CN1249904C

CN1249904C - 开关电源

Info

Publication number: CN1249904C
Application number: CNB021201994A
Authority: CN
Inventors: 高木雅和; 山本纯一; 清水克彦; 财津俊行
Original assignee: TDK Corp
Current assignee: TDK Corp
Priority date: 2001-05-25
Filing date: 2002-05-24
Publication date: 2006-04-05
Anticipated expiration: 2022-05-24
Also published as: US20040070994A1; EP1261122A3; US20020191422A1; US6650552B2; US6888728B2; CN1388634A; EP1261122A2

Abstract

本发明提供了一种开关电源，包括一个时序信号产生电路(121)，它接收整流晶体管驱动电路(104)形成的第一个控制信号，在第一个控制信号的基础之上形成第二个控制信号，提供第二个控制信号给整流晶体管(113)的一个控制电极。第一个控制信号跟半桥电路(102)的开关同步，第二个控制信号基本上在产生第一个信号的一个边缘的时候超过整流晶体管(113)的门限电压，在第一个控制信号另一个边缘前面预定长度的时刻下降到比整流晶体管(113)的门限电压低。本发明的开关电源，用于有效地防止产生直通电流，能够明显地提高自驱动类型次级整流电路的可靠性，同时得到低成本的高效电源。它利用串联的多个变换器，能够用一种简单的控制方式将输出电压Vo从高电平切换到低电平，同时抑制整流电路中的损耗。

Description

开关电源

技术领域

本发明涉及一种开关电源，具体而言，涉及一种同步整流开关电源，具有半桥电路的一种开关电源，以及利用多个变换器串联的一种开关电源。

背景技术

1.按照习惯，人们将直流/直流变换器叫做开关电源。典型的直流/直流变换器利用开关电路将输入的交流电一次性地转换成直流电，然后用一个变压器改变(提高或者降低)电压，再利用输出电路将直流电转换成交流电，这里输出的交流电电压不同于输入电压。

在一些情况下，在直流/直流变换器的输出整流器里采用晶体管这样的开关元件，因而这些开关元件能够跟输入端一侧的开关电路一起受到控制。具有这种输出整流器的直流/直流变换器一般都叫做同步整流开关电源。

图15是传统同步整流开关电源的一个电路图。

如图15所示，这种传统的开关电源有一个变压器1、变压器1初级线圈一侧的一个半桥电路2、变压器1次级线圈一侧的一个整流电路3、变压器1次级线圈一侧的一个整流晶体管驱动电路4、整流电路3后面一级中的一个平滑电路5以及在通过绝缘电路6输出电压Vo监视结果的基础之上控制半桥电路2中第一个主开关7和第二个主开关8的开/关的一个控制电路9。

除了第一个和第二个主开关7和8以外，半桥电路2还有第一个输入电容器11和第二个输入电容器12，串联在输入电源10的两端。变压器1的初级线圈20连接在第一个和第二个主开关7和8的连接点跟第一个和第二个输入电容器11和12的连接点之间。整流电路3具有第一个整流晶体管13和第二个整流晶体管14。第一个整流晶体管13的漏极跟变压器1第一个次级线圈21连接，第二个整流晶体管14的漏极跟变压器1第二个次级线圈22连接。如图15所示，因为第一个整流晶体管13的源极以及第二个整流晶体管14的源极被短路，两个晶体管公共源极节点跟变压器1第一个和第二个次级线圈21和22连接点之间的电压波形形成整流电路3的输出。整流晶体管驱动电路4的第一个二极管15连接在第二个整流晶体管14的栅极和源极之间，第二个二极管16连接在第一个整流晶体管13的栅极和源极之间。变压器1的第三个次级线圈23连接在第一个二极管15的阴极和第二个二极管16的阴极之间。此外，平滑电路5有一个平滑电感17和一个平滑电容18。

利用以上电路，在控制电路9的控制之下，第一个和第二个主开关7和8以预定的空载时间交替导通，其中取决于输入电压Vin和变压器1匝数比的输出电压Vo被提供给负载19。

图16是传统同步整流开关电源的一个工作时序图。在图16中，Vgs7和Vgs8分别表示第一个和第二个主开关7和8的栅源电压；Vds13和Vds14分别表示第一个和第二个整流晶体管13和14的漏源电压；Vgs13和Vgs14分别表示第一个和第二个整流晶体管13和14的栅源电压。

如图16所示，在传统的同步整流开关电源中，在控制电路9的控制之下，第一个和第二个主开关7和8以预先确定的空载时间受到驱动，在这种情况下，在第一个主开关7“导通”的时候，在第二个整流晶体管14的源极和漏极之间产生次级电压，在第二个主开关8“导通”的时候，在第一个整流晶体管13的源极和漏极之间产生次级电压。

在这种情况下，在整流晶体管驱动电路4中，在第一个主开关7“导通”的时候，第一个二极管15导通，在第二个主开关8“导通”的时候，第二个二极管16导通。因此，在第一个主开关7“导通”的时候，第一个整流晶体管13的栅源通道受到驱动并导通，在第二个主开关8“导通”的时候，第二个整流晶体管14的栅源通道受到驱动并导通。此外，由于在第一个和第二个主开关7和8都“截止”的时候，第一个整流晶体管13的栅极和第二个整流晶体管14的栅极都通过变压器1的第三个次级线圈23短路，第一个整流晶体管13和第二个整流晶体管14的栅源电压都成为中间电压。

由于在第二个主开关8“截止”的时候第一个整流晶体管13一直是导通的，并且第一个主开关7“截止”的时候第二个整流晶体管14一直是导通的，因此实际上第一个整流晶体管13的体二极管和第二个整流晶体管14的体二极管上没有任何电流，于是整流的时候损耗很小。

2.有人提出了将所谓的两级变换器用于计算机这样的电子系统，作为供电效率高、电压稳定的开关电源的一个实例，在这样的两级变换器中结合了一个前级巴克变换器和一个后级半桥变换器。

