JP4430531B2

JP4430531B2 - 双方向絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ

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Publication number: JP4430531B2
Application number: JP2004379478A
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Inventors: 浩幸庄司; 玲彦叶田; 隆一齋藤; 正剛行武; 勝弘樋口
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Priority date: 2004-12-28
Filing date: 2004-12-28
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Description

本発明は、双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。

電圧の異なる２つの直流電源間で電力の授受を行うためには、両電源間に降圧及び昇圧機能を備えた双方向のＤＣ−ＤＣコンバータが必要となる。例えば、ハイブリッド自動車の電源システムは、高圧側と低圧側にバッテリを備え、高圧側バッテリからインバータを介して駆動用モータに給電し、低圧側バッテリは、車両制御用電子機器に給電する。これら両バッテリは、ＤＣ−ＤＣコンバータを介して接続し、互いに電力の授受を可能としており、ＤＣ−ＤＣコンバータは、高圧側から低圧側への電力供給時に降圧動作を行い、逆の場合には昇圧動作を行うことになる。

このように、高低圧直流間で双方向の電力変換機能を有するＤＣ−ＤＣコンバータは、例えば、特許文献１に開示されている。このコンバータは、高圧側と低圧側を変圧器を介して接続しており、高圧側及び低圧側の両方に、直流／交流双方向に電力変換が可能なスイッチング回路を備えている。直流／交流双方向に電力変換が可能な電力変換装置は、コンバータ、インバータ、その他、種々の呼び名があるが、ここでは、スイッチング回路と呼ぶことにする。さて、特許文献１では、まず、高圧側のスイッチング回路として、スイッチング素子をフルブリッジ（Ｈブリッジ）接続した単相電力変換回路と平滑回路を有する。一方、低圧側のスイッチング回路として、スイッチング整流部と、チョークコイル及び平滑コンデンサで構成された電流形の単相電力変換回路を備えている。そして、降圧時には、高圧側のスイッチング回路を位相シフト制御することにより変圧器の一次側に矩形波の交流電圧を印加し、変圧器で降圧し、低圧側のスイッチング回路によって全波整流し、チョークコイル及び平滑コンデンサで平滑している。低圧側のスイッチング回路を高圧側のスイッチング動作に同期させて整流動作させることにより高効率の電力変換を行うことができる。

一方、昇圧時には、低圧側のスイッチング回路の２つのスイッチを交互にオフすることにより、チョークコイルのエネルギー蓄積機能を利用して変圧器の二次側に電流を流し、変圧器のコアに磁束変化を与える。この磁束変化に比例した交流の電圧成分が一次側に発生し、高圧側のスイッチング回路のフリーホイルダイオードにより全波整流し、平滑コンデンサで平滑している。

特開２００２−１６５４４８号公報（全体）

特許文献１に開示された従来技術においては、降圧時に、循環電流による損失が発生し効率の低下を招くほか、昇降圧時に、低圧側でサージ電圧が発生し、その分、スイッチング素子の耐圧を大きくする必要があり、いずれも装置の大型化を招く。

本発明の目的は、損失及びサージ電圧の発生を抑制し、高効率で装置の小型化が可能な双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することである。

本発明はその一面において、変圧器を挟む高低圧両側に、それぞれ直流／交流相互間に電力変換を行う第１，第２のスイッチング回路と第１，第２の直流電源とを備え、電圧の異なる２つの直流電源間で電力授受を行う双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、第２のスイッチング回路の交流端子と第２の直流電源の一端間に、逆並列ダイオード付スイッチング素子とコンデンサの直列体を含む電圧クランプ回路を接続したことを特徴とする。

本発明は他の一面において、第２のスイッチング回路はカレントダブラ同期整流回路であり、このカレントダブラ同期整流回路の交流両端子と第２の直流電源の一端子間に、逆並列ダイオード付スイッチング素子とコンデンサの直列体を含む２つの電圧クランプ回路を接続したことを特徴とする。

本発明はさらに他の一面において、変圧器の二次巻線はセンタタップを有し、第２のスイッチング回路は、二次巻線のセンタタップと二次巻線両端にリアクトルを介して接続された全波整流回路を形成する主スイッチング素子を備え、センタタップと第２の直流電源の一端子間に、逆並列ダイオード付スイッチング素子とコンデンサの直列体を含む電圧クランプ回路を接続したことを特徴とする。

本発明の望ましい実施態様によれば、双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、降圧時に循環電流による損失を低減することができる。

また、本発明の望ましい実施態様によれば、降圧及び昇圧時の両モードにおいて、低圧側におけるサージ電圧の発生を防止することができ、高効率で小型化が可能な双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。

