CN110313122A - 电源装置及电源单元 - Google Patents

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Abstract

电源装置(4)包括：具有初级绕组和多个次级绕组的变压器(TR4)；与初级绕组连接的初级侧电路(10)；以及分别与多个次级绕组连接的多个次级侧电路(20、25)。次级侧电路(20)进行向初级侧电路(10)或次级侧电路(25)传输电能的电能再生动作。次级侧电路(20)包含对从变压器(TR4)的初级侧传输的电能进行整流的MOSFET(Q5、Q6)和蓄积整流后的电能的电容器(C1)，并进行使电容器(C1)放电而使电流流入变压器(TR4)的次级绕组的放电动作。由此能够提供稳定地输出多个电压并具有高电能转换效率的电源装置。

Description

电源装置及电源单元
技术领域
本发明涉及电源装置及包含电源装置的电源单元。
背景技术
作为输出直流电压的电源装置，绝缘型DC/DC转换器被广泛使用。另外，作为具有多个输出的电源装置，已知在变压器的初级侧设有一个开关电路并在变压器的次级侧设有多个整流电路的电源装置。通过对应于一个开关电路设置多个整流电路，能够实现具有多个输出的电源装置的小型/低成本化。
专利文献1中记载了一种以简单的构成使副输出与主输出同步并将稳定的输出向负载供给的电源装置(参照图38)。在图38所示的电源装置中，转换器TRx的次级绕组Sy与开关元件Qy连接。次级绕组Sy的脉冲输出在通过开关元件Qy平滑化后被供给至负载。比较器CMP2被设置作为PWM(Pulse Width Modulati导通：脉冲宽度调制)控制电路，将利用积分电路IG1对次级绕组Sx的脉冲输出进行积分得到的三角波信号与利用检测电路DT2检测来自次级绕组Sy的输出电压得到的结果进行对比，根据其结果控制开关元件Qy的导通角。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开平7-194114号公报
发明内容
本发明所要解决的技术问题
但是，在图38所示的电源装置中，由在变压器TRx的次级绕组Sy中产生的电动势引起的电流在通过两个元件(整流二极管Dz和开关元件Qy)后流入负载。因此，图38所示的电源装置存在导通损耗大的问题。
因此，提出了提供一种能够稳定地输出多个电压且具有高电能转换效率的电源装置的课题。
解决问题的方案
上述课题例如能够通过下述电源装置解决，该电源装置包括：变压器，其具有初级绕组和多个次级绕组；开关电路，其与所述初级绕组连接；以及多个整流电路，它们分别与所述多个次级绕组连接，至少一个所述整流电路进行向所述开关电路或其他整流电路传输电能的电能再生动作。
发明效果
根据上述电源装置，通过由输出电能小的整流电路进行电能再生动作，从而电能从输出电能小的整流电路向开关电路和/或其他整流电路传输。由此，能够防止输出电能小的整流电路中的输出电压的过上升。因此，能够提供能够稳定地输出多个电压的电源装置。
附图说明
图1是第一参考例的电源装置的电路图。
图2是图1所示的电源装置的时序图。
图3是详细示出图2所示的时序图的一部分的图。
图4是图1所示的电源装置的期间T11内的电流路径图。
图5是图1所示的电源装置的期间T12的前半期间的电流路径图。
图6是图1所示的电源装置的期间T12的后半期间的电流路径图。
图7是图1所示的电源装置的期间T13的前半期间的电流路径图。
图8是图1所示的电源装置的期间T13的后半期间的电流路径图。
图9是图1所示的电源装置的期间T141内的电流路径图。
图10是图1所示的电源装置的期间T142开始时的电流路径图。
图11是图1所示的电源装置的期间T143的前半期间的电流路径图。
图12是图1所示的电源装置的期间T143的后半期间的电流路径图。
图13是图1所示的电源装置的期间T15内的电流路径图。
图14是第一实施方式的电源装置的电路图。
图15是第一实施方式的变形例的电源装置的初级侧电路的电路图。
图16是第二参考例的电源装置的电路图。
图17是图16所示的电源装置的时序图。
图18是详细示出图17所示的时序图的一部分的图。
图19是图16所示的电源装置的期间T11内的电流路径图。
图20是图16所示的电源装置的期间T12的前半期间的电流路径图。
图21是图16所示的电源装置的期间T13的后半期间的电流路径图。
图22是图16所示的电源装置的期间T141内的电流路径图。
图23是图16所示的电源装置的期间T142开始时的电流路径图。
图24是图16所示的电源装置的期间T143的前半期间的电流路径图。
图25是图16所示的电源装置的期间T143的后半期间的电流路径图。
图26是第二实施方式的电源装置的电路图。
图27是第三参考例的电源装置的电路图。
图28是图27所示的电源装置的时序图。
图29是图27所示的电源装置的期间T21的前半期间的电流路径图。
图30是图27所示的电源装置的期间T231内的电流路径图。
图31是图27所示的电源装置的期间T232内的电流路径图。
图32是图27所示的电源装置的期间T24内的电流路径图。
图33是图27所示的电源装置的期间T25内的电流路径图。
图34是图27所示的电源装置的期间T26的前半期间的电流路径图。
图35是图27所示的电源装置的期间T26的后半期间的电流路径图。
图36是第三实施方式的电源装置的电路图。
图37是第四实施方式的电源单元的框图。
图38是以往的电源装置的电路图。
具体实施方式
以下参照附图说明各实施方式的电源装置。各实施方式的电源装置包括：变压器，其具有初级绕组和多个次级绕组；开关电路，其与初级绕组连接；以及多个整流电路，它们分别与多个次级绕组连接。在各实施方式的电源装置中，至少一个整流电路进行向开关电路或其他整流电路传输电能的电能再生动作。另外，至少一个整流电路包含对从变压器的初级侧传输的电能进行整流的整流元件和蓄积整流后的电能的电容器，进行使电容器放电而使电流流入变压器的次级绕组的放电动作。
在具有一个开关电路和多个整流电路的电源装置中，一个开关电路与多个输出对应。因此，在多个输出中包含输出电能大的输出和输出电能小的输出的情况下，存在与小输出电能对应的输出电压上升过大的情况。以下将该现象称为“输出电压的过上升”。
输出电压的过上升发生的原因主要为以下两点。第一原因在于，在整流电路包含线圈的情况下，以次级绕组的两端电压高于额定输出电压的方式设定变压器的绕组比。在变压器的次级侧，作为电压源的次级绕组、线圈及整流元件作为降压电路发挥作用。降压电路通过开关电路的开关动作驱动，降压电路的降压比由开关动作的占空比决定。因此，变压器的绕组比考虑降压电路的降压比而设定为次级绕组的两端电压高于电源装置的输出电压。但是，在输出电能小的情况下，存在降压电路不按照预定动作，输出电压上升至由变压器的绕组比决定的电平附近的情况。
第二原因在于，若开关电路进行开关动作，则产生由变压器或线圈的电感成分和寄生电容成分引起的震荡。由于所产生的震荡，变压器的初级绕组的两端在短时间内被施加高电压。因此，变压器的次级绕组的两端也在短时间内产生远超过额定输出电压的电压，电流流入在电源装置的输出端子间设置的电容器。在输出电能小的情况下，由于电荷断续地蓄积在电容器中而发生输出电压的过上升。
在各实施方式的电源装置中，通过由输出电能小的整流电路进行电能再生动作，从而从输出电能小的整流电路向开关电路或其他整流电路传输电能。输出电能小的整流电路进行使电容器放电而使电流流入变压器的次级绕组的放电动作。由此，能够防止输出电压的过上升并稳定地输出多个电压。
以下所示的技术思想能够应用于具有一个开关电路和多个整流电路的各种电源装置。在以下所示的各实施方式中，说明开关电路和整流电路的具体例。另外，为了便于理解发明，在对各实施方式的电源装置进行说明前，作为与各实施方式对应的参考例，说明具有一个开关电路和一个整流电路的电源装置。在各参考例中，还对通过从整流电路向开关电路传输电能来进行开关电路所包含的开关元件的零电压开关进行说明。对以下所示的电源装置的构成要素中的与已说明的电源装置所包含的构成要素相同的构成要素，标注相同的附图标记而省略说明。
(第一参考例)
图1是第一参考例的电源装置的电路图。图1所示的电源装置1为具有N沟道型MOSFET(Metal Oxide Semic导通ductor Field Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)：Q1～Q6、变压器TR1、线圈L1、L2及电容器C1的DC/DC转换器。MOSFET：Q1～Q6分别内置有寄生二极管PD1～PD6，且具有寄生电容PC1～PC6。此外，在寄生电容PC1～PC6的静电电容不足够的情况下，也可以与寄生电容PC1～PC6并联地外设连接电容器。
电源装置1在变压器TR1的初级侧具有初级侧电路10，在变压器TR1的次级侧具有次级侧电路20。初级侧电路10包括作为负输入端子的第一输入端子11和作为正输入端子的第二输入端子12。次级侧电路20包括作为负输出端子的第一输出端子21和作为正输出端子的第二输出端子22。在第一及第二输入端子11、12之间连接有直流电源PS，在第一及第二输出端子21、22之间连接有负载RL1。以下将从直流电源PS供给的电压记为Vin。
MOSFET：Q1～Q6具有源电极(第一导通电极)、漏极(第二导通电极)及栅电极(控制电极)，为根据栅极电位而切换为导通状态(导通状态)和截止状态(非导通状态)的开关元件。初级侧电路10包含MOSFET：Q1～Q4及线圈L1。次级侧电路20包含MOSFET：Q5、Q6、线圈L2及电容器C1。
