JP5460835B1 - Ｄｃ／ｄｃ電圧変換装置およびその電圧変換制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】従来と比較してパワー半導体ユニットの発生損失が不連続となることに起因して発生する過渡的な電圧変動(ＤＣ／ＤＣ電圧変換性能の悪化)を抑えたＤＣ／ＤＣ電圧変換装置を得る。
【解決手段】それぞれスイッチ素子と整流素子が逆並列接続されてなる２つのパワー半導体ユニットからなる対を２対以上含み、各対の一方のパワー半導体ユニット同士が一次側の正極側端子と二次側の正極側端子の間で直列接続され、他方のパワー半導体ユニット同士が一次側の正極側端子と二次側の負極側端子の間で前記一方のパワー半導体ユニットとは逆方向に直列接続されてなるパワーモジュールをリアクトルと直列に接続し、リアクトル電流の極性が正か負のいずれか一方のみの場合と、正又は負の一方の極性に留まる場合とで切り替わる際の過渡的な電圧変動が生じるのを抑制するように制御する。
【選択図】図９

Description

この発明は、直流電圧を昇圧あるいは降圧した直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣ電圧変換装置等に関するものである。

従来から、直列接続したスイッチ素子のスイッチオン、スイッチオフ動作を利用して、インダクタへのエネルギの蓄積、放出とエネルギ移行用キャパシタの充電、放電動作を組み合わせ、直流から直流への電圧変換を行う装置が用いられている(例えば下記特許文献１、非特許文献１参照)。

これは、スイッチ素子及びこれと逆並列に整流素子を接続したパワーデバイスを少なくとも４個以上、直列接続した回路構成であって、パワーデバイスの直列接続体のうち、同時には半数のパワーデバイスしかオン状態(スイッチ素子ならばスイッチオン、整流素子ならば順バイアス)とならないことから、個々のパワーデバイスの耐電圧を低く設定することができる。このため、耐電圧が高いことに起因して各パワーデバイスの導通損失が増加してしまうのを抑えつつ、ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置の取り扱い電圧を高電圧に設定可能である。

ここで、商用交流電源(ＡＣ１００Ｖ、ＡＣ２００Ｖ)を整流した後の電圧を変換するＤＣ／ＤＣ電圧変換装置や、およそ１００Ｖから１，０００Ｖの範囲の電圧を変換するＤＣ／ＤＣ電圧変換装置には、パワーデバイスとして主に、スイッチ素子にＳｉ(珪素)を材料としたＩＧＢＴ(絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ：Insulated Gate Bipolar Transistor)が、整流素子に同じくＳｉを材料としたＰｉＮダイオードが用いられている。
このようなＤＣ／ＤＣ電圧変換装置は直流を交流に変換するインバータと組み合わせてシステムを構成する場合があり、例えば、ハイブリッド自動車や電気自動車の電気駆動システム、太陽光発電用の電力変換システム、エアーコンディショナ等の電力変換システムが挙げられる。

これらシステムに用いられるＤＣ／ＤＣ電圧変換装置は、電源の状態(例えば、太陽光発電システムの太陽電池の光の照射量)や負荷の状態(例えば、ハイブリッド自動車の電気駆動システムのモータの回転速度)に応じて、変換する電圧の比率を調整し、その出力電圧をコントロールしている。

特開平１１−１８６４７８号公報

三菱電機技報、Ｖｏｌ．６１、１９８７年、Ｎｏ．２

しかしながら、上記従来のＤＣ／ＤＣ電圧変換装置においては、負荷量の変化によって、インダクタ電流ＩＬの極性が、正か負のいずれか一方のみの場合と、正または負の一方の極性に留まる場合とで、ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置のパワー半導体ユニットの発生損失が不連続となることに起因して、ＤＣ／ＤＣ変換にて過渡的な電圧変動が生じ、性能が劣化するという課題が生じる。

この発明は、上記の課題を解決するためになされたものであり、従来のＤＣ／ＤＣ電圧変換装置と比較してパワー半導体ユニットの発生損失が不連続となることに起因して発生する過渡的な電圧変動(ＤＣ／ＤＣ電圧変換性能の悪化)を抑えたＤＣ／ＤＣ電圧変換装置等を提供することを目的とする。

この発明は、変換主回路と前記変換主回路の電圧変換制御を行う制御ユニットを備えたＤＣ／ＤＣ電圧変換装置であって、前記変換主回路は、前記変換主回路の一次側、二次側のそれぞれの正極側端子と負極側端子の間に接続され電圧を平滑する第１および第２の平滑キャパシタと、それぞれがスイッチ素子と整流素子が逆並列接続されてなる２つのパワー半導体ユニットからなるパワー半導体ユニットの対を２対以上含み、各対の一方のパワー半導体ユニット同士が一次側の正極側端子と二次側の正極側端子の間で直列接続され、他方のパワー半導体ユニット同士が一次側の正極側端子と二次側の負極側端子の間で前記一方のパワー半導体ユニットとは逆方向に直列接続されてなるパワーモジュールと、二次側端の前記パワー半導体ユニットの対を除いて、各パワー半導体ユニットの対の一方のパワー半導体ユニットと他方のパワー半導体ユニットのそれぞれの二次側端間に接続されたエネルギ移行用キャパシタと、一次側端の前記パワー半導体ユニットの対と一次側の正極側端子の間接続されたインダクタと、を含み、前記制御ユニットは、前記変換主回路の動作時において、前記インダクタの導通電流が正極性か負極性のいずれか一方に留まる場合に、前記各パワー半導体ユニットのスイッチ素子のゲート容量の電荷充電速度を増加させるよう抵抗値の異なる複数のスイッチオン回路を切り替えて制御を行う手段を含む、ことを特徴とするＤＣ／ＤＣ電圧変換装置等にある。

この発明では、従来のＤＣ／ＤＣ電圧変換装置と比較してパワー半導体ユニットの発生損失が不連続となることに起因して発生する過渡的な電圧変動(ＤＣ／ＤＣ電圧変換性能の悪化)を抑えたＤＣ／ＤＣ電圧変換装置等を提供できる。