本発明のその他の目的と特徴は、以下に述べる実施形態の説明で明らかにする。

実施形態１：
図１は、本発明の第１の実施形態による双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。図において、高圧側の直流電源１０には、平滑コンデンサ２０と負荷（図示せず）と、直列接続したスイッチング素子１、２からなる第１のスイッチングアームと、直列接続したスイッチング素子３、４からなる第２のスイッチングアームとが並列に接続されている。スイッチング素子１〜４には、それぞれフリーホイルダイオード１１〜１４が逆並列に接続されており、スイッチング素子１〜４がＭＯＳＦＥＴの場合、ボディダイオードを利用できる。第１、第２のスイッチングアームは直流電源１０に並列に接続されているため電圧形スイッチング回路の構成となっており、スイッチング回路の交流端子間には、補助リアクトル３０を介して変圧器４０の１次巻線４１が接続されている。補助リアクトル３０は、スイッチング回路に流れる電流の極性が反転する際に、電流の傾きを調整する役割を果たす。ここで、補助リアクトル３０は、変圧器４０の漏れインダクタンスで代替することも可能であり、その場合は、補助リアクトル３０を削除することができる。

次に、低圧側の構成について説明する。この実施形態においては、低圧側には、カレントダブラ同期整流回路を採用している。カレントダブラ同期整流回路は、例えば、特開２００３−１９９３３９号公報に開示されているように良く知られている。低圧側の直流電源９０には、平滑コンデンサ８０と図示しない負荷が接続されている。また、直流電源９０には、直列接続したリアクトル５０とスイッチング素子２４からなる第１のスイッチングアームと、直列接続したリアクトル６０とスイッチング素子２２からなる第２のスイッチングアームとが並列に接続されている。スイッチング素子２２と２４にはそれぞれフリーホイルダイオード３２、３４が逆並列に接続されており、スイッチング素子２２、２４がＭＯＳＦＥＴの場合、ボディダイオードを利用することができる。スイッチング素子２４、２２は、各々リアクトル５０、６０を介して直流電源９０に接続されているため、低圧側のスイッチング回路は電流形である。この電流形スイッチング回路の交流端子間には、変圧器４０のニ次巻線４２が接続されている。

低圧側の電流形スイッチング回路の交流端子と、直流電源９０の一端（この場合は負極）間には、電圧クランプ回路７０が接続されている。電圧クランプ回路７０はスイッチング素子２１、２３とクランプコンデンサ７１から成り、クランプコンデンサ７１にスイッチング素子２１、２３が各々直列に接続されている。スイッチング素子２１と２３にはそれぞれフリーホイルダイオード３１、３３が逆並列に接続されており、スイッチング素子２１、２３がＭＯＳＦＥＴの場合、ボディダイオードを利用すればよい。これらのスイッチング素子２１、２３は、電圧クランプ回路制御装置７２によってスイッチング制御される。

この双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する前に、その適用例であるハイブリッド自動車の電源システムについて説明する。

図２は、ハイブリッド自動車の電源システムの概略構成図である。高圧側と低圧側にそれぞれ電圧の異なる直流電源１０、９０を備えており、高圧側には、インバータ２００を介して車両駆動用モータ３００が接続され、低圧側には負荷として電子機器４００が接続され、両電源間にはＤＣ−ＤＣコンバータ１００が接続されている。高圧側から低圧側への電力供給時、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００は降圧動作を行い、逆に低圧側から高圧側への電力供給時は、昇圧動作を行うことになる。

図１に戻って、降圧時の動作から説明する。最初に、電圧クランプ回路７０を利用しない場合の基本回路動作について説明する。

図３は、電圧クランプ回路７０を利用しない場合の降圧時の動作波形を示している。図３において、Ｖｇ（１）〜Ｖｇ（４）は高圧側のスイッチング素子１〜４のゲート駆動電圧、Ｖｇ（２２）、Ｖｇ（２４）は低圧側のスイッチング素子２２、２４のゲート駆動電圧である。また、Ｉ（１）、Ｉ（３）、Ｉ（２２）はスイッチング素子１、３、２２の電流、Ｉ（１１）、Ｉ（１３）、Ｉ（３２）はダイオード１１、１３、３２の電流、Ｖ（１）、Ｖ（３）、Ｖ（２２）はスイッチング素子１、３、２２の電圧、Ｖ（４１）、Ｉ（４１）は変圧器４０の一次巻線４１の電圧、電流である。

ゲート駆動電圧Ｖｇ（１）〜Ｖｇ（４）により、高圧側のスイッチング回路は位相シフト制御を行っている。Ｖｇ（１）とＶｇ（４）のオン状態が重なっている期間（ａ）及びＶｇ（２）とＶｇ（３）のオン状態が重なっている期間（ｃ）に、変圧器４０の一次巻線４１にそれぞれ正及び負の電圧が印加される。その他の期間では、一次巻線４１の両端を短絡している。

一方、低圧側のスイッチング素子２２、２４は、Ｖｇ（２２）、Ｖｇ（２４）のような駆動電圧で制御することにより、同期整流が行われる。

図３において、高圧側の短絡期間（ｂ）、つまり電力供給が行われない期間、低圧側のリアクトル５０は電流を流し続けようとするため、リアクトル５０→平滑コンデンサ８０→スイッチング素子２２→変圧器４０の二次巻線４２→リアクトル５０の経路で電流が流れる。二次巻線４２に電流が流れるため、変圧器４０の一次巻線４１にも電流が流れ、一次巻線４１→ダイオード１３→スイッチング素子１→補助リアクトル３０→一次巻線４１の経路で循環電流が流れる。同様に、期間（ｄ）においても、一次巻線４１→補助リアクトル３０→スイッチング素子２→ダイオード１４→一次巻線４１の経路で循環電流が流れる。