在初级侧电路10中，MOSFET：Q2的源电极与第一输入端子11连接，MOSFET：Q2的漏极与MOSFET：Q1的源电极连接，MOSFET：Q1的漏极与第二输入端子12连接。按照这种方式，在第一及第二输入端子11、12之间设有串联连接的两个MOSFET：Q2、Q1。另外，在第一及第二输入端子11、12之间同样地设有串联连接的MOSFET：Q4、Q3。以下将与MOSFET：Q1、Q2的中点连接的节点记为Na，将与MOSFET：Q3、Q4的中点连接的节点记为Nb，将节点Na、Nb的电位分别记为Va、Vb。节点Na、Nb经由线圈L1和变压器TR1的初级绕组连接。
在次级侧电路20中，在第一及第二输出端子21、22之间连接有电容器C1。MOSFET：Q5、Q6的源电极均与第一输出端子21连接。MOSFET：Q5的漏极与变压器TR1的次级绕组的一端(在附图中为上端)连接。MOSFET：Q6的漏极与变压器TR1的次级绕组的另一端连接。变压器TR1的次级绕组设有中心抽头CT，中心抽头CT经由线圈L2与第二输出端子22连接。
按照这种方式，初级侧电路10为与变压器TR1的初级绕组连接的开关电路。该开关电路为全桥电路。次级侧电路20为与变压器TR1的次级绕组连接的整流电路。该整流电路为中心抽头式的全波整流电路。在次级侧电路20中，电容器C1的一端(在附图中为右端)经由MOSFET：Q5与变压器TR1的次级绕组的一端连接，且经由MOSFET：Q6与变压器TR1的次级绕组的另一端连接。电容器C1的另一端经由线圈L2与中心抽头CT连接。MOSFET：Q5、Q6均为对从变压器TR1的初级侧传输的电能进行整流的整流元件，电容器C1蓄积整流后的电能。
线圈L1、L2使用具有例如10～100μH电感的器件。电容器C1使用具有例如20～1000μF静电电容的器件。线圈L1、L2的电感及电容器C1的静电电容也可以是上述范围外的值。另外，也可以取代线圈L1使用变压器TR1的漏磁通。
此外，在电源装置的电路图中，省略非电路动作说明必需的元件。例如，在电源装置1中，在大多情况下，为了快速向全桥电路供给电流，在第一及第二输入端子11、12之间设置电容器，但在图1中省略该电容器。在图1中也省略了驱动MOSFET：Q1～Q6的栅电极的电路。
初级侧电路10基于从直流电源PS供给的直流，使用全桥电路生成交流(例如100kHz的交流)，将所生成的交流向变压器TR1的初级绕组供给。变压器TR1对供给至初级绕组的交流进行变压并从次级绕组输出。次级侧电路20对从变压器TR1的次级绕组输出的变压后的交流进行整流，使电容器C1充电。按照这种方式，电源装置1对从直流电源PS供给的电能进行电压电平转换并向负载RL1供给。
向第一及第二输入端子11、12供给的直流电压的电平与从第一及第二输出端子21、22输出的直流电压的电平间的关系主要由变压器TR1的绕组比决定。例如，在将电源装置1用作笔记本型个人计算机用的AC适配器的情况下，作为从直流电源PS供给的电压能够使用功率因数改善电路的输出电压(例如400V电压)，将电源装置1的输出电压设为19V。
以下参照图2～图13说明输出电能较小情况下(即负载RL1小的情况下)的电源装置1的动作。图2是输出电能较小情况下的电源装置1的时序图。图2中示出MOSFET：Q1～Q6的栅极电位、MOSFET：Q1的源-漏间电压VQ1SD、MOSFET：Q2的源-漏间电压VQ2SD、节点Na、Nb间的电位差(Va-Vb)、在变压器TR1的初级绕组中流通的电流I1、在MOSFET：Q5中流通的电流I2a及在MOSFET：Q6中流通的电流I2b的变化。MOSFET：Q1～Q6在栅极电位为高电平(在图中记为H)时为导通状态，在栅极电位为低电平(在图中记为L)时为截止状态。电源装置1的一个动作周期被分割为8个期间T11～T18。
图3是详细示出图2所示的时序图的一部分的图。在图3中放大示出整个期间T14和期间T13、T15的一部分。在图3中，取代MOSFET：Q3、Q4的栅极电位、电压VQ1SD及电位差(Va-Vb)的变化示出在线圈L2中流通的电流I2的变化。电流I2为电流I2、I2b的和(I2＝I2a+I2b)。当忽略在负载RL1中流通的电流时，电流I2与在电容器C1中流通的电流相等。电流I1、I2a、I2b、I2的正方向如图1所示。
图4是期间T11内的电流路径图。在期间T11内，MOSFET：Q1、Q4、Q6为导通状态，MOSFET：Q2、Q3、Q5为截止状态。在初级侧电路10中，电流在依次经由第二输入端子12、MOSFET：Q1、线圈L1、变压器TR1的初级绕组、MOSFET：Q4及第一输入端子11的路径P11中流通。电流I1随时间的经过而增加，电能蓄积在线圈L1中。在次级侧电路20中，变压器TR1的次级绕组感应产生电压。电流在依次经由中心抽头CT、线圈L2、电容器C1、MOSFET：Q6及变压器TR1的次级绕组的另一端的路径P21中流通。此时，电容器C1被充电。在期间T11内，电流从初级侧电路10向次级侧电路20传输。
在期间T12开始时，MOSFET：Q4截止。在期间T12内，MOSFET：Q1、Q6为导通状态，MOSFET：Q2～Q5为截止状态。MOSFET：Q4具有寄生电容PC4，因此在MOSFET：Q4截止时，MOSFET：Q4的源-漏间电压几乎不上升。因此，MOSFET：Q4的截止动作与零电压开关相当。
初级侧电路10电流路径在期间T12的中途变化。以下将直到电流路径变化为止的期间称为期间T12的前半期间，将之后的期间称为期间T12的后半期间。图5是期间T12的前半期间的电流路径图。在初级侧电路10中，电流在依次经由第二输入端子12、MOSFET：Q1、线圈L1、变压器TR1的初级绕组、寄生电容PC4及第一输入端子11的路径P12，和在变压器TR1的初级绕组之后经由寄生电容PC3的路径P13中流通。此时，寄生电容PC3放电，寄生电容PC4被充电。因此，节点Nb的电位上升，节点Na、Nb间的电位差(Va-Vb)减小，电流I1减小。在次级侧电路20中，电流继续在上述的路径P21中流通。另外，变压器TR1的次级绕组的电动势降低，因此寄生电容PC5放电。因此，电流也在依次经由中心抽头CT、线圈L2、电容器C1、寄生电容PC5及变压器TR1的次级绕组的一端的路径P22中流通。
若寄生电容PC3的放电和寄生电容PC4的充电结束，则期间T12的后半期间开始。图6是期间T12的后半期间的电流路径图。在初级侧电路10中，节点Na、Nb间的电位差(Va-Vb)大致变为0。电流在依次经由MOSFET：Q1、线圈L1、变压器TR1的初级绕组及寄生二极管PD3的路径P14中回流。此时，电流I1大致恒定。在次级侧电路20中，电流继续在上述的路径P21中流通，并且在依次经由中心抽头CT、线圈L2、电容器C1、寄生二极管PD5及变压器TR1的次级绕组的一端的路径P23中流通。电流I2a、I2b均在电容器C1的两端电压的作用下减小。
在期间T13开始时，MOSFET：Q3导通，在期间T13的中途，MOSFET：Q5导通。以下将直到MOSFET：Q5导通为止的期间称为期间T13的前半期间，将之后的期间称为期间T13的后半期间。在期间T13中，MOSFET：Q1、Q3、Q6为导通状态，MOSFET：Q2、Q4为截止状态。MOSFET：Q5在期间T13的前半期间为截止状态，在期间T13的后半期间为导通状态。MOSFET：Q3在顺方向电流流入寄生二极管PD3的期间内导通。因此，MOSFET：Q3的导通动作与零电压开关相当。
图7是期间T13的前半期间的电流路径图。在初级侧电路10中，电流在依次经由MOSFET：Q1、线圈L1、变压器TR1的初级绕组及MOSFET：Q3的路径P15中回流。此时，电流I1大致恒定。在次级侧电路20中，电流继续在上述的路径P21、P23中流通。电流I2a、I2b均在电容器C1的两端电压的作用下继续减小。
在电流I2a变为0之前，MOSFET：Q5导通，期间T13的后半期间开始。图8是期间T13的后半期间的电流路径图。在初级侧电路10中，电流继续在上述的路径P15中回流。此时电流I1大致恒定。在次级侧电路20中，若MOSFET：Q5导通一段时间，则电流I2a变为负(电流I2a的方向反转)。此时，电流在上述的路径P21和依次经由变压器TR1的次级绕组的一端、MOSFET：Q5、电容器C1、线圈L2及中心抽头CT的路径P24中流通。电流I2a、I2b的和即电流I2在期间T13的前半期间为正，在期间T13的后半期间变为负。在期间T13的前半期间，电容器C1被充电，在期间T13的后半期间，电容器C1放电。不久后，电流I2b也变为负(电流I2b的方向反转)。
在期间T14开始时，MOSFET：Q1截止，在期间T14的中途，MOSFET：Q6截止。在期间T14中，MOSFET：Q3、Q5为导通状态，MOSFET：Q1、Q2、Q4为截止状态。MOSFET：Q6直到中途为止为导通状态，其后为截止状态。MOSFET：Q1具有寄生电容PC1，因此在MOSFET：Q1截止时，MOSFET：Q1的源-漏间电压几乎不上升。因此，MOSFET：Q1的截止动作与零电压开关相当。如图3所示，期间T14被分割为直到MOSFET：Q6截止动作开始为止的期间T141、直到在MOSFET：Q6中流通的电流变为0为止的期间T142及之后的期间T143。
图9是期间T141内的电流路径图。在初级侧电路10中，电流在依次经由第一输入端子11、寄生电容PC2、线圈L1、变压器TR1的初级绕组、MOSFET：Q3及第二输入端子12的路径P16和在MOSFET：Q3之后经由寄生电容PC1的路径P17中流通。此时，寄生电容PC1被充电，寄生电容PC2放电。因此，节点Na的电位(及电压VQ2SD)下降。在期间T141内，电流朝向作为正输入端子的第二输入端子12流通。为了使该电流流通，使用线圈L1中蓄积的电能。因此，电流I1急速减小，很快变为0。在次级侧电路20中，电流在上述的路径P24和依次经由变压器TR2的次级绕组的另一端、MOSFET：Q6、电容器C1、线圈L2及中心抽头CT的路径P25中流通。在期间T141内，由于电流I1减小，电流I2a增加，电流I2b减小。电流I2继续减小。
