび整流ダイオードに並列に接続し
たが、前記スイッチング素子および２次スイッチング素
子として電界効果型トランジスタを使用し寄性的に内蔵
されるダイオードを利用すれば、ダイオードおよび整流
ダイオードは不用であることは言うまでもない。さらに
スイッチング素子および２次スイッチング素子に並列に
コンデンサを接続することで、スイッチングノイズの低
減およびスイッチング損失の低減を行なうことも可能で
ある。

発明の効果 以上のように本発明は、トランスの複数の２次巻線を介
して得られる複数の出力電圧のうち少なくとも１つの出
力電圧を安定化するため、他の出力電圧を第２のスイッ
チ手段を介して２次巻線に印加し１次巻線を介して回生
ずるエネルギーを制御することで行うことにより、安定
化された出力電圧以外の第２のスイッチ手段を付加した
出力電圧も安定化することができ、特に軽負荷時の出力
電圧上昇を防止でき、さらに第２のスイッチ手段を付加
した出力電圧を高電圧な出力とすることで、第２のスイ
ッチ手段および平滑手段に流れる電流を減少させ、小型
で小容量な部品を使用することが可能となるなど小型で
出力の安定性が高く高効率・高信頼なスイッチング電源
装置を実現できるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例におけるスイッチング電
源装置の回路構成図、第２図は本発明の第１図の回路構
成図の動作波形を示す説明図、第３図〜第４図は本発明
の詳細な説明する説明図、第５図は亭発明の第２の実施
例におけるスイッチング電源装置を示す回路構成図、第
６図は従来のスイッチング電源装置の回路構成図、第７
図〜第８図は従来の第６図の回路構成図の動作波形を示
す説明図、第９図は従来の他のスイッチング電源装置の
回路構成図、第１０図は従来の第９図の回路構成図の動
作波形を示す説明図である１・・・・・・直流電源、２
−２゛・・・・・・入力端子、３・・・・・・トランス
、４・・・・・・スイッチング素子、５・・・・・・ダ
イオード、７，１５・・・・・・整流ダイオード、９，
１６・・・・・・平滑コンデンサ、１０・・・・・・制
御回路、１１−１１゛・１８−１８°・・・・・・出力
端子、１３・・・・・・同期発振回路、１７・・・・・
・２次スイッチング素子。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 少なくとも１次巻線と複数の２次巻線とを有するトラン
   スと、前記トランスの１次巻線に接続されオンオフを繰
   返す第１のスイッチ手段と、前記複数の２次巻線に接続
   される複数の整流平滑手段と、前記複数の整流手段の少
   なくとも１つに前記第１のスイッチ手段とは相補的にオ
   ンオフを繰返す第２のスイッチ手段が並列に接続され、
   直流入力電圧が前記第１のスイッチ手段を介して前記１
   次巻線に印加され、前記第１のスイッチ手段がオフの期
   間に前記トランスに貯えられたエネルギーを前記複数の
   ２次巻線と前記複数の整流平滑手段を介して複数の直流
   出力電圧を発生し、前記複数の直流出力電圧のうち少な
   くとも１つの直流出力電圧を安定化するように前記第２
   のスイッチ手段のオン期間を制御し、前記安定化する直
   流出力電圧は前記第２のスイッチ手段を含まない直流出
   力電圧とするスイッチング電源装置。