次に、期間（ｂ）から期間（ｃ）へ動作が切り替わった際の動作について説明する。低圧側では、リアクトル５０→平滑コンデンサ８０→ダイオード３２→二次巻線４２→リアクトル５０の経路、及びリアクトル６０→平滑コンデンサ８０→ダイオード３２→リアクトル６０の経路で電流が流れている。この期間に高圧側のスイッチング素子２がターンオンし、二次巻線４２に発生する電圧の極性が変わるため、ダイオード３２には逆電圧が印加される。ダイオード３２が導通状態の時に逆電圧が印加されるため、二次巻線４２→ダイオード３２→スイッチング素子２４→二次巻線４２の経路でリカバリ電流が流れ、ダイオードがオフ状態になった瞬間にサージ電圧が発生する。従って、スイッチング素子２２には、Ｖ（２２）に示すようにサ−ジ電圧が印加される。同様に、期間（ｄ）から期間（ａ）へ切り替わった際も、ダイオード３４がリカバリ動作となりサージ電圧が発生し、スイッチング素子２４にもサ−ジ電圧が印加される。このように、電圧クランプ回路７０を利用しない場合は、循環電流が流れて効率の低下を招くとともに、サージ電圧が発生するため、スイッチング素子の耐圧を大きくしたり、フィルタを用いたノイズ対策が必要となる。

次に、電圧クランプ回路７０を利用した場合の動作について説明する。

図４は、電圧クランプ回路を利用した場合の降圧時の動作波形を示している。図３と同一部分については同一符号を付しており説明は省略する。図４において、Ｖｇ（２１）、Ｖｇ（２３）は電圧クランプ回路制御装置７２から電圧クランプ回路７０内のスイッチング素子２１、２３へ与えるゲート駆動電圧を示している。これらのゲート駆動電圧は、電圧クランプ回路制御装置７２によって、高圧側及び低圧側スイッチング回路のスイッチング素子の制御信号や変圧器４０の巻線電流検出値によって、そのタイミングが決定される。このため、制御装置７２は、高圧側スイッチング回路のスイッチング素子３，４のゲート駆動電圧Ｖｇ（３），Ｖｇ（４）及び低圧側スイッチング回路のスイッチング素子２２，２４のゲート駆動電圧Ｖｇ（２２），Ｖｇ（２４）並びに変圧器４０の巻線電流Ｉ（４２）を入力している。Ｉ（２１）、Ｉ（２３）はスイッチング素子２１、２３の電流、Ｉ（３１）、Ｉ（３３）はダイオード３１、３３の電流である。

図４において、期間（ａ）の電力供給期間から期間（ｂ）へ切り替わる際、同期整流のために導通状態にしているスイッチング素子２２を一旦オフ状態にし、電圧クランプ回路７０のスイッチング素子２３をオンさせる。すなわち、第１のスイッチング回路から変圧器の一次巻線に電圧を印加していた状態から、この一次巻線の両端間を第１のスイッチング回路による短絡に切換えるタイミングで、電圧クランプ回路７０内のスイッチング素子２１，２３をオンさせている。これにより、リアクトル５０にはクランプコンデンサ７１からスイッチング素子２３を介して電流が供給されるため、リアクトル５０→平滑コンデンサ８０→ダイオード３２→二次巻線４２→リアクトル５０の経路で流れる電流は低減される。従って、変圧器４０の一次巻線４１に流れる電流はＩ（４１）に示すように低減し、一次巻線４１→ダイオード１３→スイッチング素子１→補助リアクトル３０→一次巻線４１の経路で流れる循環電流を低減することができる。

ここで、スイッチング素子２３のオン期間が長くなると、クランプコンデンサ７１→スイッチング素子２３→二次巻線４２→リアクトル６０→平滑コンデンサ８０→クランプコンデンサ７１の経路で逆に電流が流れ、高圧側のスイッチング回路には逆方向の循環電流が流れることになる。従って、スイッチング素子２３は、変圧器４０の一次巻線４１又は二次巻線４２の電流I（４２）を検出し、これがほぼゼロになったときにオフすることが望ましい。又は、補助リアクトル３０、変圧器４０の巻数比、直流電源１０及び９０、電力から予めスイッチング素子２３のオン期間を算出し、制御することが望ましい。

期間（ｃ）から期間（ｄ）へ切り替わる際も、前記同様にスイッチング素子２４を一旦オフ状態にし、電圧クランプ回路７０のスイッチング素子２１をオンさせる。これにより、クランプコンデンサ７１からリアクトル６０に電流が供給され、二次巻線４２を流れる電流が減り、循環電流を低減することができる。スイッチング素子２１のオン期間についても、前記スイッチング素子２３と同じように制御することが望ましい。