在电源装置1的输出电能较大的情况(即负载RL1大的情况)下，期间T13内的电流I1大，线圈L1中蓄积的电能也很大。因此，在期间T14内，在电流I1变为0之前，电压VQ2SD变为0。因此，MOSFET：Q2的截止动作与零电压开关相当。另一方面，在输出电能较小的情况下，在电流I1变为0的时刻，电压VQ2SD仍未达到0。因此，若不采取特定的措施，则MOSFET：Q2的截止动作不与零电压开关相当。在电源装置1中，为了使MOSFET：Q2的截止动作成为零电压开关，在期间T142开始时，MOSFET：Q6截止。
图10是期间T142开始时(MOSFET：Q6截止的瞬间)的电流路径图。此时，在初级侧电路10中无电流流通。在次级侧电路20中，电流在上述的路径P24和依次经由变压器TR1的次级绕组的另一端、寄生电容PC6、电容器C1、线圈L2及中心抽头CT的路径P26中流通。此时，寄生电容PC6被充电。在期间T142内，随着寄生电容PC6的充电的进行，电流I2b增加而接近0，另一方面，电流I2a减小。因此，在变压器TR1的次级绕组中流通的电流实质上从次级绕组的另一端朝向一端(在附图中为从下端朝向上端)流通。由此，变压器TR1的初级绕组感应产生电压，电流I1再次增加。
初级侧电路10的电流路径在期间T143的中途变化。以下将直到电流路径变化为止的期间称为期间T143的前半期间，将之后的期间称为期间T143的后半期间。图11是期间T143的前半期间的电流路径图。在初级侧电路10中，电流再次在与期间T141相同的路径(上述的路径P16、P17)中流通。因此，寄生电容PC1的充电和寄生电容PC2的放电再次开始。因此，节点Na的电位(及电压VQ2SD)再次下降。在次级侧电路20中，电流在上述的路径P24中流通。
在电压VQ2SD大致变为0时，期间T143的后半期间开始。图12是期间T143的后半期间的电流路径图。在初级侧电路10中，电流在依次经由第一输入端子11、寄生二极管PD2、线圈L1、变压器TR1的初级绕组、MOSFET：Q3及第二输入端子12的路径P18中流通。在次级侧电路20中，电流继续在上述的路径P24中流通。
按照这种方式，在期间T14内，电容器C1放电。另外，在次级侧电路20中，电容器C1的放电电流实质上从变压器TR1的次级绕组的另一端朝向一端流通，从而变压器TR1的初级绕组感应产生电压。因此，在初级侧电路10中，电流I1向使MOSFET：Q2的源-漏间电压为0的方向流通。
在期间T15开始时，MOSFET：Q2导通。在期间T15开始时，电压VQ2SD大致为0，顺方向电流流入寄生二极管PD2。因此，MOSFET：Q2的导通动作与零电压开关相当。此外，在期间T14的中途MOSFET：Q6未截止的情况下(即，实质上电流未从变压器TR1的次级绕组的另一端朝向一端流通的情况下)，电压VQ2SD和电流I1在图3中分别以单点划线W1、W2所示的方式变化。该状态下的MOSFET：Q2的截止动作不与零电压开关相当。
图13是期间T15内的电流路径图。在期间T15内，MOSFET：Q2、Q3、Q5为导通状态，MOSFET：Q1、Q4、Q6为截止状态。在初级侧电路10中，电流在依次经由第二输入端子12、MOSFET：Q3、变压器TR1的初级绕组、线圈L1、MOSFET：Q2及第一输入端子11的路径P19中流通。在次级侧电路20中，变压器TR1的次级绕组感应产生电压。电流在依次经由中心抽头CT、线圈L2、电容器C1、MOSFET：Q5及变压器TR1的次级绕组的一端的路径P27中流通。此时，电容器C1被充电。在期间T15内，与期间T11相比，在变压器TR1的初级绕组中流通的电流的方向反转，在变压器TR1的次级绕组中流通的电流的方向也反转。
电源装置1在期间T15～T18内与期间T11～T14对称地动作。具体来说，期间T15～T18内的MOSFET：Q1～Q6的动作分别与期间T11～T14内的MOSFET：Q3、Q4、Q1、Q2、Q6、Q5的动作相同。期间T15～T18内的电流I2a、I2b的变化分别与期间T11～T14内的电流I2b、I2a的变化相同。期间T15～T18内的电流I1的变化与期间T11～T14内的电流I1的变化相反(绝对值相同，而正负相反)。
在电源装置1中，在MOSFET：Q2导通前，电容器C1开始放电。在期间T141中，电流从电容器C1的正极端子(在附图中为左侧的端子)朝向负极端子(在附图中为右侧的端子)，在经由线圈L2、中心抽头CT及MOSFET：Q5的路径P24和经由线圈L2、中心抽头CT及MOSFET：Q6的路径P25中流通(参照图9)。在期间T142开始时，若MOSFET：Q6截止，则在路径P24中流通的电流I2a减小，在路径P25中流通的电流I2b变为0(参照图3)。因此，电流实质上从变压器TR1的次级绕组的另一端朝向一端流通，变压器TR1的初级绕组感应产生电压，电流I1流通。由于电流I1流通，从而电压VQ2SD下降。
通过在使电压VQ2SD下降后使MOSFET：Q2导通，从而能够减小开关损耗。特别地，通过在使电压VQ2SD降低至大致为0后，使MOSFET：Q2导通，从而能够减小开关损耗。按照这种方式，电源装置1将在次级侧电路20的电容器C1中蓄积的电能向初级侧电路10传输，在使MOSFET：Q2的源-漏间电压下降后，使MOSFET：Q2导通。由此，能够减小MOSFET：Q2的导通动作时的开关损耗。电源装置1以同样的方法减小MOSFET：Q1、Q3、Q4的导通动作时的开关损耗。
在此，关于实质上从变压器TR1的次级绕组的另一端朝向一端流通的电流，说明优选条件。将MOSFET：Q1、Q2的输出电容(Coss)的蓄积能量(Eoss)分别设为E1、E2，将实质上从变压器TR1的次级绕组的另一端朝向一端流通的电流的总能量设为E3。输出电容为漏-源间电容Cds与栅-漏间电容Cgd的和。输出电容的蓄积能量E1、E2通过按电压对输出电容进行积分而求出，表示输出电容具有的能量。总能量E3为，在电流实质上开始从变压器TR1的次级绕组的另一端朝向一端流通后且直到MOSFET：Q2导通为止的期间内，通过将变压器TR1的次级绕组的两端电压与电流的乘积进行积分而求出。
总能量E3优选满足下式(1)。
0.1×(E1+E2)＜E3＜10×(E1+E2)…(1)
在总能量E3小于式(1)的下限值时，无法使MOSFET：Q2的源-漏间电压充分降低。另一方面，在总能量E3大于式(1)的上限值时，在期间T143的后半期间(参照图12)，电流在路径P18、P24中流通时的导通损耗变大，因此基于使MOSFET：Q2的截止动作为零电压开关的损耗减小效果大幅度损失。
另外，说明用于进行从电容器C1的放电到使电压VQ2SD下降为止的一连串动作的优选条件。DC/DC转换器为了在启动时进行电路保护，存在以使输出电压逐渐上升的模式动作的情况(软启动)。另外，存在使DC/DC转换器的输出电压在一定范围内可变的情况。此时，在输出电压显著低的情况下，电容器C1中蓄积的电能变小。因此，上述一连串动作所需的时间显著增长，存在电源装置1的一个动作周期变长的情况。因此，优选仅在例如输出电压大于额定值的50％时进行上述一连串动作。此外，以上所述的两种优选条件不仅应用于本参考例，也应用于后述各实施方式及其他参考例。
(第一实施方式)
图14是第一实施方式的电源装置的电路图。图14所示的电源装置4为包括MOSFET：Q1～Q6、Q21、Q22、变压器TR4、线圈L1、L2、L6及电容器C1、C5的DC/DC转换器。电源装置4通过在第一参考例的电源装置1追加次级侧电路25而构成，包括多个次级侧电路20、25。能够分别针对次级侧电路20、25设定额定输出电压和额定输出电流。此外，电源装置4也可以具有三个以上次级侧电路。
次级侧电路25具有与次级侧电路20相同的构成。次级侧电路25包含MOSFET：Q21、Q22、电容器C5及线圈L6。次级侧电路25具有作为负输出端子的第一输出端子26和作为正输入端子的第二输出端子27。MOSFET：Q21、Q22分别内置寄生二极管PD21、PD22，具有寄生电容PC21、PC22。在第一及第二输出端子26、27之间连接有负载RL4。变压器TR4具有两个次级绕组。次级侧电路20、25共用变压器TR4，分别从变压器TR4的两个次级绕组供给电能。
以下说明次级侧电路20的输出电能小于次级侧电路25的输出电能的情况。在该情况下，若不采取特定的措施，则存在次级侧电路20的输出电压上升过高的情况(输出电压的过上升)。例如，在次级侧电路20的输出电能为5W以下且次级侧电路25的输出电能为100W的情况下，存在次级侧电路20的输出电压上升至额定输出电压两倍左右的情况。
在电源装置4中，为了防止输出电压的过上升，初级侧电路10和次级侧电路20与第一参考例同样地动作。由此，电流从次级侧电路20朝向初级侧电路10或次级侧电路25传输，能够使次级侧电路20的输出电压降低至额定输出电压。
通常，在具有多个次级侧电路的电源装置中，在某个次级侧电路传输电能而进行了使输出电压降低至适当电平的动作(以下称为电压适当化动作)的情况下，电能向初级侧电路和另一次级侧电路中的哪一方传输由电路构成等决定。在电源装置4中，电能优先向次级侧电路25传输。在电能大的情况下，电能向初级侧电路10和次级侧电路25双方传输。其理由如下。