巴克变换器用于将输入电压降低到某个电压，而半桥变换器则采用半桥电路将输入电压转换成交流电压，对交流电压进行绝缘、整流和平滑，产生直流电压。

整流平滑电路包括一个自驱动型的同步整流电路，它是用跟变压器的次级线圈一侧连接的一个同步整流开关元件、电容器和电感器构成的。

如同P.Alou、J.A.Cobos、O.Garcia和J.Uceda在2001年的IEEE应用电力电子会议(APEC)上标题是“用于非常低电压变换器的巴克加半桥(d＝50％)拓扑结构”的文章所描述的一样，他们制作了一个两级变换器，将后级半桥变换器中主开关元件的工作比固定为50％，控制前级巴克变换器中开关元件的工作比，从而使这个开关元件的工作比能够按照输出电压变化。

3.最近有人提出了一种技术，这种技术利用半桥电路激励变压器的初级线圈，其中的巴克变换器电路和半桥电路串联起来作为开关电源的初级电路；这个巴克变换器电路用于降低输入电压Vin，将这样降低以后的输入电压提供给半桥电路(用于非常低电压变换器的巴克+半桥(d＝50％)拓扑结构，IEEE APEC，2001，第19.4节)。

将以上电路被用作开关电源初级电路的时候，对它们施加了控制，从而使半桥电路中开关元件的工作比固定为一个预定值，巴克变换器电路中开关元件按照输出电压Vo设置为预定值。由于这样一来能够高效率、稳定地获得较低的电压作为输出电压Vo，这种开关电源非常适合用作例如计算机的电源。

图17是具有上述初级电路的传统开关电源的一个电路图。

如图17所示，传统的开关电源有一个变压器51，跟输入电源52连接的一个巴克变换器电路53，跟巴克变换器电路53连接用来激励变压器51初级线圈的一个半桥电路54，变压器51次级一侧的一个整流电路55，整流电路55后面跟负载56连接的一个平滑电路57以及通过绝缘电路58监视输出电压Vo，根据监视结果对巴克变换器电路53中的第一个和第二个主开关59和60进行开/关控制，并且对半桥电路54中的第三个和第四个主开关61和62进行开/关控制的一个控制电路63。

除了第一个和第二个开关59和60以外，这个巴克变换器电路53还有一个电感器64；除了第三个和第四个主开关61和62以外，这个半桥电路54还有第一个和第二个输入电容器65和66，串联在巴克变换器电路53的输出端；变压器51的初级线圈连接在第三个和第四个主开关61和62的连接点跟第一个和第二个输入电容65和66的连接点之间。此外，整流电路55有第一个和第二个二极管67和68；平滑电路57有一个平滑电感69和一个平滑电容70。整流电路55和平滑电路57构成一个输出电路。

利用以上电路，巴克变换器电路53中的第一个和第二个主开关59和60在控制电路63的控制之下以其中的预定空载时间交替导通，由输入电压Vin1工作比跟第一个和第二个主开关59和60决定的恒定内部电压Vin2出现在巴克变换器电路53的输出端。另一方面，半桥电路54中的第三个和第四个主开关61和62在控制电路63的控制之下以预先确定的工作比交替导通/截至。这样，负载56获得由内部电压Vin2和变压器51匝数比决定的恒定输出电压Vo。

考虑到第一种相关技术，以上描述涉及一种理想工作过程，在实际电路中，第一个整流晶体管13和第二个整流晶体管14的工作时序会不可避免地出现少许延迟。理想情况下，在次级整流晶体管13的源极和漏极之间产生次级电压的时候(时刻t0)，第一个整流晶体管13同时截止，在次级整流晶体管14的源极和漏极之间产生次级电压的时候，第二个整流晶体管14同时截止。但是实际上第一个整流晶体管13截止的时间比时刻t0略微拖后一点，第二个整流晶体管14的截止时间比时刻t1略微拖后一点。

由于以上原因，在第一个整流晶体管13的源极和漏极之间产生次级电压之后一段短暂的时间以后，一个直通电流流经第一个整流晶体管13，同样，在第二个整流晶体管14的源极和漏极产生次级电压之后一个短暂时间以后，一个直通电流流经第二个整流晶体管14。这个直通电流会导致功率损耗，降低整个开关电源的转换效率。

在描述第二种相关技术的时候描述的两级变换器中，流经变压器次级线圈一侧同步整流开关元件的电流会因为半桥电路中变压器的泄漏电感导致出现一个换向时间，然后在同步整流开关元件的两端产生一个电压。

万一换向时间比同步整流开关元件工作过程中的延迟时间(导通/截止周期)长，直通电流会在同步整流开关元件同时导通的时候流过，在最坏的情况下同步整流开关元件会被损坏。

特别是在同步整流开关元件的导通电阻很低的时候，工作延迟时间会变长，会明显地出现这种现象。

虽然可以通过降低变压器的耦合系数，从而增大泄漏电感，延长换向时间来解决这个问题。但是，由于同步整流开关元件不能够导通而延长的间隔会导致功耗增大，此外，因为泄漏电感和尖峰噪声引起损耗增大会带来很坏的影响。

通过在半桥电路中增加一个驱动同步电路，控制同步整流开关元件的时序，可以防止同步整流开关元件同时导通。但是，在这种情况下问题是随着元器件数量的增加，开关电源体积会更大，成本会更高。

考虑第三种相关技术，用户可以请求能够切换输出电压的值Vo，以便用一种开关电源驱动不同种类的负载。万一允许用户在3.3V和1.5V之间切换输出电压Vo，作为第一级变换器的巴克变换器电路3覆盖的向下阶跃范围变得更大，要求输出电压Vo更低的时候巴克变换器电路3的负载更大，这个时候损耗会更大。