次に、期間（ｂ）から期間（ｃ）へ切り替わる際の動作について説明する。前述の電圧クランプ回路７０を利用しない場合は、サージ電圧が発生し、スイッチング素子２２にサージ電圧が印加された。これに対し、電圧クランプ回路７０を利用することにより、サージ電圧の発生を防止することができる。すなわち、二次巻線４２→ダイオード３１→クランプコンデンサ７１→スイッチング素子２４→二次巻線４２の経路でＩ（３１）に示す電流が流れ、スイッチング素子２２の電圧は、クランプコンデンサ７１の電圧にクランプされるのである。

同様に、期間（ｄ）から期間（ａ）へ切り替わる際も、二次巻線４２→ダイオード３３→クランプコンデンサ７１→スイッチング素子２２→二次巻線４２の経路でＩ（３３）に示す電流が流れる。したがって、スイッチング素子２４の電圧は、クランプコンデンサ７１の電圧にクランプされ、サージ電圧の発生を防止することができる。

この実施形態１のように、電圧クランプ回路７０を利用することにより、循環電流を低減するとともにサージ電圧の発生を防止することができるため、高効率で低ノイズな降圧動作を実現することができる。

この実施形態における低圧側のスイッチング回路には、カレントダブラ整流回路を採用しており、ダイオードブリッジ全波整流回路に比べ、整流部を直流端子の負側に接続できるため、同期整流用スイッチング素子の駆動がやり易くなる。さらに、エネルギー蓄積用リアクトルが２つあるため、出力電流の１／２をそれぞれ受け持ち、一方のリアクトルのエネルギーが整流部を介して出力側に放出され電流が減少する時に、他方はトランスからリアクトルを介して出力側に電流が増加する方向に流れる。このため、結果的に、出力側のリプル電流はキャンセルされ、リプル電流を低減できる利点がある。

次に、昇圧時の動作について説明する。前述の降圧時と同様、最初に図１の電圧クランプ回路７０を利用しない基本回路の動作について説明する。

図５は、電圧クランプ回路を利用しない場合の昇圧時の動作波形を示している。図５において、Ｖｇ（２２）、Ｖｇ（２４）は低圧側のスイッチング素子２２、２４のゲート駆動電圧、Ｉ（２２）、Ｉ（２４）はスイッチング素子２２、２４の電流である。また、Ｖ（２２）、Ｖ（２４）はスイッチング素子２２、２４の電圧、Ｖ（４２）、Ｉ（４２）は変圧器４０の二次巻線４２の電圧、電流である。図５において、期間（ａ）及び期間（ｃ）は、低圧側のスイッチング素子２２、２４を、Ｖｇ（２２）、Ｖｇ（２４）に示すように、両方オン状態にしてリアクトル５０、６０に磁気エネルギーを蓄積する。期間（ｂ）及び期間（ｄ）は、スイッチング素子２４又は２２をオフ状態にして、リアクトル５０，６０の蓄積エネルギーを利用して変圧器４０の二次巻線４２に電流を流し、低圧側から高圧側に電力を供給する。期間（ｂ）において、スイッチング素子２４がオフすると、リアクトル５０は蓄積エネルギーによって電流を流し続けようとするため、リアクトル５０→二次巻線４２→スイッチング素子２２→平滑コンデンサ８０→リアクトル５０の経路で電流が流れる。二次巻線４２に電流が流れ変圧器４０に磁束変化が生じるため、変圧器４０の一次巻線４１には磁束変化に比例した電流が流れようとする。しかしながら、一次巻線４１と平滑コンデンサ２０の間には補助リアクトル３０があり電流変化が妨げられる。このため、リアクトル５０の蓄積エネルギーによる電流経路が遮断された状態となりサージ電圧が発生し、スイッチング素子２４にはＶ（２４）に示すようにサージ電圧が印加される。同様に、期間（ｄ）においても、スイッチング素子２２がオフすると、リアクトル６０の蓄積エネルギーによる電流経路が遮断された状態となりサージ電圧が発生し、スイッチング素子２２にはＶ（２２）に示すようにサージ電圧が印加される。このように、電圧クランプ回路７０を利用しない場合は、降圧時と同様にサージ電圧が発生するため、スイッチング素子の耐圧を大きくしたり、フィルタを用いたノイズ対策が必要となる。

図６は、電圧クランプ回路を利用した場合の昇圧時の動作波形を示している。図５と同一部分については同一符号を付しており説明は省略する。図６において、Ｖｇ（２１）、Ｖｇ（２３）は電圧クランプ回路７０のスイッチング素子２１、２３のゲート駆動電圧である。Ｉ（２１）、Ｉ（２３）はスイッチング素子２１、２３の電流、Ｉ（３１）〜Ｉ（３４）はダイオード３１〜３４の電流、Ｖ（２１）、Ｖ（２３）はスイッチング素子２１、２３の電圧である。