在初级侧电路10中，由于线圈L1与变压器TR4的初级绕组串联连接，因此在线圈L1中流通的电流的量与在变压器TR4的初级绕组中流通的电流的量相同。另一方面，在次级侧电路25中，线圈L6与变压器TR4的次级绕组的中心抽头连接。因此，在线圈L6中流通的电流被分为在MOSFET：Q21中流通的电流和在MOSFET：Q22中流通的电流(以下将前者称为第一电流，将后者称为第二电流)。因此，通过使第一电流的量和第二电流的量变化，能够使在线圈L6中流通的电流的量不变，而使在变压器TR4的次级绕组中向特定方向流通的电流的有效值变化。该动作由作为电能传输元的整流电路进行。动作例例如示出在图10、图11及图3所示的期间T142。若第一电流或第二电流的量变为0，则无法在使线圈L6中流通的电流的量不变的情况下，使在压器TR4的次级绕组中向特定方向流通的电流的有效值变化。其后，电能不仅向次级侧电路25传输，也向初级侧电路10传输。
在次级侧电路20进行电压适当化动作的情况下，关于次级侧电路25的动作考虑多个方法。例如，可以将MOSFET：Q21、Q22始终控制为截止状态(第一方法)。在使用第一方法的情况下，在次级侧电路25中，电流的大部分在寄生二极管PD21、P22中流通。因此，输出电压对应于寄生二极管的顺方向电压Vf下降，产生损耗。或者，也可以在电流从寄生二极管PD21、PD22的阳极电极流向阴极电极的期间内，将MOSFET：Q21、Q22控制为导通状态(第二方法)。第二方法为所谓的同步整流。在第一参考例中，在MOSFET：Q5、Q6导通后，电流从MOSFET：Q5、Q6的漏极朝向源电极(从寄生二极管PD5、PD6的阴极电极朝向阳极电极)流通。在次级侧电路20中，为了进行电压适当化动作，需要使电流按照上述方式流通。另一方面，次级侧电路25不需要进行电压适当化动作，因此只要进行通常的同步整流即可。或者，MOSFET：Q21、Q22也可以在与MOSFET：Q5、Q6相同的时机通断(第三方法)。在使用第三方法的情况下，电能从次级侧电路25向初级侧电路10传输。但是，由于次级侧电路25的输出电能大，因此即使从次级侧电路25向初级侧电路10传输电能，次级侧电路25的输出电压也几乎不受影响。
次级侧电路20进行的电压适当化动作也可以说是次级侧电路20向初级侧电路10或次级侧电路25传输电能的电能再生动作。另外，次级侧电路20进行的电压适当化动作也可以说是使电容器C1放电而使电流流入变压器TR4的次级绕组的放电动作。也可以是，次级侧电路20使用传感器(未图示)测量输出电能，在输出电能的测量值低于基准值的情况下进行电压适当化动作。或者，也可以是，次级侧电路20使用传感器测量输出电压，在输出电压的测量值高于基准值的情况下进行电压适当化动作。
与以上所述的情况相反，在次级侧电路25的输出电能小于次级侧电路20的输出电能的情况下，为了防止次级侧电路25的输出电压的过上升，只要使次级侧电路20、25分别进行上述次级侧电路25、20的动作即可。
如以上所示，本实施方式的电源装置4包括：具有初级绕组和多个(两个)次级绕组的变压器TR4；与初级绕组连接的开关电路(初级侧电路10)；以及分别与多个次级绕组连接的多个整流电路(两个次级侧电路20、25)。至少一个整流电路(次级侧电路20)进行向开关电路或其他整流电路(次级侧电路25)传输电能的电能再生动作。另外，至少一个整流电路包含对从变压器TR4的初级侧传输的电能进行整流的整流元件(MOSFET：Q5、Q6)和蓄积整流后的电能的电容器C1，进行使电容器C1放电而使电流流入变压器TR4的次级绕组的放电动作。
按照这种方式，通过输出电能小的整流电路进行电能再生动作(进行使电容器C1放电而使电流流入变压器TR4的次级绕组的放电动作)，从而从输出电能小的整流电路向开关电路或其他整流电路传输电能。由此，能够防止输出电能小的整流电路中的输出电能的过上升。因此能够提供能够稳定地输出多个电压的电源装置。
另外，至少一个整流电路包含作为整流元件的第一及第二开关元件(MOSFET：Q5、Q6)和线圈L2，次级绕组的至少一个具有中心抽头。在至少一个整流电路中，电容器C1的一端(在附图中为右端)经由第一开关元件(MOSFET：Q5)与次级绕组的一端(在附图中为上端)连接，并经由第二开关元件(MOSFET：Q6)与次级绕组的另一端(在附图中为下端)连接，电容器C1的另一端(在附图中为左端)经由线圈L2与中心抽头连接。至少一个整流电路进行以下的放电动作，即，使电流流入经由线圈L2、中心抽头、次级绕组的一端及第一开关元件的路径P24和经由线圈L2、中心抽头、次级绕组的另一端及第二开关元件的路径P25，在电容器C1开始放电后使第二开关元件截止。
按照这种方式，在具有上述构成的整流电路中，在使电流流入两个路径P24、P25且电容器C1开始放电后，使第二开关元件截止，从而能够使电流流入变压器TR4的次级绕组，从整流电路向开关电路或其他整流电路传输电能。另外，按照在变压器TR4与电容器C2之间电流流入仅经由一个整流元件(MOSFET：Q5或Q6)的路径的方式构成整流电路，能够减小通过损耗。因此，能够提供稳定地输出多个电压并具有高转换效率的电源装置。
另外，开关电路为全桥电路。因此，能够提供作为开关电路具有全桥电路且能够稳定地输出多个电压的电源装置。
关于本实施方式的电源装置4能够构成以下的变形例。图15是本实施方式的变形例的电源装置的初级侧电路的电路图。图15所示的初级侧电路15为包含4个IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：缘栅极双极型晶体管)：Qa～Qd的全桥电路。IGBT：Qa～Qd均为NPN型IGBT，各自具有寄生电容PCa～PCd。IGBT：Qa～Qd分别与二极管Da～Dd并联连接。
通常，在使用双极晶体管构成使用MOSFET构成的开关电路时，将MOSFET的源电极和漏极分别置换为双极晶体管的发射电极和集电极即可。初级侧电路15能够通过针对图1所示的初级侧电路10进行上述置换而获得。IGBT：Qa～Qd分别进行与初级侧电路10所包含的MOSFET：Q1～Q4相同的动作。
利用具有使用IGBT构成的全桥电路的电源装置，也能够获得与具有使用MOSFET构成的全桥电路的电源装置相同的效果。此外，此处使用了NPN型IGBT，但也可以使用PNP型IGBT。另外，也可以将次级侧电路所包含的MOSFET置换为使IGBT与二极管并联连接的电路。另外，也可以取代IGBT而使用双极晶体管、SiC(碳化硅)-MOSFET、GaN(氮化钠)-MOSFET等。
(第二参考例)
图16是第二参考例的电源装置的电路图。图16所示的电源装置2为具有N沟道型MOSFET：Q1～Q4、Q7、Q8、变压器TR2、线圈L1、L3、L4及电容器C2的DC/DC转换器。电源装置2在变压器TR2的初级侧具有初级侧电路10，在变压器TR2的次级侧具有次级侧电路30。初级侧电路10的构成和动作与第一参考例相同。
MOSFET：Q7、Q8为与MOSFET：Q1～Q6相同的开关元件。次级侧电路30包含MOSFET：Q7、Q8、线圈L3、L4及电容器C2。次级侧电路30具有作为负输出端子的第一输出端子31和作为正输出端子的第二输出端子32。在第一及第二输出端子31、32之间连接有电容器C2。MOSFET：Q7、Q8的源电极均与第一输出端子31连接。MOSFET：Q7的漏极与变压器TR2的次级绕组的一端(在附图中为上端)及线圈L3的一端(在附图中为左端)连接。MOSFET：Q8的漏极与变压器TR2的次级绕组的另一端及线圈L4的一端(在附图中为左端)连接。线圈L3、L4的另一端均与第二输出端子32连接。
按照这种方式，次级侧电路30为与变压器TR2的次级绕组连接的整流电路。该整流电路为倍流型全波整流电路。在次级侧电路30中，电容器C2的一端(在附图中为左端)经由MOSFET：Q7与变压器TR2的次级绕组的一端连接，且经由MOSFET：Q8与变压器TR2的次级绕组的另一端连接。电容器C2的另一端经由线圈L3与变压器TR2的次级绕组的一端连接，且经由线圈L4与变压器TR2的次级绕组的另一端连接。MOSFET：Q7、Q8均为对从变压器TR2的初级侧传输的电能进行整流的整流元件，电容器C2蓄积整流后的电能。
线圈L3、L4使用具有例如10～100μH电感的器件。电容器C2使用具有例如20～1000μF静电电容的器件。线圈L3、L4的电感及电容器C2的静电电容也可以是上述范围外的值。
初级侧电路10与第一参考例同样地动作。变压器TR2使供给至初级绕组的交流变压并从次级绕组输出。次级侧电路30对从变压器TR2的次级绕组输出的变压后的交流进行整流，使电容器C2充电。按照这种方式，电源装置2对从直流电源PS供给的电能进行电压电平转换并向负载RL2供给。
以下参照图17～图25说明输出电能较小情况下的电源装置2的动作。图17是输出电能较小情况下的电源装置2的时序图。图17中示出MOSFET：Q1～Q4、Q7、Q8的栅极电位、MOSFET：Q1的源-漏间电压VQ1SD、MOSFET：Q2的源-漏间电压VQ2SD、节点Na、Nb间的电位差(Va-Vb)、在变压器TR1的初级绕组中流通的电流I1、在线圈L3中流通的电流I2L3及在线圈L4中流通的电流I2L4的变化。电源装置2的一个动作周期被分割为8个期间T11～T18。
图18是详细示出图17所示的时序图的一部分的图。图18中放大示出整个期间T14和期间T13、T15的一部分。在图18中，取代MOSFET：Q3、Q4的栅极电位、电压VQ1SD及电位差(Va-Vb)的变化而示出电流I2、I2T的变化。电流I2为电流I2L3、I2L4的和(I2＝I2L3+I2L4)，电流I2T为在变压器TR2的次级绕组中流通的电流。在能够忽略在负载RL2中流通的电流时，电流I2与在电容器C2中流通的电流相等。电流I1、I2L3、I2L4、I2、I2T的正方向如图16所示。