この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ電圧変換装置の全体構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ電圧変換装置の一次側と二次側の間の電圧変換と電力の流れを模式的に示した図である。 この発明の実施の形態１による変換主回路の回路配線の一例を示す図である。 この発明の実施の形態１における昇圧時(オンデューティ５０％未満)の動作を説明する波形図である。 この発明の実施の形態１における昇圧時(オンデューティ５０％以上)の動作を説明する波形図である。 この発明の実施の形態１における降圧時(オンデューティ５０％未満)の動作を説明する波形図である。 この発明の実施の形態１における降圧時(オンデューティ５０％以上)の動作を説明する波形図である。 この発明におけるオンデューティとＤＣ／ＤＣ電圧変換比との関係を示す特性図である。 この発明の実施の形態１における制御ユニットと変換主回路の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１におけるゲート駆動部の詳細な構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１におけるスイッチオン回路の選択方法を説明する図である。 この発明の実施の形態１におけるインダクタ電流が正の極性に留まる動作を説明する波形図である。 この発明の実施の形態１におけるインダクタ電流がゼロを跨いで正負の極性が切り替わる動作を説明する波形図である。 この発明の実施の形態１におけるＩＧＢＴのターンオン動作を説明する波形図である。 この発明の実施の形態１におけるスイッチオン回路の切り替えの動作を説明する波形図である。 この発明の実施の形態２におけるスイッチング周波数の選択方法を説明する図である。 この発明の実施の形態２におけるスイッチオン回路の切り替えとスイッチング周波数の切り替えの動作を説明する波形図である。 この発明の実施の形態３における変換主回路の回路配線の一例を示す図である。 ＰｉＮダイオードを用いる場合のＩＧＢＴのターンオン動作を説明する波形図である。 この発明の実施の形態３におけるＳｉＣ製ショットキーバリアダイオードを用いる場合のＩＧＢＴのターンオン動作を説明する波形図である。 この発明の実施の形態４におけるゲート駆動回路の詳細な構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態４におけるゲート駆動回路の詳細な構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態５における変換主回路の回路配線の一例を示す図である。 ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置を用いた自動車用電気駆動システムの構成図である。 ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置を用いた太陽光発電用の電力変換システムの構成図である。

最初に、ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置を直流を交流に変換するインバータと組み合わせてシステムを構成する例として例えば、図２４に示すハイブリッド自動車や電気自動車の電気駆動システム、図２５に示す太陽光発電用の電力変換システム、エアーコンディショナ等の電力変換システムが挙げられる。

図２４の電気駆動システムは、ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置１の一次側端子Ｐ１、Ｎ１にニッケル水素電池やリチウムイオン電池、燃料電池などの電池４１を、二次側端子Ｐ２、Ｎ２にインバータ５１ａ、５１ｂを接続している。さらにインバータ５１ａには回転機５２ａが、インバータ５１ｂには回転機５２ｂが接続しており、ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置１は一次側の電池４１の電圧をＤＣ／ＤＣ変換して二次側のインバータ５１ａ、５１ｂに供給する。インバータ５１ａは回転機５２ａと、インバータ５１ｂは回転機５２ｂと交流電力を授受する。

図２５の太陽光発電用電力変換システムは、ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置１の一次側端子Ｐ１、Ｎ１に太陽電池４２を、二次側端子Ｐ２、Ｎ２にインバータ５１ｃを接続している。インバータ５１ｃはフィルタ６を介して商用交流電源７に接続しており、ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置１は一次側の太陽電池４２の発電電圧をＤＣ／ＤＣ変換して二次側のインバータ５１ｃに供給する。インバータ５１ｃは直流電圧を所定の商用交流電圧の振幅、周波数にＤＣ／ＡＣ変換して、フィルタ６を介して商用交流電源７で示されるような商用電力系統に供給する。

これらシステムに用いられるＤＣ／ＤＣ電圧変換装置は、上述のように例えば、太陽光発電システムの太陽電池の光の照射量のような電源の状態や、例えば、ハイブリッド自動車の電気駆動システムのモータの回転速度のように負荷の状態に応じて、変換する電圧の比率を調整し、その出力電圧をコントロールしているが、負荷量の変化によって、インダクタ電流ＩＬの極性が、正か負のいずれか一方のみの場合と、正または負の一方の極性に留まる場合とで、ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置のパワー半導体ユニットの発生損失が不連続となることに起因して、ＤＣ／ＤＣ変換にて過渡的な電圧変動が生じ、性能が劣化する。この発明ではこの課題を解消する。

以下、この発明によるＤＣ／ＤＣ電圧変換装置等を各実施の形態に従って図面を用いて説明する。なお、各実施の形態において、同一もしくは相当部分は同一符号で示し、重複する説明は省略する。

実施の形態１．
図１から図１５を用いて、この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ電圧変換装置につき説明する。図１はこの発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ電圧変換装置の全体構成を示すブロック図である。ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置１は変換主回路２と制御ユニット３から構成されている。ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置１は電力経路の接続端子として変換主回路２の一次側に正極側端子Ｐ１、負極側端子Ｎ１、二次側に正極側端子Ｐ２、負極側端子Ｎ２を備えている(以下単に端子と略す場合あり)。
図２はこの実施の形態によるＤＣ／ＤＣ電圧変換装置の一次側と二次側の間の電圧変換と電力の流れを模式的に示した図である。ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置１の一次側には端子Ｐ１、Ｎ１に直流電源４が、二次側には端子Ｐ２、Ｎ２に電気機器５が接続される。
図２において、直流電源４はリチウムイオン電池やニッケル水素電池、鉛電池といった二次電池の他、太陽電池、燃料電池などの電源に電気二重層キャパシタや二次電池を組み合わせたものなどが想定される。電気機器５は電気負荷を含んで発電装置や蓄電装置と組み合わさって成る機器である。

ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置１は、一次側端子電圧Ｖ１と二次側端子電圧Ｖ２について、Ｖ１≦Ｖ２の関係のもとで電圧変換を行い、相互に電力をやり取りする。
ここで、図２の(ａ)に示すように、直流電源４が放電動作であり電気機器５が電力消費動作の場合、ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置１は一次側から二次側の方向へ電圧を昇圧して電力を送り込む。また、図２の(ｂ)に示すように、直流電源４が充電動作であり電気機器５が電力供給動作の場合、ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置１は二次側から一次側の方向へ電圧を降圧して電力を送り込む。
この時、電圧の変換は制御ユニット３から出力されるゲート駆動信号８に従い、変換主回路２に備わるパワー半導体ユニット内のスイッチ素子のオン、オフを制御することによってなされる。

変換主回路２は、一次側端子電圧Ｖ１を平滑化する平滑キャパシタＣ１と、二次側端子電圧Ｖ２を平滑化する平滑キャパシタＣ２と、インダクタＬと、エネルギ移行用キャパシタＣ０と、スイッチ素子と整流素子の並列接続体を単位とするパワー半導体ユニットＰＵ１〜ＰＵ４から構成される(図３参照)。

ここで、ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置１の動作内容について図３から図１１を用いて説明する。図３は、変換主回路２の回路配線の一例を示す図であり、４個のパワー半導体ユニットＰＵ１〜ＰＵ４を、２個のパワー半導体ユニットが逆並列接続されるように構成されたパワー半導体ユニットの対を２対直列に接続し、一次側から二次側へ昇圧の電力供給を、また、二次側から一次側へ降圧の電力供給を行う。
変換主回路２は、一次側端子電圧Ｖ１を平滑化する一次側平滑キャパシタ(第１の平滑キャパシタ)Ｃ１と、二次側端子電圧Ｖ２を平滑化する二次側平滑キャパシタ(第２の平滑キャパシタ)Ｃ２と、エネルギの蓄積、放出を行う、インダクタＬおよびエネルギ移行用キャパシタＣ０と、４個のパワー半導体ユニットＰＵ１〜ＰＵ４を備えている。

パワー半導体ユニットＰＵ１〜ＰＵ４は、図３の例では、スイッチ素子としてＳｉ材料によるＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolor Transistor)であるＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２、ＩＧＢＴ２、ＩＧＢＴ１を採用している。また、整流素子としてＳｉ材料によるＰｉＮダイオードＤｉ１、Ｄｉ２、Ｄｉ３、Ｄｉ４を採用している。
上記パワー半導体ユニットの数等はこれに限定されず、変換主回路２は、変換主回路２の一次側、二次側のそれぞれの正極側端子Ｐ１，Ｐ２と負極側端子Ｎ１，Ｎ２の間に接続され電圧を平滑する第１および第２の平滑キャパシタＣ１，Ｃ２と、それぞれがスイッチ素子(ＩＧＢＴ)と整流素子(Ｄｉ)が逆並列接続されてなる２つのパワー半導体ユニット(ＰＵ)からなるパワー半導体ユニットの対を２対以上含み、各対の一方のパワー半導体ユニット同士が一次側の正極側端子Ｐ１と二次側の正極側端子Ｐ２の間で直列接続され、他方のパワー半導体ユニット同士が一次側の正極側端子Ｐ１と二次側の負極側端子Ｎ２の間で前記一方のパワー半導体ユニットとは逆方向に直列接続されてなるパワーモジュール(ＰＵ１〜ＰＵ４)と、二次側端のパワー半導体ユニットの対を除いて、各パワー半導体ユニットの対の一方のパワー半導体ユニットと他方のパワー半導体ユニットのそれぞれの二次側端間に接続されたエネルギ移行用キャパシタ(Ｃ０)と、一次側端のパワー半導体ユニットの対と一次側の正極側端子Ｐ１の間接続されたインダクタ(Ｌ)とで構成される。

続けて、変換主回路２の接続の詳細について説明する。
一次側平滑キャパシタＣ１の両端子は、変換主回路２の一次側の正極側端子Ｐ１、負極側端子Ｎ１に接続されており、負極側端子Ｎ１は変換主回路２の二次側の負極側端子Ｎ２とも接続の上、Ｖｃｏｍとして接地されている。正極側端子Ｐ１は、平滑キャパシタＣ１の一方の端子とインダクタＬの一方の端子に接続され、平滑キャパシタＣ１の他方の端子は負極側端子Ｎ１およびＶｃｏｍに接続される。
また、平滑キャパシタＣ２の両端子は、変換主回路２の二次側の正極側端子Ｐ２、負極側端子Ｎ２に接続されている。

パワー半導体ユニットＰＵ４のＩＧＢＴ４のコレクタ端子(Ｃ)は変換主回路２の二次側の正極側端子Ｐ２に、エミッタ端子(Ｅ)はパワー半導体ユニットＰＵ３のＩＧＢＴ３のコレクタ端子に、ＩＧＢＴ３のエミッタ端子はパワー半導体ユニットＰＵ２のＩＧＢＴ２のコレクタ端子に、ＩＧＢＴ２のエミッタ端子はパワー半導体ユニットＰＵ１のＩＧＢＴ１のコレクタ端子に、ＩＧＢＴ１のエミッタ端子は二次側の負極側端子Ｎ２に、順に接続されている。
パワー半導体ユニットＰＵ４のＰｉＮダイオードＤｉ４はＩＧＢＴ４に対し逆並列に接続され、ＰｉＮダイオードＤｉ４のアノード端子(Ａ)がＩＧＢＴ４のエミッタ端子(Ｅ)へ、ＰｉＮダイオードＤｉ４のカソード端子(Ｋ)がＩＧＢＴ４のコレクタ端子(Ｃ)へ接続されている。同様にＰｉＮダイオードＤｉ３、Ｄｉ２、Ｄｉ１は、それぞれＩＧＢＴ３、ＩＧＢＴ２、ＩＧＢＴ１へ逆並列に接続されている。