電圧クランプ回路７０のスイッチング素子２１、２３は、それぞれスイッチング素子２２、２４と交互にオンオフを繰り返し、相補駆動を行う。すなわち、主スイッチング素子２２、２４のオフ期間内において、電圧クランプ回路７０のスイッチング素子２１、２３は、それぞれオンさせられる。期間（ｂ）において、スイッチング素子２４がオフすると、リアクトル５０の蓄積エネルギーによって電流が流れ続けようとするが、前述のように、高圧側には補助リアクトル３０が接続されているため電流変化が抑えられる。しかしながら、リアクトル５０の蓄積エネルギーのうち補助リアクトル３０によって抑制された分の電流は、Ｉ（３３）に示すように、リアクトル５０→ダイオード３３→クランプコンデンサ７１→平滑コンデンサ８０→リアクトル５０の経路で流れることができる。このため、スイッチング素子２４の電圧はクランプコンデンサ７１の電圧にクランプされ、サージ電圧の発生は防止される。リアクトル５０の電流が減少し、二次巻線４２の電流が増えていくと、スイッチング素子２３はオン状態になっているため、クランプコンデンサ７１からスイッチング素子２３を介して二次巻線４２に電流が供給される。従って、クランプコンデンサ７１のエネルギーは、低圧側から高圧側への電力供給期間に有効に利用される。

同様に期間（ｄ）においても、スイッチング素子２２がオフしたとき、スイッチング素子２２の電圧はクランプコンデンサ７１の電圧にクランプされる。すなわち、リアクトル６０の電流の一部は、リアクトル６０→ダイオード３１→クランプコンデンサ７１→平滑コンデンサ８０→リアクトル６０の経路で流れ、サージ電圧の発生は防止される。リアクトル６０の電流が減少し、二次巻線４２の電流が増えていくと、スイッチング素子２１はオン状態になっているため、クランプコンデンサ７１からスイッチング素子２１を介して二次巻線４２に電流が供給される。従って、クランプコンデンサ７１のエネルギーは低圧側から高圧側への電力供給期間に有効に利用される。

このように、電圧クランプ回路７０を設けることによりサージ電圧の発生を防止することができるため、低損失で、低ノイズの昇圧動作を実現することができる。

ここで、本実施形態において、電圧クランプ回路７０のスイッチング素子２１、２３とクランプコンデンサ７１の間に、インダクタンスが存在すると、降圧及び昇圧動作においてサージ電圧の抑制効果が減少する。このインダクタンスは、コンデンサの内部インダクタンス及び配線インダクタンス等が考えられ、低インダクタンスなコンデンサとしてチップ形積層セラミックコンデンサ等を選択することが望ましい。又、配線インダクタンスを小さくする為に、次のような実装を採用することが望ましい。

図７は、本発明の第１の実施形態における電圧クランプ回路の部品実装図である。逆並列ダイオード付スイッチング素子２１、２３を並べて配置し、クランプコンデンサ７１を形成する複数の単位コンデンサも並べて配置する。そして、両並列体を近接して対向配置し、それらの全体幅をカバーする幅をもつ配線パターン７３により、電気的に接続している。これにより、電圧クランプ回路の配線インダクタンスを極小に抑えている。

図７では、スイッチング素子２１、２３共にそれぞれ２個並列とし、クランプコンデンサ７１は８個並列にして使用している。スイッチング素子２１、２３は、ソース端子ｓ、ドレイン端子ｄ、及びゲート端子ｇを備えており、これらのドレイン端子ｄの端子面が直線状となるように、平面基板上に並べて配置する。一方、電圧クランプ回路７０内のクランプコンデンサ７１は、複数のチップ形積層セラミック単位コンデンサを備え、これら単位コンデンサの一端子面が直線状となるように、平面基板上に並べて配置する。これら両者の全幅をカバーする配線パターン７３により両者を電気的に接続するので、両者間の配線インダクタンスを極めて小さく抑制し、電圧クランプ作用を最大限に発揮させることができる。

実施形態２：
図８は、本発明の第２の実施形態による双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。図１と同一部分については同一符号を付して説明は省略する。図８において、基本回路上において図１と異なる点は、変圧器４０の二次巻線４２にセンタタップを設け、センタタップと直流電源９０の正極間にリアクトル５０を接続し、リアクトル６０を取り除いた点である。これにより、電圧クランプ回路７０も、逆並列ダイオード３３付スイッチング素子２３とクランプコンデンサ７１の直列体一組だけで済み、部品数の削減が可能となる。このスイッチング素子２３は、電圧クランプ回路制御装置７４によって駆動されスイッチング制御される。

図９は、本発明の第２の実施形態における降圧時の各スイッチング素子の駆動電圧波形図である。図において、Ｖｇ（２３）は電圧クランプ回路制御装置７４から電圧クランプ回路７０内のスイッチング素子２３へ与えるゲート駆動電圧を示している。このゲート駆動電圧は、電圧クランプ回路制御装置７４によって、高圧側及び低圧側スイッチング回路のスイッチング素子の制御信号や変圧器４０の巻線電流検出値によって、そのタイミングが決定される。このため、制御装置７４は、高圧側スイッチング回路のスイッチング素子３，４のゲート駆動電圧Ｖｇ（３），Ｖｇ（４）及び低圧側スイッチング回路のスイッチング素子２２，２４のゲート駆動電圧Ｖｇ（２２），Ｖｇ（２４）並びに変圧器４０の巻線電流Ｉ（４２）を入力している。前述の実施形態１と異なる点は、電圧クランプ回路７０のスイッチング素子２３を、高圧側のスイッチング素子３及び４のオフタイミングに同期してオンさせる点であり、実施形態１におけるスイッチング素子２１の働きをスイッチング素子２３が兼務する。