万一用户设置的输出电压Vo更低，输出电压Vo不仅可以通过降低巴克变换器电路3的工作比来降低，还能够通过降低作为第二级变换器的半桥电路4的工作比来降低。但是在这种情况下，输出电压Vo的稳定性可能受到破坏，因为多个变换器能够稳定输出电压Vo。为了防止输出电压Vo的稳定性变坏，需要正确地调整变换器到变换器的操作，这样就会使控制更加复杂。特别是采用作为整流元件构成整流器的晶体管，并且利用变压器1的次级电压导通/截止的时候，整流电路上的损耗会增大，因为半桥电路4的空载时间随着半桥电路4的工作比起伏而起伏。万一因为需要较低的输出电压(例如1.5V)Vo而导致半桥电路4的工作比下降，半桥电路4的空载时间会延长，其中变压器1次级一侧不产生电压的时间间隔会延长。因此，随着构成整流电路的整流晶体管的导通时间缩短，会允许电流在很长的一段时间内流经体二极管。

发明内容

因此，本发明的一个目的是提供一种开关电源，用于有效地防止产生直通电流。

本发明的另一个目的是提供一种开关电源，它能够明显地提高自驱动类型次级整流电路的可靠性，同时得到低成本的高效电源。

本发明的再一个目的是提供一种开关电源，它利用串联的多个变换器，能够正确地将输出电压Vo从高电压切换到低电压。

本发明还有一个目的就是提供一种开关电源，它利用串联的多个变换器，能够用一种简单的控制方式将输出电压Vo从高电平切换到低电平。

本发明的另一个目的是提供一种开关电源，它利用串联的多个变换器，能够将输出电压Vo从高电压切换到低电压，同时抑制整流电路中的损耗。

本发明的目的是通过一种开关电源来达到的，这种开关电源包括：一个变压器；变压器初级线圈一侧的一个开关电路；变压器次级线圈一侧，至少有一个整流晶体管的一个同步整流电路；变压器次级线圈一侧，形成跟开关电路的切换同步的第一个控制信号的一个整流晶体管驱动电路；和两个时序信号产生电路，用于产生第一个控制信号，在第一个控制信号的基础之上形成第二个控制信号，在第一个控制信号的一个边缘超过整流晶体管的门限电压，在比第一个控制信号的另一个边缘早预定长度的时间的时候下降到整流晶体管的门限电压以下，并且用于将得到的第二个控制信号提供给整流晶体管的控制电极；其中的两个时序信号产生电路包括：接收第一个控制信号，形成中间信号，在第一个控制信号的一个边缘上从第一个逻辑电平变到第二个逻辑电平，在第一个控制信号从第二个电位变到中间电位的时候从第二个逻辑电平变到第一个逻辑电平的第一个单元；和接收中间信号，将中间信号从第二个逻辑电平变到第一个逻辑电平的时刻推迟，形成第二个控制信号的第二个单元；所述两个时序信号产生电路连接在所述整流晶体管和所述整流晶体管驱动电路之间。

由于整流晶体管的截止时间受到本发明中时序信号产生电路的控制，能够有效地防止产生直通电流，由于降低了功率损耗，整个开关电源的转换效率得以提高。

根据本发明的一个实施方案，第一个控制信号的波形是第一个电位、第二个电位和第一个跟第二个电位之间插入的一个中间电位交替重复形成的波形，第一个控制信号的一个边缘是从第一个电位变成中间电位的时候，第一个控制信号的另一个边缘是从中间电位变成第一个电位的时候。

根据本发明的另一个实施方案，在第一个控制信号从第二个电位变成中间电位之后第一个控制信号从中间电位变成第一个电位的时候，第二个控制信号的电压下降到整流晶体管的门限电压以下。

根据本发明的另一个实施方案，所述第一个单元包括一个分压电路，用于将第一个控制信号分压，还包括一个延迟电路，用于延迟分压电路的输出信号，还包括一个比较器，用于将第一个控制信号跟延迟电路的输出信号进行比较，形成中间信号。

根据本发明的另一个实施方案，这个延迟电路包括第一个时间常数电路，用于让分压电路的输出信号朝一个方向的变化产生一个延迟，还包括第二个时间常数电路，用于让分压电路的输出信号朝相反方向的变化产生一个延迟。

根据本发明的再一个实施方案，第一个时间常数电路的时间常数被这样设置，它使得第一个控制信号从第二个电位变到中间电位的时候延迟电路输出信号的电位上升到至少高于中间电位，其中第二个时间常数电路的时间常数被设置成使得产生第一个控制信号的第一个边缘的时候，延迟电路输出信号的电位下降到低于中间电位。