图19是期间T11内的电流路径图。在期间T11内，MOSFET：Q1、Q4、Q8为导通状态，MOSFET：Q2、Q3、Q7为截止状态。在初级侧电路10中，电流在上述的路径P11中流通。电流I1随时间的经过而增加，电能被蓄积于线圈L1。在次级侧电路30中，变压器TR2的次级绕组感应产生电压。电流在依次经由变压器TR2的次级绕组的一端、线圈L3、电容器C2、MOSFET：Q8及变压器TR2的次级绕组的另一端的路径P31中流通。电流I2L3随时间的经过而增加，电能被蓄积于线圈L3。线圈L4中残留有半周期前蓄积的电能，因此，电流也流入依次经由线圈L4的另一端、电容器C2、MOSFET：Q8及线圈L4的一端的路径P32。此时电容器C2被充电。在期间T11内，从初级侧电路10向次级侧电路30传输电能。
在期间T12开始时，MOSFET：Q4截止。在期间T12内，MOSFET：Q1、Q8为导通状态，MOSFET：Q2～Q4、Q7为截止状态。根据与第一参考例相同的理由，MOSFET：Q4的截止动作与零电压开关相当。
与第一参考例同样地，初级侧电路10的电流路径在期间T12的中途变化。图20是期间T12的前半期间的电流路径图。在初级侧电路10中，电流在上述的路径P12、P13中流通。此时，寄生电容PC3放电，寄生电容PC4被充电。因此，节点Nb的电位上升，节点Na、Nb间的电位差(Va-Vb)减小，电流I1减小。在次级侧电路20中，电流继续在上述的路径P31、P32中流通。另外，由于变压器TR2的次级绕组的电动势减小，因此寄生电容PC7放电。因此，电流也流入依次经由第一输出端子31、寄生电容PC7、线圈L3及第二输出端子32的路径P33。
若寄生电容PC3的放电和寄生电容PC4的充电结束，则期间T12的后半期间开始。在初级侧电路10中，节点Na、Nb间的电位差(Va-Vb)大致变为0，电流在上述的路径P14中回流(参照图6)。此时，电流I1大致恒定。在次级侧电路30中，电流继续在上述的路径P31～P33中流通。电流I2L3、I2L4均在电容器C2的两端电压的作用下减小。
在期间T13开始时，MOSFET：Q3导通，在期间T13的中途，MOSFET：Q7导通。以下将直至MOSFET：Q7导通为止的期间称为期间T13的前半期间，将之后的期间称为期间T13的后半期间。在期间T13内，MOSFET：Q1、Q3、Q8为导通状态，MOSFET：Q2、Q4为截止状态。MOSFET：Q7在期间T13的前半期间为截止状态，在期间T13的后半期间为导通状态。根据与第一参考例相同的理由，MOSFET：Q3的导通动作与零电压开关相当。
在期间T13的前半期间，在初级侧电路10中，电流在上述的路径P15中回流(参照图7)。此时，电流I1大致恒定。在次级侧电路30中，电流继续在上述的路径P31～P33中流通。电流I2L3、I2L4均在电容器C2的两端电压的作用下继续减小。
在电流I2L4变为0之前，MOSFET：Q7导通，期间T13的后半期间开始。图21是期间T13的后半期间的电流路径图。在初级侧电路10中，电流继续在上述的路径P15中回流。此时，电流I1大致恒定。在次级侧电路30中，若MOSFET：Q7导通一段时间，则电流I2L4变为负(电流I2L4的方向反转)。此时，电流在上述的路径P31、P33和在路径P31中的线圈L3后经由线圈L4的路径P34中流通。电流I2L3、I2L4继续减小，电流I2L3、I2L4的和即电流I2不久后变为负(电流I2的方向反转)。此时，电容器C2开始放电。
在期间T14开始时，MOSFET：Q1截止，在期间T14的中途，MOSFET：Q8截止。在期间T14内，MOSFET：Q3、Q7为导通状态，MOSFET：Q1、Q2、Q4为截止状态。MOSFET：Q8直到中途为导通状态，其后为截止状态。根据与第一参考例相同的理由，MOSFET：Q1的截止动作与零电压开关相当。如图18所示，期间T14被分割为直到MOSFET：Q8开始截止动作为止的期间T141、直到在MOSFET：Q8中流通的电流变为0为止的期间T142及之后的期间T143。
图22是期间T141内的电流路径图。在初级侧电路10中，电流在上述的路径P16、P17中流通。此时，寄生电容PC1被充电，寄生电容PC2放电。因此，节点Na的电位(及电压VQ2SD)下降。在期间T141内，电流朝向作为正输入端子的第二输入端子12流通。为了使该电流流通，使用线圈L1中蓄积的电能。因此，电流I1急速减小，很快变为0。在次级侧电路30中，电流在依次经由第二输出端子32、线圈L4、MOSFET：Q8及第一输出端子31的路径P35、在MOSFET：Q8后依次经由MOSFET：Q7及线圈L3的路径P36、以及在线圈L4后依次经由变压器TR2的次级绕组及线圈L3的路径P37中流通。此时，电容器C2放电。
图23是期间T142开始时(MOSFET：Q8截止的瞬间)的电流路径图。此时，在初级侧电路10中无电流流通。在次级侧电路30中，电流在依次经由第二输出端子32、线圈L4、寄生电容PC8及第一输出端子31的路径P38、以及在寄生电容PC8后依次经由MOSFET：Q7及线圈L3的路径P39中流通。此时，寄生电容PC8被充电。由于电流I1为0，因此电流I2T也为0。其中，此处忽略在变压器TR2中流通的励磁电流。在期间T142内，随着寄生电容PC8的充电的进行，在寄生电容PC8中流通的电流减小并接近0。因此，电流I2T开始流通。由此，变压器TR2的初级绕组感应产生电压，电流I1再次增加。
与第一参考例同样地，初级侧电路10的电流路径在期间T143的中途变化。图24是期间T143的前半期间的电流路径图。在初级侧电路10中，电流再次在与期间T141相同的路径(上述的路径P16、P17)中流通。因此，寄生电容PC1的充电和寄生电容PC2的放电再次开始。因此，节点Na的电位(及电压VQ2SD)再次下降。在次级侧电路20中，电流在依次经由第二输出端子32、线圈L4、变压器TR2的次级绕组、MOSFET：Q7及第一输出端子31的路径P3a和在变压器TR2的次级绕组后经由线圈L3的路径P3b中流通。
在电压VQ2SD大致变为0时，期间T143的后半期间开始。图25是期间T143的后半期间的电流路径图。在初级侧电路10中，电流在上述的路径P18中流通。在次级侧电路30中，电流继续在上述的路径P3a、P3b中流通。
按照这种方式，在期间T14内，电容器C2放电。另外，在次级侧电路30中，电容器C2的放电电流从变压器TR2的次级绕组的另一端朝向一端流通，从而变压器TR2的初级绕组感应产生电压。因此，在初级侧电路10中，电流I1朝向使电压VQ2SD为0的方向流通。
在期间T15开始时，MOSFET：Q2导通。根据与第一参考例相同的理由，MOSFET：Q2的导通动作与零电压开关相当。此外，在期间T14的中途MOSFET：Q8未截止的情况下(即，电容器C2的放电电流未从变压器TR2的次级绕组的另一端朝向一端流通的情况下)，电压VQ2SD和电流I1在图18中分别以单点划线W3、W4所示的方式变化。该状态下的MOSFET：Q2的导通动作不与零电压开关相当。
电源装置2在期间T15～T18内与期间T11～T14对称地动作。具体来说，期间T15～T18内的MOSFET：Q1～Q4、Q7、Q8的动作分别与期间T11～T14内的MOSFET：Q3、Q4、Q1、Q2、Q8、Q7的动作相同。期间T15～T18内的电流I2L3、I2L4的变化分别与期间T11～T14内的电流I2L4、I2L3的变化相同。期间T15～T18内的电流I1与期间T11～T14中的电流I1的变化相反(绝对值相同，而正负相反)。
在电源装置2中，在MOSFET：Q2导通前，电容器C2开始放电。在期间T141内，电流从电容器C2的正极端子(在附图中为右侧的端子)朝向负极端子(在附图中为左侧的端子)在经由线圈L4及MOSFET：Q8的路径P35等中流通(参照图22)。在期间T142开始时，若MOSFET：Q8截止，则电流在经由线圈L4、变压器TR2的次级绕组及MOSFET：Q7的路径P3a中流通(参照图24)。因此，电流从变压器TR2的次级绕组的另一端朝向一端流通，变压器TR2的初级绕组感应产生电压，流通电流I1。通过流通电流I1，从而电压VQ2SD下降。
通过在使电压VQ2SD下降后使MOSFET：Q2导通，从而能够减小开关损耗。特别地，通过在电压VQ2SD降低至大致为0后使MOSFET：Q2导通，从而能够减小开关损耗。按照这种方式，电源装置2将次级侧电路30的电容器C2蓄积的电能向初级侧电路10传输，在使MOSFET：Q2的源-漏间电压下降后，使MOSFET：Q2导通。由此，能够在MOSFET：Q2的导通动作时减小开关损耗。电源装置2以同样的方法，减小MOSFET：Q1、Q3、Q4的导通动作时的开关损耗。
(第二实施方式)
图26是第二实施方式的电源装置的电路图。图26所示的电源装置5为具有MOSFET：Q1～Q4、Q7、Q8、Q23、Q24、变压器TR5、线圈L1、L3、L4、L7、L8及电容器C2、C6的DC/DC转换器。电源装置5在变压器TR5的初级侧具有初级侧电路10，在变压器TR5的次级侧具有次级侧电路30、35。电源装置5通过在第二参考例的电源装置2中追加次级侧电路35而构成，包括多个次级侧电路30、35。能够分别针对次级侧电路30、35设定额定输出电压和额定输出电流。此外，电源装置5也可以具有3个以上次级侧电路。
次级侧电路35具有与次级侧电路30相同的构成。次级侧电路35包含MOSFET：Q23、Q24、线圈L7、L8及电容器C6。次级侧电路35具有作为负输出端子的第一输出端子36和作为正输入端子的第二输出端子37。MOSFET：Q23、Q24分别内置寄生二极管PD23、PD24，具有寄生电容PC23、PC24。在第一及第二输出端子26、27之间连接有负载RL5。变压器TR5具有两个次级绕组。次级侧电路30、35共用变压器TR5，分别从变压器TR5的两个次级绕组供给电能。