エネルギ移行用キャパシタＣ０は、一方の端子をＩＧＢＴ４とＩＧＢＴ３との接続点に、他方の端子をＩＧＢＴ２とＩＧＢＴ１との接続点に接続されている。
インダクタＬは上記のように、一方の端子を変換主回路２の一次側の正極側端子Ｐ１と平滑キャパシタＣ１の端子の接続点に接続され、他方の端子をＩＧＢＴ３とＩＧＢＴ２の接続点に接続されている。

図１、図９等に示された後述する制御ユニット３からは、ゲート駆動信号８としてＩＧＢＴをオン、オフ制御するための信号がＩＧＢＴ４、ＩＧＢＴ３、ＩＧＢＴ２、ＩＧＢＴ１に対応して、それぞれＧａｔｅ４、Ｇａｔｅ３、Ｇａｔｅ２、Ｇａｔｅ１信号としてＩＧＢＴ４からＩＧＢＴ１のゲート端子(Ｇ)に入力されるよう信号線が接続されている。ＩＧＢＴ４はＧａｔｅ４信号の、ＩＧＢＴ３はＧａｔｅ３信号の、ＩＧＢＴ２はＧａｔｅ２信号の、ＩＧＢＴ１はＧａｔｅ１信号の電圧変化に従って、スイッチング動作する。

次に、変換主回路２の動作について説明する。
上述のように、ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置１は、一次側から二次側へ電圧を昇圧、あるいは、二次側から一次側へ電圧を降圧するよう電圧変換する。この昇圧動作、降圧動作は、ＩＧＢＴのオン、オフ動作のタイミングをゲート駆動信号８であるＧａｔｅ４、Ｇａｔｅ３、Ｇａｔｅ２、Ｇａｔｅ１で調整することによって制御される。
このゲート駆動信号８による電圧変換の制御について、昇圧動作時と降圧動作時とに分けて説明する。

昇圧動作時：
１) オンデューティ５０％未満の場合：
但し、オンデューティはＧａｔｅ１信号とＧａｔｅ２信号に対する値に関するものであり、Ｇａｔｅ４信号とＧａｔｅ３信号はそれぞれＧａｔｅ１信号、Ｇａｔｅ２信号と相補であるから、Ｇａｔｅ３信号とＧａｔｅ４信号のオンデューティは１００％−(Ｇａｔｅ１信号、Ｇａｔｅ２信号のオンデューティ)の関係となる。

図４に昇圧動作時でゲート駆動信号のオンデューティが５０％未満の場合の波形を示す。図４の(ａ)はゲート駆動信号、(ｂ)はインダクタ電流ＩＬ、(ｃ)はスイッチングモードとその切り替わりタイミングを示している。
インダクタ電流ＩＬは、インダクタＬを正極側端子Ｐ１側の接続端子からＩＧＢＴ３側の接続端子の方向に流れる極性を正とする。
図４の(ａ)において、Ｇａｔｅ１信号がハイ「Ｈ」の場合にＩＧＢＴ１が、Ｇａｔｅ２信号がハイの場合にＩＧＢＴ２がオンし、コレクタからエミッタに向けて電流が流れる。

Ｇａｔｅ３信号がハイの場合にＩＧＢＴ３が、Ｇａｔｅ４信号がハイの場合にＩＧＢＴ４がそれぞれオンするが、昇圧動作時には、逆並列接続されたＰｉＮダイオードＤｉ３、Ｄｉ４を、アノードからカソードに向けて電流が流れる。

ここで、Ｇａｔｅ１信号とＧａｔｅ４信号は、互いにハイ「Ｈ」、ロー「Ｌ」の論理が相反する相補信号であり、Ｇａｔｅ１信号がハイの時にはＧａｔｅ４信号はロー、Ｇａｔｅ１信号がローの時にはＧａｔｅ４信号はハイとなる。但し、ハイとローの論理の切り替わり時はＩＧＢＴのスイッチング動作の応答遅れにより双方が同時にオンとならないよう阻止時間(デッドタイム)を設ける。
同様に、Ｇａｔｅ２信号とＧａｔｅ３信号は、互いにハイ、ローの論理が相反する相補信号であり、Ｇａｔｅ１信号とＧａｔｅ２信号は位相差が１８０度である。即ち、ゲート駆動信号８は、相補信号として対を成す信号が２通り有って、互いの位相差が等間隔となっている。

この時、Ｇａｔｅ１からＧａｔｅ４のゲート駆動信号のハイ、ローの論理の組み合わせは、スイッチングモードＢ、Ｃ、Ｄの三種に分類されＢ→Ｄ→Ｃ→Ｄ→Ｂの順に切り替わる。

スイッチングモードＢでは、ＩＧＢＴ１とＩＧＢＴ３がオン、ＩＧＢＴ２とＩＧＢＴ４がオフであって、
電流が、正極側端子Ｐ１→インダクタＬ→ＰｉＮダイオードＤｉ３→エネルギ移行用キャパシタＣ０→ＩＧＢＴ１→負極側端子Ｎ１の経路に流れ、エネルギがインダクタＬとエネルギ移行用キャパシタＣ０に蓄えられる。電気機器５には、後述する動作で蓄電された平滑キャパシタＣ２の両端電圧が印加され、平滑キャパシタＣ２からエネルギが供給される。
ＩＧＢＴ１、ＰｉＮダイオードＤｉ３がオンして電流が導通することから、エネルギ移行用キャパシタＣ０のＩＧＢＴ１側接続端子の電位はおよそＶｃｏｍ＝０、ＩＧＢＴ３側接続端子の電位はおよそＶＬとなる。よって、インダクタＬのＩＧＢＴ３側接続端子の電圧ＶＬ＝エネルギ移行用キャパシタＣ０の両端電圧Ｖｃ０となる。