根据本发明的另外一个实施方案，开关电路是从半桥电路、全桥电路、推挽电路和有源钳位电路中选择出来的一个。

根据本发明，能够有效地防止直通电流的产生，从而因为能够减少功率损耗而提高整个开关电源的转换效率。

附图说明

图1是本发明第一个实施方案中开关电源的一个电路图；

图2是第一个和第二个时序信号产生电路的电路图；

图3是说明开关电源工作过程的时序图；

图4是一个开关电源的电路图，其中作为实例将全桥电路用作变压器的初级电路；

图5是一个开关电源的电路图，其中作为实例将推挽电路用作变压器的初级电路；

图6是一个开关电源的电路图，其中作为实例将有源钳位电路用作变压器的初级电路；

图7是一个开关电源的电路图，其中将其它电路用作变压器的次级电路；

图8是本发明第二个实施方案中开关电源的电路图；

图9是空载时间跟变压器泄漏换向时间的和等于同步整流元件切换延迟时间的时候，图8所示开关电源中每一部分的电压/电流波形的时序图；

图10是变压器泄漏换向时间比本发明人研究的开关电源中同步整流元件的切换延迟时间短的时候，每一部分的电压/电流波形的一个时序图；

图11是变压器泄漏换向时间比本发明人研究的开关电源中同步整流元件的切换延迟时间长的时候，每一部分的电压/电流波形的一个时序图；

图12是本发明第二个实施方案中另一个实例开关电源的电路图；

图13是本发明第三个实施方案中开关电源的电路图；

图14A和14B是说明控制电路工作过程的时序图；

图15是第一种相关技术中传统同步整流开关电源的电路图；

图16是第一种相关技术中传统同步整流电源的工作时序图；和

图17是第三种相关技术中传统开关电源的电路图。

具体实施方式

下面将参考附图描述本发明的优选实施方案。

实施方案1

图1是本发明第一个实施方案中开关电源120的一个电路图。

如图1所示，本发明第一个实施方案的开关电源120是所谓的半桥类型典型传统开关电源的一个同步整流电源。但是，本发明这个实施方案的这个开关电源120的不同点在于：在整流晶体管驱动电路104和第一个整流晶体管113的栅极之间插入了第一个时序信号产生电路121，在整流晶体管驱动电路104和第二个整流晶体管114的栅极之间插入了第二个时序信号产生电路122；它的不同点还在于在第一个二极管115的两端连接了第一个辅助电容123，在第二个二极管116的两端连接了第二个辅助电容124。由于本发明这个实施方案的开关电源在结构上类似于图15所示传统的开关电源，所以省去了对跟传统开关电源类似的元器件的描述。

第一个和第二个时序信号产生电路121和122分别是输入端136跟整流晶体管驱动电路104和输出端137跟对应的整流晶体管113和114连接的电路，其中提供给输入端136的信号的波形被变换，具有变换后波形的信号从输出端137输出。此外，第一个和第二个辅助电容123和124是用来提供跟图15所示开关电源第一个和第二个整流晶体管13和14栅源电容相等的电容值的电容。

图2是第一个和第二个时序信号产生电路121和122的一个电路。

如图2所示，第一个和第二个时序信号产生电路有一个比较器125，电阻126～129，二极管130～133和电容器134～135。比较器125的同相输入端(+)跟输入端136连接，它的反相输入端(-)通过二极管130跟电阻126和127的连接点连接。

电阻126和127用于对输出端136的电压V1进行分压，将分得的电压提供给比较器125的反相输入端(-)。当输入端136的电压V1从低电平变成高电平的时候，电阻126、二极管130和电容134作为时间常数电路(第一个时间常数电路)。此外，当输入端e的电压V1从高电平变成低电平的时候，电阻128、二极管131和电容134用作时间常数电路(第二个时间常数电路)。这样，比较器125反相输入端(-)的电压V2在输入端136被分压，也就是说，从比较器125的同相输入端(+)的电压V1分压，并且波形具有延迟。

当比较器125的输出电压V3从高电平变成低电平的时候，电阻器129、二极管133和电容135被用作时间常数电路(第三个时间常数电路)。当比较器125的输出从低电平变成高电平的时候，没有任何时间常数电路。因此，输出端137的电压V4使得它的波形的上升沿基本上等于比较器125输出电压V3的上升沿，它的波形的下降速度比它的输出电压V3的下降慢。

下面描述本发明这个实施方案的开关电源120的工作过程。

图3是本发明这个实施方案中开关电源的工作时序图。

如图3所示，在这个开关电源120中，第一个和第二个主开关107和108在控制电路109的控制下以预定空载时间被交替驱动，在第一个主开关107“导通”的时候，在第二个整流晶体管114的源极和漏极之间产生次级电压，在第二个主开关108“导通”的时候，在第一个整流晶体管113的源极和漏极之间产生次级电压。

在这种情况下，在整流晶体管驱动电路104里，第一个主开关107“导通”的时候第一个二极管115导通，第二个主开关108“导通”的时候第二个二极管116导通。因此，在第一个主开关107“导通”的时候，第一个整流晶体管113的栅源通道受到驱动，在第二个主开关108“导通”的时候导通，第二个整流晶体管114的栅源通道受到驱动并导通。此外，在第一个和第二个主开关107和108都“截止”的时候，由于第一个整流晶体管113的栅极和第二个整流晶体管114的栅极都通过变压器101的第三个次级线圈138短路，第一个整流晶体管113和第二个整流晶体管114的栅源电压都变成中间电压。

如上所述，提供给第一个和第二个时序信号产生电路121和122的输入端136的电压V1的波形不断地在三种状态之间重复变化，包括低电平、高电平和中间电平，就象传统开关电源中的Vgs13或者Vgs14一样。

下面描述第一个时序信号产生电路121的工作过程。

如图3所示，在这种情况下，第一个时序信号产生电路121的电压V1维持低电平(在时刻t10以前)，V1＜V2，而第一个时序信号产生电路121提供的比较器125的输出电压V3变成低电平。因此，输出端137的电压V4在时刻t10之前也变成低电平，第一个整流晶体管113截止。与此同时，电容134通过电阻128和二极管131逐渐放电。换句话说，电压V2以第二个时间常数电路决定的时间常数降低。在这种情况下，需要保持电压V2低于电压V1的中间电压，直到时刻t10。于是，第二个时间常数电路的时间常数需要设置成满足相关条件。

当电压V1从低电平升高到中间电位的时候(时刻t10)，V1＞V2，比较器125的输出电压V3翻转，成为高电平。当比较器125的输出电压V3变成高电平的时候，输出端137的电压立即上升成高电平，第一个整流晶体管113导通。

接下来，电压V1从中间电位上升到高电平(时刻t11)，并且保持高电平，直到第一个主开关107关闭(时刻t12)。与此同时，电容134通过电阻126和二极管130逐渐充电。换句话说，电压V2以第一个时间常数电路决定的时间常数上升。在这种情况下，需要让电压V2上升到超过电压V1的中间电压，直到时刻t12。因此，需要将第一个时间常数电路的时间常数设置成满足相关条件。