以下说明次级侧电路30的输出电能小于次级侧电路35的输出电能的情况。在该情况下，若不采取特定的措施，则存在次级侧电路30的输出电压上升过高的情况(输出电压的过上升)。在电源装置5中，为了防止输出电压的过上升，初级侧电路10和次级侧电路30与第二参考例同样地动作。由此，能够使电能从次级侧电路30向初级侧电路10或次级侧电路35传输，使次级侧电路30的输出电压降低至额定输出电压。
在电源装置5中，电能向初级侧电路10和次级侧电路35中的哪一方传输由使在传输目标的电路所包含的线圈中流通的电流变化所需的电能决定。具体来说，在使在线圈L1中流通的电流变化所需的电能小于使在线圈L7、L8中流通的电流变化所需的电能的情况下，电能向初级侧电路10传输。在除此以外的情况下，电能向次级侧电路35传输。此外，使在线圈中流通的电流变化所需的电流由线圈的电感等决定。
次级侧电路30进行的电压适当化动作也可以说是次级侧电路30向初级侧电路10或次级侧电路35传输电能的电能再生动作。另外，次级侧电路30进行的电压适当化动作也可以说是使电容器C2放电而使电流流入变压器TR5的次级绕组的放电动作。次级侧电路30可以在输出电能的测量值低于基准值的情况下进行电压适当化动作，也可以在输出电压的测量值高于基准值的情况下进行电压适当化动作。
与以上所述的情况相反，在次级侧电路35的输出电能小于次级侧电路30的输出电能的情况下，为了防止次级侧电路35的输出电压的过上升，次级侧电路30、35分别进行上述的次级侧电路35、30的动作即可。
如以上所示，在本实施方式的电源装置5中，至少一个整流电路(次级侧电路30)包含作为整流元件的第一及第二开关元件(MOSFET：Q7、Q8)和第一及第二线圈L3、L4。在至少一个整流电路中，电容器C2的一端(在附图中为左端)经由第一开关元件(MOSFET：Q7)与变压器TR2的次级绕组的一端(在附图中为上端)连接，且经由第二开关元件(MOSFET：Q8)与次级绕组的另一端(在附图中为下端)连接，电容器C2的另一端(在附图中为右端)经由第一线圈L3与次级绕组的一端连接，且经由第二线圈L4与次级绕组的另一端连接。至少一个整流电路进行以下放电动作，即，在使电流流入经由第二开关元件及第二线圈L4的路径P35并使电容器C2开始放电后，使第二开关元件截止，使电流流入经由第二线圈L4、次级绕组及第一开关元件的路径P3a。
按照这种方式，在具有上述构成的整流电路中，使电流流入经由第二开关元件及第二线圈的路径P35并使电容器C2开始放电后，使第二开关元件截止，从而能够使电流流入变压器TR5的次级绕组，从整流电路向开关电路(初级侧电路10)或其他整流电路(次级侧电路35)传输电能。另外，以在变压器TR5与电容器C2之间电流流入仅经由一个整流元件(MOSFET：Q7或Q8)的路径的方式构成整流电路，能够减小通过损耗。因此，能够提供稳定地输出多个电压并具有高转换效率的电源装置。
关于本实施方式的电源装置5，能够构成以下的变形例。在电源装置5中，初级侧电路10为全桥电路，次级侧电路30、35为倍流电路。在变形例的电源装置中，也可以使初级侧电路和次级侧电路均为全桥电路。在变形例的电源装置中，初级侧电路和次级侧电路中的一方作为开关电路动作，另一方作为整流电路动作。通过根据需要交换两者的功能，能够构成双向DC/DC转换器。
(第三参考例)
图27是第三参考例的电源装置的电路图。图27所示的电源装置3为具有N沟道型MOSFET：Q11～Q14、变压器TR3、线圈L5及电容器C3、C4的DC/DC转换器。MOSFET：Q11～Q14分别内置寄生二极管PD11～PD14，具有寄生电容PC11～PC14。此外，在寄生电容PC11～PC14的静电电容不足够的情况下，也可以与寄生电容PC11～PC14并联地外设连接电容器。
电源装置3在变压器TR3的初级侧具有初级侧电路40，在变压器TR3的次级侧具有次级侧电路50。初级侧电路40具有作为负输入端子的第一输入端子41和作为正输入端子的第二输入端子42。次级侧电路50具有作为负输出端子的第一输出端子51和作为正输出端子的第二输出端子52。在第一及第二输入端子41、42之间连接有直流电源PS，在第一及第二输出端子51、52之间连接有负载RL3。
MOSFET：Q11～Q14为与MOSFET：Q1～Q8相同的开关元件。初级侧电路40包含MOSFET：Q11、Q12及电容器C3。次级侧电路50包含MOSFET：Q13、Q14、线圈L5及电容器C4。
在初级侧电路40中，变压器TR3的初级绕组的一端(在附图中为上端)和电容器C3的一端(在附图中为上端)与第二输入端子42连接。MOSFET：Q11的源电极与第一输入端子41连接，MOSFET：Q11的漏极与MOSFET：Q12的源电极和变压器TR3的初级绕组的另一端连接。MOSFET：Q12的漏极与电容器C3的另一端连接。以下将与变压器TR3的一端连接的节点记为Nc，将与变压器TR3的另一端连接的节点记为Nd，将节点Nc、Nd的电位分别记为Vc、Vd。
在次级侧电路50中，在第一及第二输出端子51、52之间连接有电容器C4。MOSFET：Q13的源电极与变压器TR3的次级绕组的一端(在附图中为上端)连接，MOSFET：Q13的漏极与MOSFET：Q14的漏极和线圈L5的一端(在附图中为左端)连接。线圈L5的另一端与第二输出端子52连接。MOSFET：Q14的源电极和变压器TR3的次级绕组的另一端与第一输出端子51连接。
按照这种方式，初级侧电路40为与变压器TR3的初级绕组连接的开关电路。该开关电路为正向电路。次级侧电路50为与变压器TR3的次级绕组连接的整流电路。该整流电路为正向电路。在次级侧电路50中，电容器C4的一端(在附图中为上端)经由线圈L5和MOSFET：Q13与变压器TR3的次级绕组的一端连接，且经由线圈L5和MOSFET：Q14与变压器TR3的次级绕组的另一端连接。电容器C4的另一端与变压器TR3的次级绕组的另一端连接。MOSFET：Q13、Q14均为对从变压器TR3的初级侧传输的电能进行整流的整流元件，电容器C3蓄积整流后的电能。
线圈L5使用具有例如10～100μH电感的器件。电容器C3使用具有例如0.01～10μF静电电容的器件，电容器C4使用具有例如20～1000μF静电电容的器件。线圈L5的电感及电容器C3、C4的静电电容也可以是上述范围外的值。
在初级侧电路40中，MOSFET：Q11进行开关动作。由此，从直流电源PS供给的直流被断续地向变压器TR3的初级绕组供给。MOSFET：Q12和电容器C3作为重置变压器TR3的基于励磁电流的电能的电路发挥作用。变压器TR3使供给至初级绕组的电压变压并从次级绕组输出。次级侧电路50对从变压器TR3的次级绕组供给的变压后的交流进行整流，使电容器C4充电。按照这种方式，电源装置3将从直流电源PS供给的电能转换为电压电平并向负载RL3供给。
以下参照图28～图35说明输出电能较小情况下的电源装置3的动作。图28是输出电能较小情况下的电源装置3的时序图。图28中示出MOSFET：Q11～Q14的栅极电位、MOSFET：Q11的源-漏间电压VQ11SD、节点Nc、Nd间的电位差(Vc-Vd)、在变压器TR3的初级绕组中流通的电流I1T、在变压器TR3的次级绕组中流通的电流I2T及在线圈L5中流通的电流I2的变化。在能够忽略在负载RL3中流通的电流时，电流I2与在电容器C4中流通的电流相等。电流I1T、I2T、I2的正方向如图27所示。电源装置3的一个动作周期被分割为6个期间T21～T26，期间T23被进一步分割为两个期间T231、T232。
如图28所示，在期间T21的中途MOSFET：Q13截止。以下将直至MOSFET：Q13截止的期间称为期间T21的前半期间，将之后的期间称为期间T21的后半期间。在期间T21内，MOSFET：Q11为导通状态，MOSFET：Q12、Q14为截止状态。MOSFET：Q13在期间T21的前半期间为导通状态，在期间T21的后半期间为截止状态。
图29为期间T21的前半期间的电流路径图。在初级侧电路40中，电流在依次经由第二输入端子42、变压器TR3的初级绕组、MOSFET：Q11及第一输入端子41的路径P41中流通。电流I1T随时间的经过而增加。在次级侧电路50中，变压器TR3的次级绕组感应产生电压。电流在依次经由变压器TR3的次级绕组的一端、MOSFET：Q13、线圈L5、电容器C4及变压器TR3的次级绕组的另一端的路径P51中流通。此时，电容器C4被充电。在期间T21的前半期间，电能从初级侧电路40向次级侧电路50传输。
在期间T21的后半期间开始时，MOSFET：Q13截止。在期间T21的后半期间，在初级侧电路40中，电流继续在上述路径P41中流通。在次级侧电路50中，电流在依次经由变压器TR3的次级绕组的一端、寄生二极管PD13、线圈L5、电容器C4及变压器TR3的次级绕组的另一端的路径(未图示)中流通。
在期间T22开始时，MOSFET：Q11截止。在期间T22内，MOSFET：Q11～Q14均为截止状态。MOSFET：Q11具有寄生电容PC11，因此在MOSFET：Q11截止时，MOSFET：Q11的源-漏间电压几乎不上升。因此，MOSFET：Q11的截止动作与零电压开关相当。
在期间T22内，由于MOSFET：Q11为截止状态，因此节点Nd的电位上升，电流I1T减小。电流I1T中仅残留励磁电流。变压器TR3的次级绕组失去电动势，电流I2T变为0。由于励磁电流的作用，变压器TR3的初级绕组的两端电压(Vc-Vd)变为负，电压VQ11SD超过输入电压Vin。在次级侧电路50中，电流开始在依次经由寄生二极管PD14、线圈L5及电容器C4的路径(未图示)中流通。另外，电流I2开始减小。此外，在本参考例中示出了电源装置3的动作说明所需的励磁电流，但在其他参考例中忽略励磁电流。