スイッチングモードＤでは、ＩＧＢＴ３とＩＧＢＴ４がオン、ＩＧＢＴ１とＩＧＢＴ２がオフであって、
正極側端子Ｐ１→インダクタＬ→ＰｉＮダイオードＤｉ３→ＰｉＮダイオードＤｉ４→正極側端子Ｐ２→電気機器５→負極側端子Ｎ２の経路に電流が流れ、インダクタＬに蓄積されたエネルギが放出される。
また、電圧ＶＬは、ＰｉＮダイオードＤｉ３とＰｉＮダイオードＤｉ４に電流が導通し、およそＶ２となることから、インダクタＬのＩＧＢＴ３側接続端子の電圧と正極側端子Ｐ１側接続端子の電圧の差は(Ｖ１−Ｖ２)で負となり、インダクタ電流ＩＬはＩＬ＜０の方向へ向けて減少する。

スイッチングモードＣでは、ＩＧＢＴ２とＩＧＢＴ４がオン、ＩＧＢＴ１とＩＧＢＴ３がオフであって、
電流が、正極側端子Ｐ１→インダクタＬ→ＩＧＢＴ２→エネルギ移行用キャパシタＣ０→ＰｉＮダイオードＤｉ４→正極側端子Ｐ２→電気機器５→負極側端子Ｎ２の経路に電流が流れ、エネルギがインダクタＬに蓄えられ、エネルギ移行用キャパシタＣ０から放出される。また、同時に平滑キャパシタＣ２にも電流が流れてエネルギが蓄えられる。
ＩＧＢＴ２、ＰｉＮダイオードＤｉ４がオンして電流が導通することから、エネルギ移行用キャパシタＣ０のＩＧＢＴ２側接続端子の電位はおよそＶＬ、ＩＧＢＴ４側接続端子の電位はおよそＶ２となる。よって、インダクタＬのＩＧＢＴ３側接続端子の電圧ＶＬ＝Ｖ２−Ｖｃ０となる。

ここで、Ｇａｔｅ１信号とＧａｔｅ２信号のオンデューティは等しいため、スイッチングモードＢ、Ｃにおける電圧ＶＬは時間平均的に等しく、Ｖｃ０＝(Ｖ２−Ｖｃ０)の関係となる。よって、エネルギ移行用キャパシタＣ０の両端電圧Ｖｃ０は、二次側端子電圧Ｖ２の１／２倍の、Ｖ２／２となる。

上記を整理すると、インダクタＬのＩＧＢＴ３側接続端子の電圧ＶＬは、
スイッチングモードＢでは、ＶＬ＝Ｖｃ０＝Ｖ２／２
スイッチングモードＣでは、ＶＬ＝(Ｖ２−Ｖｃ０)＝Ｖ２／２
スイッチングモードＤでは、ＶＬ＝Ｖ２
となる。
これより、インダクタＬの両端の電位差と、ＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２のスイッチオン時間ｔｏｎ、スイッチオフ時間ｔｏｆｆは、次の関係で表される。

スイッチングモードＢ、Ｃ：
Ｌ・ＩＬｒｐｌ＝ｔｏｎ・(Ｖ１−Ｖ２／２) (１ａ)
スイッチングモードＤ：
Ｌ・ＩＬｒｐｌ＝−ｔｏｆｆ・(Ｖ１−Ｖ２) (１ｂ)
但し、Ｌは、インダクタＬのインダクタンス、ＩＬｒｐｌは、インダクタＬに流れるリップル電流成分(交流電流成分)の振幅を示す。

式(１ａ)と式(１ｂ)の左辺同士が等しいことから、次の関係が成り立つ。

ｔｏｎ・(Ｖ１−Ｖ２／２)＝ｔｏｆｆ・(Ｖ２−Ｖ１) (２)

上の式(２)を一次側端子電圧Ｖ１と二次側端子電圧Ｖ２について整理すると次のようになる。

(Ｖ２／Ｖ１)＝(ｔｏｎ＋ｔｏｆｆ)／(ｔｏｎ＋ｔｏｆｆ−ｔｏｎ＋ｔｏｎ／２)
＝１／(１−ｔｏｎ／Ｔ) (３)
但し、ｔｏｎ＋ｔｏｆｆ＝Ｔ／２

上の式(３)で周期Ｔは、スイッチングモードＢ→Ｄ→Ｃ→Ｄ→Ｂの順に切り替わって一周する期間を示しており、周期Ｔの内に、ｔｏｎ期間が２回、ｔｏｆｆ期間が２回含まれている。ｔｏｎ＋ｔｏｆｆは、Ｔ／２となる。
また、式(３)の左辺、Ｖ２／Ｖ１は、ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置１の一次側電圧Ｖ１と二次側電圧Ｖ２との比率であり、ＤＣ／ＤＣ電圧変換比である。
図４に示される、ゲート駆動信号のオンデューティが５０％未満の動作では、ｔｏｎ／Ｔ＜０．５であり、式(３)に当てはめると、ＤＣ／ＤＣ電圧変換比は、２未満となる。よって、Ｖ２＜(Ｖ１×２)である。

これらから、スイッチングモードＢ、Ｃでは、インダクタＬのＩＧＢＴ３側接続端子の電圧ＶＬ＝Ｖ２／２＜Ｖ１、インダクタＬの正極側端子Ｐ１側の接続端子の電圧がＶ１である。よって、ＶＬを基準としてインダクタＬの両端間の電位差は正となり、インダクタ電流ＩＬは正の方向へ増加する。

以上のように、スイッチングモードＢ→Ｄ→Ｃ→Ｄ→Ｂの切り替わりにおいて、
スイッチングモードＢ、Ｃでは、インダクタ電流ＩＬは、ＩＬ≧０の状態から更に正の方向に向けて変化し、
スイッチングモードＤでは、インダクタ電流ＩＬは、ＩＬ＜０の状態に向けて変化する。
このことから、ＩＧＢＴのスイッチング周期Ｔに亘ってインダクタ電流ＩＬの増加、減少はＴ／２周期で２回繰り返されることとなる。即ち、ＩＧＢＴのスイッチング周波数に対してインダクタＬには２倍の周波数の交流電流が導通することとなる。