当电压V1从高电平下降到中间电位(时刻t12)的时候，又一次出现V1＜V2，而比较器125的输出电压V3则翻转过来成为低电平。当比较器125的输出电压V3成为低电平的时候，比较器135通过电阻129和二极管133逐渐放电。换句话说，电压V4以第三个时间常数电路决定的时间常数下降。

时刻t12以后经过了预定时间以后，输出端137的电压V4下降到低于第一个整流晶体管113的门限电压(时刻t13)，第一个整流晶体管113截止。此时，在第二个主开关108导通(时刻t14)之前，输出端137的电压V4需要低于第一个整流晶体管113的门限电压Vth113，也就是说在第一个整流晶体管113的源极和漏极之间产生变压器101的次级电压。于是，需要将第三个时间常数电路的时间常数设置成满足相关条件。

第二个时序信号产生电路122的工作类似于第一个时序信号产生电路121。在时刻t12，第二个时序信号产生电路122输出端137的电压V4成为高电平，在电压V1从高电平下降到中间电位的时候(时刻t15)，输出端137的电压V4在第一个主开关101导通(时刻t17)以前下降到低于第二个整流晶体管114的门限值以下(t16)，也就是说，在第二个整流晶体管114的源极和漏极之间产生变压器101的次级电压。

这样，即使考虑到第一个整流晶体管113和第二个整流晶体管114中不可避免地出现的延迟，仍然能够保证在第一个整流晶体管113的源极和漏极之间产生次级电压的时候(时刻t14)，第一个整流晶体管113截止，还能够保证在第二个整流晶体管114的源极和漏极之间产生次级电压的时候(时刻t17)，第二个整流晶体管114截止。因此，在第一个整流晶体管113和第二个整流晶体管114中没有任何直通电流。

在本发明这个实施方案中的开关电源120里，在整流电路103和整流晶体管驱动电路104之间有第一个和第二个时序信号产生电路121和122。因此，通过将第一个和第二个整流晶体管113和114截止的时间提前，而不明显地改变第一个和第二个整流晶体管113和114导通时间，能够有效地防止直通电流的产生。这样一来，整个开关电源的转换效率就得到了提高，因为功率损耗能够降下来。

显然，本发明并不限于本发明的上述优选实施方案，而是能够有各种变化和改进，而不会偏离本发明的范围，不用说，这些变化和改进属于权利要求的一部分。

例如，在本发明这个实施方案的开关电源120中，虽然已经将半桥电路102用作变压器110的初级电路，但是变压器101的初级电路并不限于这样一个半桥电路，还是可以采用任何其它电路。图4～6给出了半桥电路以外的一些其它实例。

图4是将半桥电路140用作变压器101初级电路的开关电源141的一个电路图实例。如图4所示，本发明可以将半桥电路140用作变压器101的初级电路。

图5是将推挽电路142用作变压器101初级电路的开关电源143的一个电路图实例。如图5所示，本发明可以将推挽电路142用作变压器101的初级电路。

图6是将有源钳位电路144用作变压器101初级电路的开关电源145的一个电路图实例。如图6所示，本发明可以将有源钳位电路144用作变压器101的初级电路。

关于变压器101的次级电路，虽然在本发明这个实施方案的开关电源中采用了整流电路103和平滑电路105，但是如图7所示，在这种情况下也可以采用其它电路。换句话说，本发明也可以将图7所示的电路用作变压器101的次级电路。

本发明这个实施方案中第一个和第二个时序信号产生电路121和122的具体电路结构仅仅是作为实例，只要第一个和第二个整流晶体管113和114的导通/截止时序能够按照本发明的上述实施方案那样加以控制，就能够采用结构上不同的任何时序信号产生电路。关于第一个和第二个时序信号产生电路121和122中每一个里包括的，包括电容135、电阻129和二极管133的第三个时间常数电路，可以利用第一个和第二个整流晶体管113和14中每一个栅极和源极之间的电容，而去掉电容135。

可以在第一个和第二个定时信号产生电路121和122中每一个的输出端137跟第一个和第二个整流晶体管113和114中每一个的栅极之间插入一个缓冲电路。在这种情况下，通过将这些缓冲电路的门限电压设置成基本上等于对应的第一个和第二个时序信号产生电路121和122的门限电压Vth113和Vth114，第一个整流晶体管113的栅源电压可以被设置成在时刻t13为大约0伏，第一个整流晶体管113的栅源电压可以被设置成在时刻t16为大约0伏。

实施方案2

下面参考附图详细地描述本发明的第二个实施方案，其中相似的部件用相似的字符表示，并省去了对它们的描述。本发明的这个实施方案是专门用于实现本发明的，本发明并不限于这里描述的这个实施方案。

图8是开关电源的一个电路图；图9是空载时间和变压器泄漏换向时间的和等于同步整流元件的切换延迟时间的时候，图8所示开关电源中每个部分电压/电流波形的一个时序图；图10是变压器泄漏换向时间比本发明人研究的开关电源中开关电源同步整流元件的切换延迟时间段的时候，每一部分电压/电流波形的时序图；图11是变压器泄漏换向时间比本发明研究的开关电源中同步整流元件的切换延迟时间长的时候，每一部分电压/电流波形的一个时序图。

根据本发明的这个实施方案，开关电源201包括一个降压变换器(巴克变换器)202、一个半桥变换器(变换器)203、一个控制电路204和一个驱动电路205。

降压变换器202用于将输入电压Vin降低到某个电压，并输出降低以后的这个电压。降压变换器202包括一个开关元件206、一个二极管7和一个电感208。

半桥变换器203用于将降压变换器202产生的电压一次降低到交流电压，将交流电压绝缘并且进行电压变换，输出具有整流电压的直流输出电压Vout，将直流输出电压提供给负载L。

此外，半桥变换器203包括开关元件209和210，电容211、212和217，变压器213，同步整流开关元件214和215，以及电感216。

开关元件206、209和210以及同步整流开关元件214和215是用例如MOS-FET这样的晶体管形成的。开关元件206的开/关操作是由控制电路204控制的，开关元件209和210的开/关操作是由驱动电路205控制的。