在期间T23开始时，MOSFET：Q12、Q14导通。在期间T23内，MOSFET：Q12、Q14为导通状态，MOSFET：Q11、Q13为截止状态。此外，MOSFET：Q12、Q14导通的时机也可以不同。
图30是期间T231内的电流路径图。在初级侧电路40中，励磁电流流入变压器TR3的初级绕组。励磁电流在依次经由变压器TR3的初级绕组的另一端、MOSFET：Q12、电容器C3及变压器TR3的初级绕组的一端的路径P42中流通。此时，电容器C3被充电，电流I1T逐渐减小。在次级侧电路50中，在期间T21内蓄积电能的线圈L5的作用下，电流在依次经由线圈L5、电容器C4及MOSFET：Q14的路径P52中流通。电流I2在电容器C4的两端电压的作用下减小。
若电流I1T变为0，则期间T232开始(参照图28)。图31是期间T232的电流路径图。在初级侧电路40中，电流在依次经由变压器TR3的初级绕组的一端、电容器C3、MOSFET：Q12及变压器TR3的初级绕组的另一端的路径P43中流通。此时，电容器C3放电，变压器TR3的基于励磁电流的电能被重置。在次级侧电路50中，电流继续在上述路径P52中流通。电流I2继续减小，不久后变为负(电流I2的方向反转)。此时，电容器C4开始放电。
在期间T24开始时，MOSFET：Q12截止。在期间T24内，MOSFET：Q11～Q13为截止状态，MOSFET：Q14为导通状态。图32是期间T24内的电流路径图。在初级侧电路40中，由于MOSFET：Q12为截止状态，因此电容器C3的放电被妨碍。因此，节点Nd的电位下降。电流在依次经由第一输入端子41、寄生电容PC11、变压器TR3的初级绕组及第二输入端子42的路径P44，及在变压器TR3的初级绕组后依次经由电容器C3和寄生电容PC12的路径P45中流通。此时，寄生电容PC11放电，寄生电容PC12被充电。在次级侧电路50中，在电容器C4的两端电压的作用下，电流在依次经由线圈L5、MOSFET：Q14及电容器C4的路径P53中流通。
在电源装置3的输出电能较大的情况下，变压器TR3的占空比大，励磁电流也大。因此，期间T231内的节点Nd的电位高，电容器C3的两端电压也高，在期间T232内，电容器C3放电时的电流I1T的绝对值大。因此，在变压器TR3的初级绕组的漏电感的作用下，节点Nd的电位降低至0，电压VQ11SD变为0。由此，MOSFET：Q11的导通动作与零电压开关相当。另一方面，在电源装置3的输出电能较小的情况下励磁电流小，因此无法使节点Nd的电压降低至0。在电源装置3的输出电能小的情况下，节点Nd的电位仅降低至输入电压Vin(参照图28)。因此，在电源装置3中，为了使MOSFET：Q11的导通动作成为零电压开关，在期间T26开始时，MOSFET：Q14截止。由此，如以下所示，能够使电容器C4放电而使电流流入变压器TR3的次级绕组，将电容器C4蓄积的电能经由变压器TR1向初级侧电路40传输。
在期间T25开始时，MOSFET：Q13导通。在期间T25内，MOSFET：Q11、Q12为截止状态，MOSFET：Q13、Q14为导通状态。图33是期间T25内的电流路径图。在初级侧电路40中，由于节点Nd的电位与输入电压Vin相等，因此电流不流通。在次级侧电路50中，电流继续在上述路径P53中流通。
在期间T26开始时，MOSFET：Q14截止。在期间T26中，MOSFET：Q11、Q12、Q14为截止状态，MOSFET：Q13为导通状态。初级侧电路40中的电流路径在期间T26的中途变化。以下将直至电流路径变化为止的期间称为期间T26的前半期间，将之后的期间称为期间T26的后半期间。
图34是期间T26的前半期间的电流路径图。在初级侧电路40中，电流再次在与期间T24相同的路径(上述的路径P44、P45)中流通。因此，寄生电容PC11的放电和寄生电容PC12的充电再次开始。因此，节点Nd的电位(及电压VQ11SD)再次下降。在次级侧电路50中，电流在依次经由线圈L5、MOSFET：Q13、变压器TR3的次级绕组及电容器C4的路径P54中流通。由于电流从变压器TR3的次级绕组的一端流入另一端，因此变压器TR3的初级绕组产生电动势。因此，电流再次开始从变压器TR3的初级绕组的另一端朝向一端流通。
在电压VQ11SD大致变为0时，期间T26的后半期间开始。
图35是期间T26的后半期间的电流路径图。在初级侧电路40中，电流在上述的路径P44中流通。在次级侧电路50中，电流继续在上述的路径P54中流通。
按照这种方式，在期间T24～T26内，电容器C4放电。另外，电容器C4的放电电流经由线圈L5从变压器TR3的次级绕组的一端朝向另一端流通，从而变压器TR3的初级绕组感应产生电压。因此，电流I1T朝向使电压VQ1SD为0的方向流通。
在下一期间T21开始时，MOSFET：Q11导通。在下一期间T21开始时，电压VQ11SD大致为0，顺方向电流流入寄生二极管PD11。因此，MOSFET：Q11的截止动作与零电压开关相当。
在下一期间T21内，在初级侧电路40中，电流从变压器TR3的初级绕组的一端流向另一端(与期间T26相反的方向)。在次级侧电路50中，电流从变压器TR3的次级绕组的另一端朝向一端(与期间T26相反的方向)流通。
在电源装置3中，在MOSFET：Q11导通前，电容器C4开始放电。在期间T24内，电流从电容器C4的正极端子(在附图中为上侧的端子)朝向负极端子(在附图中为下侧的端子)而在经由线圈L5及MOSFET：Q14的路径P52中流通。在期间T26开始时，若MOSFET：Q14截止，则在MOSFET：Q14中流通的电流被阻断，电流在经由线圈L5、MOSFET：Q13及变压器TR3的次级绕组的路径P54中流通(参照图34)。因此，电流从变压器TR3的次级绕组的一端流向另一端，变压器TR3的初级绕组感应产生电压，电流I1T流通。通过电流I1T流通，电压VQ11SD降低。
通过在使电压VQ11SD下降后使MOSFET：Q11导通，从而能够减小开关损耗。特别地，通过在电压VQ11SD降低至大致0后使MOSFET：Q11导通，从而能够减小开关损耗。按照这种方式，电源装置3将次级侧电路50的电容器C4蓄积的电能向初级侧电路40传输，在使MOSFET：Q11的源-漏间电压下降后，使MOSFET：Q11导通。由此，能够在MOSFET：Q11的导通动作时减小开关损耗。
(第三实施方式)
图36是第三实施方式的电源装置的电路图。图36所示的电源装置6为具有MOSFET：Q11～Q14、Q25、Q26、变压器TR6、线圈L5、L9及电容器C3、C4、C7的DC/DC转换器。电源装置6在变压器TR6的初级侧具有初级侧电路40，在变压器TR6的次级侧具有次级侧电路50、55。电源装置6通过在第三参考例的电源装置3中追加次级侧电路55而构成，包括多个次级侧电路50、55。能够分别针对次级侧电路50、55设定额定输出电压和额定输出电流。此外，电源装置6也可以具有3个以上次级侧电路。
次级侧电路55具有与次级侧电路50相同的构成。次级侧电路55包含MOSFET：Q25、Q26、电容器C7及线圈L9。次级侧电路55具有作为负输出端子的第一输出端子56和作为正输入端子的第二输出端子57。MOSFET：Q25、Q26分别内置寄生二极管PD25、PD26，具有寄生电容PC25、PC26。在第一及第二输出端子56、57之间连接有负载RL6。变压器TR6具有两个次级绕组。次级侧电路50、55共用变压器TR6，分别从变压器TR6的两个次级绕组供给电能。
以下说明次级侧电路50的输出电能小于次级侧电路55的输出电能的情况。在该情况下，若不采取特定的措施，则存在次级侧电路50的输出电压上升过高的情况(输出电压的过上升)。在电源装置6中，为了防止输出电压的过上升，初级侧电路40和次级侧电路50与第三参考例同样地动作。由此，能够从次级侧电路50向初级侧电路40或次级侧电路55传输电能，使次级侧电路50的输出电压降低至额定输出电压。
在电源装置6中，电能优先向次级侧电路55传输。在电能大的情况下，电能向初级侧电路40和次级侧电路55双方传输。其理由与第一实施方式相同。
次级侧电路50进行的电压适当化动作也可以说是次级侧电路50向初级侧电路40或次级侧电路55传输电能的电能再生动作。另外，次级侧电路50进行的电压适当化动作也可以说是使电容器C4放电而使电流流入变压器TR6的次级绕组的放电动作。次级侧电路50可以在输出电能的测量值低于基准值的情况下进行电压适当化动作，也可以在输出电压的测量值高于基准值的情况下进行电压适当化动作。
与以上所述的情况相反，在次级侧电路55的输出电能小于次级侧电路50的输出电能的情况下，为了防止次级侧电路55的输出电压的过上升，次级侧电路50、55分别进行上述次级侧电路55、50的动作即可。
如以上所示，在本实施方式的电源装置6中，至少一个整流电路(次级侧电路50)包含作为整流元件的第一及第二开关元件(MOSFET：Q13、Q14)和线圈L5。在至少一个整流电路中，电容器C4的一端(在附图中为上端)经由线圈L5及第一开关元件(MOSFET：Q13)与变压器TR3的次级绕组的一端(在附图中为上端)连接，且经由线圈L5及第二开关元件(MOSFET：Q14)与次级绕组的另一端(在附图中为下端)连接。电容器C4的另一端(在附图中为下端)与次级绕组的另一端连接。至少一个整流电路进行以下放电动作，即，在使电流流入经由线圈L5及第二开关元件的路径P52并使电容器C3开始放电后，使第二开关元件截止，使电流流入经由线圈L3、第一开关元件及次级绕组的路径P54。