２) オンデューティ５０％以上の場合：
次に、昇圧動作時でゲート駆動信号のオンデューティが５０％以上である場合について説明する。
図５は、当該時の動作波形を示しており、(ａ)はゲート駆動信号、(ｂ)はインダクタ電流ＩＬ、(ｃ)はスイッチングモードとその切り替わりタイミングである。
図５の(ａ)において、図４の(ａ)と同様に、Ｇａｔｅ１信号がハイ「Ｈ」の場合にＩＧＢＴ１が、Ｇａｔｅ２信号がハイの場合にＩＧＢＴ２がオンし、コレクタからエミッタに向けて電流が流れる。
Ｇａｔｅ３信号がハイの場合にＩＧＢＴ３が、Ｇａｔｅ４信号がハイの場合にＩＧＢＴ４がオンするが、昇圧動作時には、逆並列接続されたＰｉＮダイオードＤｉ３、ＰｉＮダイオードＤｉ４を、アノードからカソードに向けて電流が流れる。

また、Ｇａｔｅ１信号とＧａｔｅ４信号、Ｇａｔｅ２信号とＧａｔｅ３信号はそれぞれ相補信号であり、ハイとローの論理の切り替わり時にＩＧＢＴのスイッチング動作の応答遅れにより双方が同時にオンとならないよう阻止時間(デッドタイム)を設ける。Ｇａｔｅ１信号とＧａｔｅ２信号は位相差が１８０度である。

この時、Ｇａｔｅ１からＧａｔｅ４のゲート駆動信号のハイ、ローの論理の組み合わせは、スイッチングモードＡ、Ｂ、Ｃの三種に分類されＡ→Ｂ→Ａ→Ｃ→Ａの順に切り替わる。

先ず、スイッチングモードＡでは、ＩＧＢＴ１とＩＧＢＴ２がオン、ＩＧＢＴ３とＩＧＢＴ４がオフであって、
電流が、正極側端子Ｐ１→インダクタＬ→ＩＧＢＴ２→ＩＧＢＴ１→負極側端子Ｎ１の経路に流れ、インダクタＬにエネルギが蓄積される。
電圧ＶＬは、ＩＧＢＴ１とＩＧＢＴ２に電流が導通し、およそＶｃｏｍ＝０となることから、インダクタＬのＩＧＢＴ２側接続端子の電圧ＶＬと正極側端子Ｐ１側の接続端子の電圧との差は、(Ｖ１−０)で正となり、インダクタ電流ＩＬは正の方向へ増加する。

スイッチングモードＢでは、ＩＧＢＴ１とＩＧＢＴ３がオン、ＩＧＢＴ２とＩＧＢＴ４がオフであって、
電流が、正極側端子Ｐ１→インダクタＬ→ＰｉＮダイオードＤｉ３→エネルギ移行用キャパシタＣ０→ＩＧＢＴ１→負極側端子Ｎ１の経路に流れ、エネルギがインダクタＬから放出され、エネルギ移行用キャパシタＣ０に蓄えられる。電気機器５には、後述する動作で蓄電された平滑キャパシタＣ２の両端電圧が印加され、平滑キャパシタＣ２からエネルギが供給される。
ＩＧＢＴ１、ＰｉＮダイオードＤｉ３がオンして電流が導通することから、エネルギ移行用キャパシタＣ０のＩＧＢＴ１側接続端子の電位は、およそＶｃｏｍ＝０、ＩＧＢＴ３(ＰｉＮダイオードＤｉ３)側接続端子の電位は、およそＶＬとなる。
よって、インダクタＬのＩＧＢＴ３(ＰｉＮダイオードＤｉ３)側接続端子の電圧ＶＬ＝Ｖｃ０となる。

スイッチングモードＣでは、ＩＧＢＴ２とＩＧＢＴ４がオン、ＩＧＢＴ１とＩＧＢＴ３がオフであって
電流が、正極側端子Ｐ１→インダクタＬ→ＩＧＢＴ２→エネルギ移行用キャパシタＣ０→ＰｉＮダイオードＤｉ４→正極側端子Ｐ２→電気機器５→負極側端子Ｎ２の経路に流れ、エネルギがインダクタＬとエネルギ移行用キャパシタＣ０から放出される。
ＩＧＢＴ２、ＰｉＮダイオードＤｉ４がオンして電流が導通することから、エネルギ移行用キャパシタＣ０のＩＧＢＴ２側接続端子の電位は、およそＶＬ、ＩＧＢＴ４(ＰｉＮダイオードＤｉ４)側接続端子の電位は、およそＶ２となる。
よって、インダクタＬのＩＧＢＴ３側接続端子の電圧ＶＬ＝Ｖ２−Ｖｃ０となる。

また、上述のオンデューティが５０％未満の動作と同様に、Ｇａｔｅ１信号とＧａｔｅ２信号のオンデューティは等しいため、スイッチングモードＢ、Ｃにおける電圧ＶＬは、時間平均的に等しくＶｃ０＝(Ｖ２−Ｖｃ０)の関係となる。よって、エネルギ移行用キャパシタＣ０の両端電圧Ｖｃ０は、二次側端子電圧Ｖ２の１／２倍の、Ｖ２／２となる。

上記を整理すると、インダクタＬのＩＧＢＴ３側接続端子の電圧ＶＬは、
スイッチングモードＡでは、ＶＬ＝０
スイッチングモードＢでは、ＶＬ＝Ｖｃ０＝Ｖ２／２
スイッチングモードＣでは、ＶＬ＝(Ｖ２−Ｖｃ０)＝Ｖ２／２
となる。
これより、インダクタＬの両端の電位差と、ＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２のスイッチオン時間ｔｏｎ、スイッチオフ時間ｔｏｆｆは、次の関係で表される。