开关元件206的一个接头使得输入电压Vin从这里输入，而开关元件206的其它接头跟二极管7的阴极和电感208连接。

电容211的一个接头和开关元件的一个接头(第一个开关元件)209跟电感208的其它点连接。

变换器初级线圈一侧的一个输入部分和开关元件的一个接头(第二个开关元件)210跟开关元件209的其它接头连接。

变压器213初级线圈一侧的其它输入部分和电容(第二个电容)212的一个接头跟电容(第一个电容)211的其它接头连接。此外，参考电位(GND)跟二极管7的阳极，开关元件210的另一个接头和电容212的另一个接头连接。

提供了一个连接，从而将控制电路204的控制信号提供给开关元件206的控制端(栅极)，还提供了一个连接，从而将驱动电路205的控制信号(第一个控制信号)OUT1和控制信号(第二个控制信号)OUT2分别提供给开关元件209和210的控制端(栅极)。

同步整流开关元件(第一个同步整流开关元件)214的一个接头和同步整流开关元件(第二个同步整流开关元件)215的控制端(栅极)跟变压器213次级线圈一侧的一个输出部分连接。

电感216的一个接头跟变压器213次级线圈的一个输出部分(中心抽头)连接。同步整流开关元件215的一个接头和同步整流开关元件214的控制端(栅极)跟变压器213次级线圈的另一个输出部分连接。同步整流开关元件215的另一个接头跟同步整流开关元件214的另一个接头连接。

在这个半桥变换器203里，用开关元件209和210以及电容211和212形成半桥电路，用同步整流开关元件214和215以及电感216和电容217形成中心抽头类型的输出整流电路。

此外，同步整流开关元件214和215形成自驱动类型的同步整流电路，利用变压器213次级线圈一侧产生的电压进行同步整流。

电容217的一个接头跟电感216的另一个接头连接，同步整流开关元件215的另一个接头跟电容217的另一个接头连接。

电感216的另一个接头和电容217的另一个接头构成开关电源201的输出部分，提供给负载L的输出电压Vout送给输出部分。

控制电路204检测半桥变换器203的输出电压Vout，在它的控制下通过根据检测到的结果调整施加降压变换器开关元件206的控制信号的工作比，优化输出电压Vout。

驱动电路205提供控制信号OUT1和OUT2给半桥变换器203中的相应开关元件209和210的控制端，控制开关元件209和210的开/关操作。输出驱动电路205的控制信号OUT1和OUT2的工作比是固定的，因此开关元件209和210都具有空载时间。

下面将参考图8和图9的信号时序图描述本发明这个实施方案中开关电源201里驱动电路205的工作过程。

在图9中，从上到下画出了驱动电路205发出的控制信号OUT1的波形，驱动电路205发出的控制信号OUT2的波形，同步整流开关元件214接头上电压V1的波形，同步整流开关元件215接头上电压V2的波形，流进同步整流开关元件214的电流I1的波形，以及流进同步整流开关元件215的电流I2的波形。

从驱动电路205发出控制信号OUT1的时候，由于开关元件209是导通的，变压器213次级线圈一侧上的电压V1为高电平，同步整流开关元件215也导通，从而使电流I2流过。

在这种情况下，驱动电路205被预置成发出包括图9所示t1的空载时间的控制信号OUT1和OUT2。包括空载时间的控制信号OUT1和OUT2可以用硬件产生，也可以用软件产生。

还有，在图9中，时刻t2对应于同步整流开关元件214和215的工作延迟，时刻t3是变压器213泄漏引起的换向时间。图9画出了一个实例，其中同步整流开关元件的工作延迟时间t2等于空载时间t1和换向时间t3的和。

控制信号OUT1和OUT2的空载时间被设置成使得空载时间跟换向时间的和(时间t1+时间t3)基本上等于同步整流开关元件的空载时间(时间t2)，或者比同步整流开关元件的工作延迟时间t2略长。

当空载时间跟换向时间的和(时间t1+时间t3)等于同步整流开关元件的延迟时间(时间t2)的时候，给出产生开关电源的最有效的空载时间值，在这个时候给出空载时间的下限值。

上限值和下限值由以下等式给出：

条件1(下限值)：t2≤t1+t3

条件2(上限值)：t1×2＜T-t3×2

因此，从条件1和2获得的空载时间的上限值和下限值为：

t2-t3≤t1＜t/2-t3

在这种情况下，T(＝1/f)被假设为开关时间(控制信号OUT1的持续时间)。

下面参考图10和11进一步描述本发明人研究的驱动电路的控制信号OUT10和OUT20没有任何空载时间的情况。

在图10和11中，从上到下画出了开关电源中驱动电路205发出的控制信号OUT10的波形，驱动电路205发出的控制信号OUT20的波形，同步整流开关元件214接头上电压V10的波形，同步整流开关元件215接头上电压V20的波形，流进同步整流开关元件214的电流I10的波形，以及流进同步整流开关元件215的电流I20的波形。

在驱动电路205发送的控制信号OUT10和OUT20中没有任何空载时间的情况下，当同步整流开关元件的工作延迟时间比图10所示变压器泄漏换向时间长的时候，同步整流开关元件同时导通。于是产生了直通电流(电流I10和I20的阴影部分)，这样不仅会增大损耗，最坏的情况下还会损坏同步整流开关元件。

在这种情况下，为了防止直通电流流进同步整流开关元件，要降低变压器的耦合系数，从而延长图11所示的泄漏换向时间。但是，当换向时间被延长的时候，损耗也会增大，因为流经同步整流开关元件体二极管的电流的时间也延长了，此外还会增大变压器的泄漏损耗。

另一方面，由于完全可以防止同步整流开关元件214和215受到损坏，同时缩短变压器213的换向时间，也就是说，减少或者优化产生本发明这个实施方案中具有空载时间的控制信号OUT1和OUT2的驱动电路205的泄漏电感，利用自驱动类型的整流电路能够将电力有效地提供给开关电源201。