この実施形態におけるスイッチング素子３又は４のオフタイミングとは、第１のスイッチング回路から変圧器一次巻線に電圧を印加した状態（ａ）又は（ｃ）から、この一次巻線の両端間を第１のスイッチング回路で短絡（ｂ）又は（ｃ）に切換えるタイミングである。スイッチング素子２３のオン期間は、前述の実施形態のように、一次巻線４１又は二次巻線４２の電流がほぼゼロになったことを検知してオフすることができる。しかし、クランプコンデンサ７１からスイッチング素子２３を介して二次巻線４２に流れる経路は存在せず、スイッチング素子２３のオン期間が延びたとしても問題はない。したがって、補助リアクトル３０、変圧器４０の巻数比、直流電源１０及び９０、電力から算出したオン期間を予め設定し、このタイミングで制御した方が容易である。従って、本実施形態では、所定の短時間だけスイッチング素子２３をオンさせれば十分であり、オフさせるタイミングに気を使う必要が無い分、電圧クランプ回路制御装置７４における降圧時の制御性が実施形態１より優れている。降圧時には、第１のスイッチング回路から変圧器の一次巻線に電圧を印加した状態（ａ）又は（ｃ）から、この一次巻線の両端間を第１のスイッチング回路で短絡（ｂ）又は（ｄ）に切換えるタイミングで、スイッチング素子２３を適当な短時間だけオンさせれば良い。

このように、この実施形態においても、降圧時に、循環電流による損失を低減すると同時に、サージ電圧の発生を防止し、高効率で低ノイズな降圧動作を実現できる。

図１０は、本発明の第２の実施形態における昇圧時の各スイッチング素子の駆動電圧波形図である。前述の実施形態１と異なる点は、電圧クランプ回路７０のスイッチング素子２３を低圧側のスイッチング素子２２及び２４がオフしている期間にオン状態にする点であり、実施形態１におけるスイッチング素子２１の働きをスイッチング素子２３が兼務する。

実施形態１と同様に、低圧側のスイッチング素子２２、２４をＶｇ（２２）、Ｖｇ（２４）のように両方オン状態にしてリアクトル５０に磁気エネルギーを蓄積するが、このとき、本実施形態では、二次巻線４２にも電流が流れる。しかしながら、二次巻線４２は、センタタップを挟んで巻数が等しい一対の巻線構造となっており、それぞれの巻線に逆方向の電流が流れるため、変圧器４０の磁束はゼロとなり、この期間に一次巻線４１に電圧が誘導されることはない。

次いで、スイッチング素子２４又は２２をオフ状態にすることにより、リアクトル５０の蓄積エネルギーによって変圧器４０の二次巻線４２に電流を流し、低圧側から高圧側に電力を供給する。このとき、実施形態１と同様に、高圧側の補助リアクトル３０によって電流変化が抑えられる。しかしながら、リアクトル５０の蓄積エネルギーのうち補助リアクトル３０によって抑制された分の電流は、リアクトル５０→ダイオード３３→クランプコンデンサ７１→平滑コンデンサ８０→リアクトル５０の経路で流れることができる。このため、スイッチング素子２４の電圧は、クランプコンデンサ７１の電圧にクランプされ、サージ電圧の発生は防止される。リアクトル５０の電流が減少し、二次巻線４２の電流が増えていくと、スイッチング素子２３はオン状態になっているため、クランプコンデンサ７１からスイッチング素子２３を介して二次巻線４２に電流が供給される。従って、クランプコンデンサ７１のエネルギーは低圧側から高圧側への電力供給期間に有効に利用される。

この実施形態における低圧側のスイッチング回路には、センタタップ整流回路を採用し、いわゆるアクティブクランプである電圧クランプ回路７４を、変圧器４０のセンタタップと第２の直流電源の一端との間に接続した。これにより、低圧側にはリアクトルが１つしかないのでクランプ回路のスイッチング素子は１つで済む利点がある。整流部に関しては、前述のカレントダブラと同様に、直流端子の負側に接続できるため、同期整流用スイッチング素子のドライブがやり易くなる。

以上、この実施形態２においてもサージ電圧の発生を防止し、低ノイズな昇圧動作を実現することができる。

実施形態３：
本発明による双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、例えば、自動車用の電源システムに使用される場合、限られたスペースに実装する必要があるため、小型化の要求が強くなるとともに、高温環境下での安定動作が必要となる。従って、コンバータとしては、高周波化による変圧器及びリアクトルの小型化を図ると同時に、スイッチング素子のオン損失及びスイッチング素子の低減、冷却方法の改善が必要となる。

図１１は、本発明の第３の実施形態による双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。図１の実施形態１と異なる点は、シリコンカーバイド（ＳｉＣ）組成材を使用した静電誘導トランジスタ（ＳＩＴ）及びＳｉＣ形ダイオードを用いている点である。ＳｉＣ−ＳＩＴは、シリコン（Ｓｉ）組成材を使用したスイッチング素子に比べ、オン抵抗及びスイッチング速度、温度特性の面で優れた特性を示す。