因此，根据本实施方式的电源装置6，在具有上述构成的整流电路中，在使电流流入经由线圈L5及第二开关元件的路径P52并使电容器开始放电后，使第二开关元件截止，从而能够使电流流入变压器TR6的次级绕组，从整流电路向开关电路(初级侧电路40)或其他整流电路(次级侧电路55)传输电能。因此能够提供稳定地输出多个电压的电源装置。
另外，由于开关电路(初级侧电路40)是正向电路，因此能够提供一种作为开关电路具有正向电路且能够稳定地输出多个电压的电源装置。
(第四实施方式)
图37是第四实施方式的电源单元的电路图。图37所示的电源单元70包括功率因数改善电路71、电源装置72、AC插头73及输出端子74、75。电源装置72为第一～第三实施方式及其变形例的电源装置中的某一个。
功率因数改善电路71按照输入电压与输入电流大致成比例的方式进行控制，抑制谐波的产生。功率因数改善电路71在输入了例如100～240V交流电压时输出400V直流电压。电源装置72将从功率因数改善电路71输出的直流电压转换为希望电平的直流电压。电源单元70能够用作AC适配器或内置于电子设备的电源。
如以上所示，本实施方式的电源单元70包括第一～第三实施方式及其变形例的电源装置中的某一个。因此，根据本实施方式的电源单元70，能够提供能够稳定地输出多个电压的电源单元。
此外，对于第一～第三实施方式及其变形例的电源装置的特征，只要不违反其性质即可任意组合，构成具有多个实施方式及变形例的特征的电源装置。
如以上所示，也可以是，电源装置包括：变压器，其具有初级绕组和多个次级绕组；开关电路，其与所述初级绕组连接；以及多个整流电路，它们分别与所述多个次级绕组连接，至少一个所述整流电路进行向所述开关电路或其他整流电路传输电能的电能再生动作(第一方面)。
也可以是，至少一个所述整流电路包含：整流元件，其对从所述变压器的初级侧传输的电能进行整流；以及电容器，其蓄积整流后的电能，至少一个所述整流电路进行使所述电容器放电而使所述电流流入变压器的次级绕组的放电动作(第二方面)。
也可以是，至少一个所述整流电路作为所述整流元件包含第一开关元件及第二开关元件，此外包含线圈，至少一个所述次级绕组具有中心抽头，在至少一个所述整流电路中，所述电容器的一端经由所述第一开关元件与所述次级绕组的一端连接，且经由所述第二开关元件与所述次级绕组的另一端连接，所述电容器的另一端经由所述线圈与所述中心抽头连接，至少一个所述整流电路进行以下所述放电动作，即，在使电流流入经由所述线圈、所述中心抽头、所述次级绕组的一端及所述第一开关元件的路径，和经由所述线圈、所述中心抽头、所述次级绕组的另一端及所述第二开关元件的路径并使所述电容器开始放电后，使所述第二开关元件截止(第三方面)。
至少一个所述整流电路作为所述整流元件包含第一开关元件及第二开关元件，此外包含第一线圈及第二线圈，在至少一个所述整流电路中，所述电容器的一端经由所述第一开关元件与所述次级绕组的一端连接，且经由所述第二开关元件与所述次级绕组的另一端连接，所述电容器的另一端经由所述第一线圈与所述次级绕组的一端连接，且经由所述第二线圈与所述次级绕组的另一端连接，至少一个所述整流电路进行以下所述放电动作，即，在使电流流入经由所述第二线圈及所述第二开关元件的路径并使所述电容器开始放电后，使所述第二开关元件截止，使电流流入经由所述第二线圈、所述次级绕组及所述第一开关元件的路径(第四方面)。
至少一个所述整流电路作为所述整流元件包含第一开关元件及第二开关元件，此外包含线圈，在至少一个所述整流电路中，所述电容器的一端经由所述线圈及所述第一开关元件与所述次级绕组的一端连接，且经由所述线圈及所述第二开关元件与所述次级绕组的另一端连接，所述电容器的另一端与所述次级绕组的另一端连接，至少一个所述整流电路进行以下所述放电动作，即，在使电流流入经由所述线圈及所述第二开关元件的路径并使所述电容器开始放电后，使所述第二开关元件截止，使电流流入经由所述线圈、所述第一开关元件及所述次级绕组的路径(第五方面)。
所述开关电路也可以是全路电桥(第六方面)。所述开关电路也可以是正向电路(第七方面)。电源单元也可以具有第一～第七方面中某一方面的电源装置(第八方面)。
根据第一方面，通过输出电能小的整流电路进行电能再生动作，从而从输出电能小的整流电路向开关电路和/或其他整流电路传输电能。由此，能够防止输出电能小的整流电路中的输出电压的过上升。因此，能够提供能够稳定地输出多个电压的电源装置。
根据第二方面，通过输出电能小的整流电路进行使电容器放电而使电流流入变压器的次级绕组的放电动作，从而电能从输出电能小的整流电路向开关电路和/或其他整流电路传输。由此能够防止输出电能小的整流电路中的输出电压的过上升。因此，能够提供能够稳定地输出多个电压的电源装置。
根据第三方面，在具有上述构成的整流电路中，在使电流流入两个路径并使电容器开始放电后使第二开关元件截止，从而能够使电流流入变压器的次级绕组，从整流电路向开关电路或其他整流电路传输电能。另外，以在变压器与电容器之间电流流入仅经由一个整流元件的路径的方式构成整流电路，能够减小通过损耗。因此，能够提供能够稳定地输出多个电压且具有高转换效率的电源装置。
根据第四方面，在具有上述构成的整流电路中，在使电流流入经由第二开关元件及第二线圈的路径并使电容器开始放电后使第二开关元件截止，从而能够使电流流入变压器的次级绕组，从整流电路向开关电路或其他整流电路传输电能。另外，以在变压器与电容器之间电流流入仅经由一个整流元件的路径的方式构成整流电路，能够减小通过损耗。因此，能够提供能够稳定地输出多个电压且具有高转换效率的电源装置。
根据第五方面，在具有上述构成的整流电路中，在使电流流入经由线圈及第二开关元件的路径并使电容器开始放电后使第二开关元件截止，从而能够使电流流入变压器的次级绕组，从整流电路向开关电路或其他整流电路传输电能。因此，能够提供能够稳定地输出多个电压的电源装置。
根据第六方面，能够提供作为开关电路具有全桥电路且能够稳定地输出多个电压的电源装置。根据第七方面，能够提供作为开关电路具有正向电路且能够稳定地输出多个电压的电源装置。根据第八方面，能够提供能够稳定地输出多个电压的电源单元。
本申请基于2017年2月23日申请的发明名称为“电源装置及电源单元”的日本特愿2017-31950号主张优先权，该申请的内容通过引用包含在本申请中。
附图标记说明
4、5、6…电源装置
10、15、40…初级侧电路
20、25、30、35、50、55…次级侧电路
11、41…第一输入端子
12、42…第二输入端子
21、26、31、36、51、56…第一输出端子
22、27、32、37、52、57…第二输出端子
70…电源单元
71…功率因数改善电路
72…电源装置
73…AC插头
74…输出端子

Claims (8)

1.一种电源装置，其特征在于，包括：
变压器，其具有初级绕组和多个次级绕组；
开关电路，其与所述初级绕组连接；以及
多个整流电路，它们分别与所述多个次级绕组连接，
至少一个所述整流电路进行向所述开关电路或其他整流电路传输电能的电能再生动作。
2.根据权利要求1所述的电源装置，其特征在于，
至少一个所述整流电路包含：整流元件，其对从所述变压器的初级侧传输的电能进行整流；以及电容器，其蓄积整流后的电能，至少一个所述整流电路进行使所述电容器放电而使所述电流流入变压器的次级绕组的放电动作。
3.根据权利要求2所述的电源装置，其特征在于，
至少一个所述整流电路作为所述整流元件包含第一开关元件及第二开关元件，此外包含线圈，
至少一个所述次级绕组具有中心抽头，
在至少一个所述整流电路中，所述电容器的一端经由所述第一开关元件与所述次级绕组的一端连接，且经由所述第二开关元件与所述次级绕组的另一端连接，所述电容器的另一端经由所述线圈与所述中心抽头连接，
至少一个所述整流电路进行以下所述放电动作，即，在使电流流入经由所述线圈、所述中心抽头、所述次级绕组的一端及所述第一开关元件的路径，和经由所述线圈、所述中心抽头、所述次级绕组的另一端及所述第二开关元件的路径并使所述电容器开始放电后，使所述第二开关元件截止。
4.根据权利要求2所述的电源装置，其特征在于，
至少一个所述整流电路作为所述整流元件包含第一开关元件及第二开关元件，此外包含第一线圈及第二线圈，
在至少一个所述整流电路中，所述电容器的一端经由所述第一开关元件与所述次级绕组的一端连接，且经由所述第二开关元件与所述次级绕组的另一端连接，所述电容器的另一端经由所述第一线圈与所述次级绕组的一端连接，且经由所述第二线圈与所述次级绕组的另一端连接，
至少一个所述整流电路进行以下所述放电动作，即，在使电流流入经由所述第二线圈及所述第二开关元件的路径并使所述电容器开始放电后，使所述第二开关元件截止，使电流流入经由所述第二线圈、所述次级绕组及所述第一开关元件的路径。
5.根据权利要求2所述的电源装置，其特征在于，
至少一个所述整流电路作为所述整流元件包含第一开关元件及第二开关元件，此外包含线圈，
在至少一个所述整流电路中，所述电容器的一端经由所述线圈及所述第一开关元件与所述次级绕组的一端连接，且经由所述线圈及所述第二开关元件与所述次级绕组的另一端连接，所述电容器的另一端与所述次级绕组的另一端连接，
至少一个所述整流电路进行以下所述放电动作，即，在使电流流入经由所述线圈及所述第二开关元件的路径并使所述电容器开始放电后，使所述第二开关元件截止，使电流流入经由所述线圈、所述第一开关元件及所述次级绕组的路径。
6.根据权利要求1所述的电源装置，其特征在于，
所述开关电路为全桥电路。
7.根据权利要求1所述的电源装置，其特征在于，
所述开关电路为正向电路。
8.一种电源单元，其特征在于，
具有根据权利要求1～7中任一项所述的电源装置。
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