スイッチングモードＡ：
Ｌ・ＩＬｒｐｌ＝(ｔｏｎ−ｔｏｆｆ)／２・Ｖ１ (４ａ)
スイッチングモードＢ、Ｃ：
Ｌ・ＩＬｒｐｌ＝−ｔｏｆｆ・(Ｖ１−Ｖ２／２) (４ｂ)

式(４ａ)と式(４ｂ)の左辺同士が等しいことから、次の関係が成り立つ。

(ｔｏｎ−ｔｏｆｆ)／２・Ｖ１＝−ｔｏｆｆ・(Ｖ１−Ｖ２／２) (５)

上の式(５)を一次側端子電圧Ｖ１と二次側端子電圧Ｖ２について整理すると次のようになる。

(Ｖ２／Ｖ１)＝(ｔｏｎ＋ｔｏｆｆ)／ｔｏｆｆ
＝１／(１−ｔｏｎ／Ｔ) (６)
但し、ｔｏｎ＋ｔｏｆｆ＝Ｔ

上記式(６)で、周期Ｔは、スイッチングモードＡ→Ｂ→Ａ→Ｃ→Ａの順に切り替わって一周する期間を示しており、周期Ｔの内に、ｔｏｎ期間が１回、ｔｏｆｆ期間が１回含まれている。ｔｏｎ＋ｔｏｆｆ＝Ｔとなる。
式(６)は、式(３)と等しいものであり、即ち、オンデューティが５０％未満であっても５０％以上であっても無関係にオンデューティの変化に合わせて連続的にＤＣ／ＤＣ電圧変換比は調整される。
なお、図５に示されるゲート駆動信号のオンデューティが５０％以上の動作では、ｔｏｎ／Ｔ≧０．５であり、式(６)に当てはめると、ＤＣ／ＤＣ電圧変換比は、２以上となる。よって、Ｖ２≧(Ｖ１×２)である。

これらから、スイッチングモードＢ、Ｃでは、インダクタＬのＩＧＢＴ３側接続端子の電圧ＶＬ＝Ｖ２／２≧Ｖ１、インダクタＬの正極側端子Ｐ１側接続端子の電圧がＶ１である。よって、ＶＬを基準としてインダクタＬの両端間の電位差は負となり、インダクタ電流ＩＬは負の方向へ減少する。

以上のように、スイッチングモードＡ→Ｂ→Ａ→Ｃ→Ａの切り替わりにおいて、
スイッチングモードＡでは、インダクタ電流ＩＬは、ＩＬ≧０の状態から更に正の方向に増加するよう変化し、
スイッチングモードＢ、Ｃでは、インダクタ電流ＩＬは、ＩＬ＜０の状態に向けて変化する。
このことから、ＩＧＢＴのスイッチング周期Ｔに亘ってインダクタ電流ＩＬの増加、減少はＴ／２周期で２回繰り返されることとなる。即ち、ゲート駆動信号のオンデューティが５０％以上である場合についても、ＩＧＢＴのスイッチング周波数に対してインダクタＬには２倍の周波数の交流電流が導通することとなる。

次に、降圧動作時について説明する。
降圧動作時：
１) オンデューティ５０％未満の場合：
降圧動作では図２の(ｂ)に示すように、電圧Ｖ１≦電圧Ｖ２の関係で、ＤＣ／ＤＣ変換装置１の二次側に接続した電気機器５が発生する電力をＶ２からＶ１へＤＣ／ＤＣ電圧変換して直流電源４で回収する。
図６に降圧動作時でゲート駆動信号のオンデューティが５０％未満の場合の波形を示する。図６の(ａ)はゲート駆動信号、(ｂ)はインダクタ電流ＩＬ、(ｃ)はスイッチングモードとその切り替わりタイミングを示している。

図６の(ａ)において、Ｇａｔｅ３信号がハイの場合にＩＧＢＴ３が、Ｇａｔｅ４信号がハイの場合にＩＧＢＴ４がオンし、コレクタからエミッタに向けて電流が流れる。Ｇａｔｅ１信号がハイの場合にＩＧＢＴ１が、Ｇａｔｅ２信号がハイの場合にＩＧＢＴ２がオンするが、
降圧動作時には、逆並列接続されたＰｉＮダイオードＤｉ１、Ｄｉ２を、アノードからカソードに向けて電流が流れる。
図６の(ａ)のゲート駆動信号と図６の(ｃ)のスイッチングモードとその切り替えタイミングは、昇圧動作時でゲート駆動信号のオンデューティが５０％未満での、図４の(ａ)、図４の(ｃ)と同じである。
即ち、降圧動作時も昇圧動作時もゲート駆動信号は同じ波形であり、Ｇａｔｅ１からＧａｔｅ４のゲート駆動信号のハイ、ローの論理の組み合わせは、スイッチングモードＢ→Ｄ→Ｃ→Ｄ→Ｂの順に切り替わる。

スイッチングモードＤでは、ＩＧＢＴ３とＩＧＢＴ４がオン、ＩＧＢＴ１とＩＧＢＴ２がオフであって、
電流が、正極側端子Ｐ２→ＩＧＢＴ４→ＩＧＢＴ３→インダクタＬ→正極側端子Ｐ１→直流電源４→負極側端子Ｎ１の経路に流れ、インダクタＬにエネルギが蓄積される。その電流導通の方向から、インダクタ電流ＩＬの極性は負である。
また、ＩＧＢＴ３とＩＧＢＴ４がオンして電流が導通することから、電圧ＶＬは、およそＶ２となる。
よって、インダクタＬのＩＧＢＴ３側接続端子の電圧と正極側端子Ｐ１側の接続端子の電圧との差は、(Ｖ１−Ｖ２)で負となり、インダクタ電流ＩＬは、ＩＬ＜０の状態から負方向へ増加する。