図において、第１、第２のスイッチング回路と電圧クランプ回路７０の各スイッチング素子１〜４、２１〜２４及びダイオード１１〜１４、３１〜３４は、ＳｉＣ組成材からなり、Ｔｊ＝１６０〜３００［℃］以下のジャンクション温度特性を有している。また、これらのスイッチング素子は、ＳｉＣ組成材を用いた静電誘導型トランジスタ（ＳＩＴ）であり、オン抵抗は、ＳＩＴの耐電圧が（１）６００［Ｖ］で０．１〜１［ｍΩ・ｃｍ^２］、（２）２０００［Ｖ］で０．２〜１５［ｍΩ・ｃｍ^２］の２点を結ぶ直線上にあるものとする。

図１２は、本発明の第３の実施形態において採用するＳｉＣ−ＳＩＴの定格電圧ＶＣＥ（コレクタ・エミッタ間の定格電圧）に対するオン抵抗特性を示す図である。縦軸はオン抵抗［ｍΩ・ｃｍ^２］を、横軸は定格電圧ＶＣＥ［Ｖ］を示しており、ＳｉＣ−ＳＩＴのオン抵抗特性と、Ｓｉ−ＩＧＢＴ、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗特性とを比較している。図１２において、ＳｉＣ−ＳＩＴは、定格電圧ＶＣＥの広い範囲でオン抵抗が小さく、Ｓｉよりも２桁小さいオン抵抗となる。温度特性は、ＳｉがＴｊ＝１５５［℃］以下に対し、ＳｉＣはＴｊ＝１６０〜３００［℃］のジャンクション温度を有する。例えば、耐熱絶縁許容温度が最大２２０［℃］以下の回転電機に、回転電機用スイッチング回路と本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータを一体として内蔵することができる。この場合、本実施形態のスイッチング素子を回転電機に熱的に接触させて実装することにより、回転電機の温度でスイッチング素子を冷却することが可能となる。

本発明は、電圧が異なる２つのバッテリを備えた車両用電源系をはじめ、一般・産業用の分散電源間における電力の授受に適用できる。

本発明の実施形態１による双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路構成図。本発明を適用できるハイブリッド自動車の電源システムの概略構成図。図１において電圧クランプ回路を利用しない場合の降圧時の動作波形図。図１において電圧クランプ回路を利用した場合の降圧時の動作波形図。図１において電圧クランプ回路を利用しない場合の昇圧時の動作波形図。図１において電圧クランプ回路を利用した場合の昇圧時の動作波形図。本発明の第１の実施形態における電圧クランプ回路の部品実装図。本発明の実施形態２による双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路構成図。図８における降圧時の動作波形図。図８における昇圧時の動作波形図。本発明の実施形態３の双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図。図１１に用いたＳｉＣ−ＳＩＴのオン抵抗特性図。

符号の説明

１〜４，２１〜２４…スイッチング素子、１１〜１４，３１〜３４…ダイオード、２０，８０…平滑コンデンサ、１０，９０…直流電源、３０，５０，６０…リアクトル、４０…変圧器、４１…変圧器一次巻線、４２…変圧器二次巻線、７０…電圧クランプ回路、７１…クランプコンデンサ、７２，７４…電圧クランプ回路制御装置、１００…双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ、２００…インバータ、３００…自動車駆動用モータ、４００…自動車制御装置用電子機器、７３…配線パターン。