这样，通过让本发明这个实施方案中开关元件209和210具有空载时间，能够获得可靠，低成本和低损耗的开关电源201。

还有，根据本发明的这个实施方案，虽然已经描述了开关元件采用硬件切换的开关电源201，但是开关元件209和210也可以通过在开关电源209的另一个接头和变压器213的一个输入部分之间连接一个电感218，利用例如图12所示的空载时间进行软切换。

于是可以制作出低损耗、高可靠的开关电源。

虽然按照本发明的这个实施方案在前级采用的是降压变换器，但是前级的变换器可以是除了降压变换器以外的任何其它变换器，比如升压变换器和任何其它变换器。

关于后级变换器，可以采用除了半桥变换器以外的任何变换器；例如，可以将推挽变换器或者全桥变换器这样的各种变换器应用到本发明中。

关于输出整流电路，本发明并不限于采用中心抽头类型的，而是可以采用电流倍增器类型的。

实施方案3

下面将参考附图描述本发明的第三个实施方案。

图13是本发明第三个实施方案中开关电源330的一个电路图。

如图13所示，本发明这个实施方案中的开关电源330采用了包括一个巴克变换器电路和一个半桥电路的一个初级电路，它们象传统开关电源一样串联起来。开关电源330跟传统(第三种相关技术)开关电源的不同之处在于，传统开关电源中的整流电路55换成了整流电路331，控制电路332和333替换了传统开关电源中的控制电路63。至于其余部分，由于本发明中的开关电源在结构上类似于传统开关电源，因此将省略相似的描述。

整流电路331包括第一个和第二个整流晶体管341和342，整流晶体管341和342之一的栅极连接在变压器301次级线圈和另一个整流晶体管之间。因此，第一个和第二个整流晶体管341和342的开/关被变压器301次级线圈中产生的电压自动控制；也就是说，整流电路331是自驱动类型的同步整流电路。

除了通过绝缘电路308提供的输出电压Vo以外，控制电路332还接收用户给出的控制信号S，形成控制脉冲Vgs309和Vgs310，提供给巴克变换器电路303中的第一个和第二个主开关309和310的栅极，从而使输出电压Vo具有控制信号S说明的电压值。在这种情况下，虽然控制信号S可以是能够选择两种输出电压Vo的信号，但是根据本发明的这个实施方案，将1比特的数字信号用作控制信号S。当控制信号S为高电平的时候，输出电压Vo(Vo1)应当是3.3V，当控制信号S为低电平的时候，输出电压Vo(Vo2)应该是1.5V。但是，本发明并不限于这种方案，例如，将302比特或者更多比特的数字信号用作控制信号S的时候，可以选择三种输出电压Vo。此外，可以将模拟信号用作控制信号S，按照它的电压值(或者电流值)线性地产生输出电压Vo。

此外，控制电路332对控制脉冲Vgs309和Vgs310的控制是所谓的工作比控制，巴克变换器是通过调整固定频率状态中控制脉冲的导通时间来进行控制的。

收到控制信号S的时候，控制电路333产生控制脉冲Vgs311和Vgs312，按照控制信号S提供给半桥电路304中第三个和第四个主开关311和312的栅极。具体而言，半桥电路304是通过按照空载时间DT固定的情况下控制信号说明的电压值调整频率来加以控制的。

图14A和14B是说明控制电路333工作过程的时序图。

如图14A和14B所示，当控制信号S是高电平的时候，控制脉冲Vgs311和Vgs312的频率被设置成f1，当控制信号S是低电平的时候，控制信号Vgs311和Vgs312的频率被设置成f2(＜f1)。但是，当控制信号S具有两个电平之一的时候，控制脉冲Vgs311和Vgs312中的一个为低电平的时间内，也就是空载时间DT，被控制为恒定值。因此，当控制信号S为低电平的时候的工作比小于控制信号S为高电平的时候的工作比的时候，当控制信号S为低电平的时候，半桥电路304使电压降更大。

在这种情况下，当控制信号S为高电平的时候如何设置频率f1，以及当控制信号S为低电平的时候如何设置频率f2，取决于控制信号S为高电平的时候的输出电压Vo1，当控制信号S为低电平的时候要产生的输出电压Vo2，以及固定的空载时间DT。最好是让输出电压Vo1跟Vo2的比值与控制信号S为高电平的时候工作比跟控制信号S为低电平的时候工作比之间的比值相同。通过这样来设置f1和f2，当控制信号S取两个电平之一的时候，巴克变换器电路303的电压降可以基本上是常数。

此外，空载时间DT最好是按照第一个和第二个整流晶体管341和342的工作延迟时间来确定，从而使空载时间DT基本上跟第一个和第二个整流晶体管341和342的工作延迟时间减去变换器301泄漏换向时间得到的结果相同。第一个和第二个整流晶体管341和342的工作延迟时间被定义为第一个和第二个整流晶体管341和342的栅源电压下降到门限值以下，直到第一个和第二个整流晶体管实际截止为止所需要的时间。

当空载时间DT被设置成基本上等于第一个和第二个整流晶体管341和342工作延迟时间减去变压器301泄漏换向时间得到的结果的时候，没有任何直通电流流经第一个和第二个整流晶体管341和342，同时可以尽可能地减小流进第一个和第二个整流晶体管341和342的体二极管的电流。

在这个时候，空载时间DT可以被设置成基本上比第一个和第二个整流晶体管341和342的工作延迟时间减去变压器301的泄漏换向时间得到的结果长，从而获得一定余量。在这种情况下，当经过整流晶体管341和342的体二极管的电流用完余量的时候，这个余量最好是一个最小值。