Claims

第１の直流電源と、
この第１の直流電源と変圧器の高圧側巻線との間に接続され直流／交流相互間に電力変換を行う第１のスイッチング回路と、
前記変圧器の低圧側巻線と第２の直流電源との間に接続され直流／交流相互間に電力変換を行う第２のスイッチング回路と、
昇圧時に、前記第２のスイッチング回路内において、２つの前記主スイッチング素子を互いにオン期間の重なりを持ちながら交互にオン／オフさせる制御装置とを備え、
電圧の異なる前記第１、第２の直流電源間で電力授受を行う双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第２のスイッチング回路の交流端子と前記第２の直流電源の一端間に接続され、逆並列ダイオード付スイッチング素子とコンデンサの直列体を含む電圧クランプ回路と、
前記電圧クランプ回路と並列接続状態にある主スイッチング素子のオフ期間内において、前記電圧クランプ回路のスイッチング素子をオンさせる制御装置
を備えたことを特徴とする双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。」
請求項１において、前記第２のスイッチング回路は、前記第２の直流電源と前記第２のスイッチング回路を形成するスイッチング素子との間に直列接続されたリアクトルを備え、昇降圧可能な電流形スイッチング回路であることを特徴とする双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
請求項１において、降圧時に、前記第１のスイッチング回路から前記変圧器の一次巻線に電圧を印加していた状態から、この一次巻線の両端間を前記第１のスイッチング回路による短絡に切換えるタイミングで、前記電圧クランプ回路のスイッチング素子をオンさせるとともに、前記一次巻線又は二次巻線の電流の所定の減少に応じてオフさせる制御装置を備えたことを特徴とする双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
請求項１において、前記第１のスイッチング回路は、電圧形のスイッチング回路であることを特徴とする双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
請求項１において、前記第１のスイッチング回路は、２つの逆並列ダイオード付スイッチング素子を直列接続した２組のスイッチングアームを備え、これら２組のスイッチングアームを前記第１の直流電源に並列接続し、これら２組のスイッチングアーム内の直列接続点間に前記変圧器の一次巻線を接続したことを特徴とする双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
請求項１において、前記第１のスイッチング回路の交流端子と前記変圧器の一次巻線端子との間に接続されたリアクトルを備えたことを特徴とする双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
請求項１において、前記電圧クランプ回路内の前記コンデンサは複数のチップ形積層セラミックコンデンサを備え、平面基板上にこれら複数のチップ形積層セラミックコンデンサを並列に配置し、前記逆並列ダイオードを内蔵した複数の前記スイッチング素子のドレイン端子が、前記チップ形積層セラミックコンデンサに対向して近接するように複数の前記スイッチング素子を並べて配置し、これら両並列体の幅以上の広さを持つ配線パターンにより、複数の前記スイッチング素子の前記ドレイン端子と複数の前記チップ形積層セラミックコンデンサの一端とを電気的に接続して実装したことを特徴とする双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
請求項１において、前記第１、第２のスイッチング回路と前記電圧クランプ回路の各スイッチング素子及びダイオードは、シリコンカーバイド（ＳｉＣ）組成材からなり、Ｔｊ＝１６０〜３００［℃］のジャンクション温度特性を有しており、前記スイッチング素子はＳｉＣ組成材を用いた静電誘導型トランジスタ（ＳＩＴ）からなり、オン抵抗は、ＳＩＴの耐電圧が（１）６００［Ｖ］で０．１〜１［ｍΩ・ｃｍ^２］、（２）２０００［Ｖ］で０．２〜１５［ｍΩ・ｃｍ^２］の２点を結ぶ直線上にあることを特徴とする双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
請求項１において、前記第１、第２のスイッチング回路と前記電圧クランプ回路の各スイッチング素子及びダイオードを、回転電機に熱的に接触配置したことを特徴とする双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
請求項１において、
前記第２のスイッチング回路はカレントダブラ同期整流回路であり、
前記電圧クランプ回路は、前記カレントダブラ同期整流回路の２つの交流端子と前記第２の直流電源の一端子間にそれぞれ接続された２つの電圧クランプ回路単位を備え、
昇圧時に、前記第２のスイッチング回路内において、２つの前記電圧クランプ回路単位とそれぞれ並列接続状態にある主スイッチング素子のオフ期間内において、前記電圧クランプ回路の各スイッチング素子をオンさせる制御装置を備えたことを特徴とする双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
請求項１０において、前記カレントダブラ同期整流回路は、逆並列ダイオード付主スイッチング素子とリアクトルとが直列接続された２組のスイッチングアームが前記第２の直流電源に並列に接続され、これら２組のスイッチングアーム内の直列接続点間に前記変圧器の低圧側巻線が接続され、２つの前記電圧クランプ回路単位は、２つの前記逆並列ダイオード付主スイッチング素子の両端間にそれぞれ接続されたことを特徴とする双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
請求項１０において、降圧時に、前記第１のスイッチング回路から前記変圧器の高圧側巻線に電圧を印加していた状態から、この高圧側巻線の両端間を前記第１のスイッチング回路による短絡に切換えるタイミングで、前記電圧クランプ回路のスイッチング素子をオンさせるとともに、前記高圧側巻線又は低圧側巻線の電流の所定の減少に応じてオフさせる制御装置を備えたことを特徴とする双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
請求項１において、
前記変圧器の低圧側巻線はセンタタップを有し、
前記第２のスイッチング回路は、前記低圧側巻線のセンタタップと低圧側巻線両端にリアクトルを介して接続された全波整流回路を形成する２つの主スイッチング素子を備え、
前記センタタップと前記第２の直流電源の一端子間に、前記電圧クランプ回路を接続し、
昇圧時に、前記第２のスイッチング回路内の２つの前記主スイッチング素子のいずれか一方がオフである期間内において、前記電圧クランプ回路のスイッチング素子をオンさせる制御装置を備えたことを特徴とする双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
請求項１３において、前記第２のスイッチング回路は、前記センタタップを介した一方の低圧側巻線と第１の逆並列ダイオード付主スイッチング素子を直列接続した第１のスイッチングアームと、前記センタタップを介した他方の低圧側巻線と第２の逆並列ダイオード付主スイッチング素子を直列接続した第２のスイッチングアームと、これら第１，第２のスイッチングアームの並列回路に対して、前記第２の直流電源を接続するリアクトルとを備えたことを特徴とする双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
請求項１３において、降圧時に、前記第１のスイッチング回路から前記変圧器の高圧側巻線に電圧を印加していた状態から、この高圧側巻線の両端間を前記第１のスイッチング回路による短絡に切換えるタイミングで、前記電圧クランプ回路のスイッチング素子をオンさせる制御装置を備えたことを特徴とする双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。