按照以上方案，在本发明这个实施方案中的开关电源330里，驱动工作电压为3.3V的负载的时候，控制信号S为高电平，驱动工作电压为1.5V的负载的时候，控制信号S为低电平，这样就能驱动任意负载。在这种情况下，由于输出电压Vo(3.3V或者1.5V)的切换是通过切换半桥电路304中的工作频率来完成的，能够防止巴克变换器电路303的负载变大，因为不必提高降低的电压，即使是被请求的输出电压Vo被设置成低电压。

在本发明这个实施方案的开关电源330里，输出电压Vo的切换是通过切换半桥电路来实现的，通过巴克变换器电路303的工作而稳定地输出电压Vo。由于巴克变换器电路303和半桥电路304功能相同，因此不必严格地协调巴克变换器电路303跟半桥电路的工作，从而能够简化操作。

在本发明这个实施方案的开关电源330里，通过让半桥电路304的空载时间DT基本上等于从第一个和第二个整流晶体管341和342的工作延迟时间减去变压器301泄漏换向时间得到的结果，防止了产生直通电流的时候，能够尽可能地减小流进整流晶体管341和342的体二极管的电流。这样，整流电路331中的损耗能够被有效地减小。

显然，本发明并不限于上面描述的本发明的优选实施方案，而是可以有各种变化和改进，而不会偏离本发明的范围，不用说这些变化和改进属于权利要求的一部分。

在本发明以上实施方案的开关电源330里，虽然将巴克变换器电路303和半桥电路304串联起来作为变压器301的初级电路，但是本发明并不限于使用这样的初级电路，而是可以串联其它初级电路。可以不采用巴克变换器电路303，而是采用例如升压变换器电路、前向变换器电路、全桥电路、推挽电路或者任何其它电路。

在本发明以上实施方案的开关电源330里，虽然将包括第一个和第二个整流晶体管341和342的整流电路用作变压器301的次级电路，但是本发明并不限于采用这样的变换器1次级电路，还是可以采用其它种类的电路，例如，采用二极管的整流电路。

在本发明以上实施方案的开关电源330里，虽然将1比特信号用作控制信号S，当控制信号S为高电平的时候将控制脉冲Vgs311和Vgs312的频率设置为f1，当控制信号S为低电平的时候将控制脉冲Vgs311和Vgs312的频率设置为f2(＞f1)，但是也可以将2比特或者更多比特用作控制信号S。在能够选择四种输出电压Vo的情况下，控制脉冲Vgs311和Vgs312的频率可以设置成对应的四级。如果将模拟信号用作控制信号S，输出电压Vo可以按照它的电压值(或者电流值)线性地选择，控制脉冲Vgs311和Vgs312的频率也就可以线性地设置。

如上所述，本发明的开关电源能够有效地防止产生直通电流。

此外，本发明还有以下优点：

(1)能够有效地防止第一个和第二个同步整流开关元件同时导通，变压器的泄漏电感最小，或者能够用最佳的方式控制泄漏电感引起的换向时间，从而获得低成本、低损耗的开关电源；和

(2)由于能够获得低损耗的开关电源，因此开关电源体积很小。

此外，本发明的开关电源中可以用一种简单的控制方法切换输出电压Vo，抑制整流电路中产生的损耗。

Claims

1.一种开关电源，包括：

一个变压器；

变压器初级线圈一侧的一个开关电路；

变压器次级线圈一侧，至少有一个整流晶体管的一个同步整流电路；

变压器次级线圈一侧，形成跟开关电路的切换同步的第一个控制信号的一个整流晶体管驱动电路；和

两个时序信号产生电路，用于产生第一个控制信号，在第一个控制信号的基础之上形成第二个控制信号，在第一个控制信号的一个边缘超过整流晶体管的门限电压，在比第一个控制信号的另一个边缘早预定长度的时间的时候下降到整流晶体管的门限电压以下，并且用于将得到的第二个控制信号提供给整流晶体管的控制电极；

其中的两个时序信号产生电路包括：

接收第一个控制信号，形成中间信号，在第一个控制信号的一个边缘上从第一个逻辑电平变到第二个逻辑电平，在第一个控制信号从第二个电位变到中间电位的时候从第二个逻辑电平变到第一个逻辑电平的第一个单元；和

接收中间信号，将中间信号从第二个逻辑电平变到第一个逻辑电平的时刻推迟，形成第二个控制信号的第二个单元；

所述两个时序信号产生电路连接在所述整流晶体管和所述整流晶体管驱动电路之间。

2.权利要求1的开关电源，其中第一个控制信号的波形是在第一个电位、第二个电位和第一个跟第二个电位之间一个中间电位之间交替重复的一个波形，

其中第一个控制信号的一个边缘对应于从第一个电位变到中间电位，第一个控制信号的另一个边缘对应于从中间电位变到第一个电位。

3.权利要求2的开关电源，其中在第一个控制信号从第二个电位变到中间电位以后，直到第一个控制信号从中间电位变到第一个电位的时间段内，第二个控制信号的电压降低到整流晶体管门限电压以下。

4.权利要求1的开关单元，其中的第一个单元包括：

将第一个控制信号分压的一个分压电路；

延迟分压电路输出信号的一个延迟电路；和

将第一个控制信号跟延迟电路的输出信号进行比较，形成中间信号的一个比较器。

5.权利要求4的开关电源，其中的延迟电路包括：

第一个时间常数电路，用于为分压电路输出信号一个方向的变化提供一个延迟；和

第二个时间常数电路，用于为分压电路输出信号的反向变化提供一个延迟。

6.权利要求5的开关电源，其中第一个时间常数电路的时间常数被设置成使得第一个控制信号从第二个电位变到中间电位的时候，延迟电路输出信号的电位上升到至少高于中间电位，

其中第二个时间常数电路的时间常数被设置成使得第一个控制信号的超过整流晶体管的门限电压的所述一个边缘上，延迟电路输出信号的电位下降到低于中间电位。

7.权利要求1的开关电源，其中的开关电路是半桥电路、全桥电路、推挽电路和有源钳位电路中的一个。