スイッチングモードＢでは、ＩＧＢＴ１とＩＧＢＴ３がオン、ＩＧＢＴ２とＩＧＢＴ４がオフであって、
電流が、エネルギ移行用キャパシタＣ０→ＩＧＢＴ３→インダクタＬ→正極側端子Ｐ１→直流電源４→負極側端子Ｎ１→ＰｉＮダイオードＤｉ１の経路に流れ、エネルギがインダクタＬとエネルギ移行用キャパシタＣ０から放出される。また、平滑キャパシタＣ２には、電気機器５の発電電圧Ｖ２が印加され、平滑キャパシタＣ２にエネルギが供給される。
ＩＧＢＴ１(ＰｉＮダイオードＤｉ１)、ＩＧＢＴ３がオンして電流が導通することから、エネルギ移行用キャパシタＣ０のＩＧＢＴ１(ＰｉＮダイオードＤｉ１)側接続端子の電位は、およそＶｃｏｍ＝０、ＩＧＢＴ３側接続端子の電位は、およそＶＬとなる。
よって、インダクタＬのＩＧＢＴ３側接続端子の電圧ＶＬ＝Ｖｃ０となる。

スイッチングモードＣでは、ＩＧＢＴ２とＩＧＢＴ４がオン、ＩＧＢＴ１とＩＧＢＴ３がオフであって、
電流が、正極側端子Ｐ２→ＩＧＢＴ４→エネルギ移行用キャパシタＣ０→ＰｉＮダイオードＤｉ２→インダクタＬ→正極側端子Ｐ１→直流電源４→負極側端子Ｎ１の経路に流れ、エネルギがインダクタＬから放出され、エネルギ移行用キャパシタＣ０に蓄えられる。
ＰｉＮダイオードＤｉ２、ＩＧＢＴ４がオンして電流が導通することから、エネルギ移行用キャパシタＣ０のＩＧＢＴ２(ＰｉＮダイオードＤｉ２)側接続端子の電位は、およそＶＬ、ＩＧＢＴ４側接続端子の電位は、およそＶ２となる。
よって、インダクタＬのＩＧＢＴ３側接続端子の電圧ＶＬ＝Ｖ２−Ｖｃ０となる。

ここで、Ｇａｔｅ３信号とＧａｔｅ４信号のオンデューティは等しいため、スイッチングモードＢ、Ｃにおける電圧ＶＬは時間平均的に等しく、Ｖｃ０＝(Ｖ２−Ｖｃ０)の関係となる。
よって、昇圧動作時と同様にエネルギ移行用キャパシタＣ０の両端電圧Ｖｃ０は、二次側端子電圧Ｖ２の１／２倍の、Ｖ２／２となる。

上記を整理すると、インダクタＬのＩＧＢＴ３側接続端子の電圧ＶＬは、
スイッチングモードＢでは、ＶＬ＝Ｖｃ０＝Ｖ２／２
スイッチングモードＣでは、ＶＬ＝(Ｖ２−Ｖｃ０)＝Ｖ２／２
スイッチングモードＤでは、ＶＬ＝Ｖ２
となる。
これより、インダクタＬの両端の電位差と、ＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２のスイッチオン時間ｔｏｎ、スイッチオフ時間ｔｏｆｆは、昇圧動作時のゲート駆動信号のオンデューティが５０％未満での関係を示す式(１ａ)、(１ｂ)と同じとなる。
このため、同様に、式(２)、式(３)の関係が成り立つ。
即ち、ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置１の電圧変換比(Ｖ２／Ｖ１)は、式(３)で示される。

図６のゲート駆動信号のオンデューティが５０％未満の動作では、ｔｏｎ／Ｔ＜０．５であり、式(３)に当てはめるとＤＣ／ＤＣ電圧変換比は、２未満となる。よって、Ｖ２＜(Ｖ１×２)である。即ち、一次側端子電圧Ｖ１は、二次側端子電圧Ｖ２の１／２倍より高く１倍よりも低い電圧へ降圧される。

これらから、スイッチングモードＢ、Ｃでは、インダクタＬのＩＧＢＴ３側接続端子の電圧ＶＬ＝Ｖ２／２＜Ｖ１、インダクタＬの正極側端子Ｐ１側の接続端子の電圧がＶ１である。よって、ＶＬを基準としてインダクタＬの両端間の電位差は正となり、インダクタ電流ＩＬは正の方向に向けて減少する。即ち、降圧動作時でインダクタ電流ＩＬ＜０の状態から、ＩＬ≧０の状態に向けてＩＬは変化する。

以上のように、スイッチングモードＢ→Ｄ→Ｃ→Ｄ→Ｂの切り替わりにおいて、
スイッチングモードＢ、Ｃでは、インダクタ電流ＩＬは、ＩＬ≧０の状態に向けて変化し、
スイッチングモードＤでは、インダクタ電流ＩＬは、ＩＬ＜０の状態から更に負の方向に増加するよう変化する。
このことから、ＩＧＢＴのスイッチング周期Ｔに亘ってインダクタ電流ＩＬの増加、減少はＴ／２周期で２回繰り返されることとなる。即ち、昇圧動作時と同様にＩＧＢＴのスイッチング周波数に対してインダクタＬには２倍の周波数の交流電流が導通することとなる。

２) オンデューティ５０％以上の場合：
次に、降圧動作時でゲート駆動信号のオンデューティが５０％以上である場合について説明する。
図７は、当該時の動作波形を示しており、(ａ)はゲート駆動信号、(ｂ)はインダクタ電流ＩＬ、(ｃ)はスイッチングモードとその切り替わりタイミングである。
図７の(ａ)において、Ｇａｔｅ３信号がハイの場合にＩＧＢＴ３が、Ｇａｔｅ４信号がハイの場合にＩＧＢＴ４がオンし、コレクタからエミッタに向けて電流が流れる。
Ｇａｔｅ１信号がハイの場合にＩＧＢＴ１が、Ｇａｔｅ２信号がハイの場合にＩＧＢＴ２がオンするが、降圧動作時には、逆並列接続されたＰｉＮダイオードＤｉ１、Ｄｉ２を、アノードからカソードに向けて電流が流れる。

図７の(ａ)のゲート駆動信号と図７の(ｃ)のスイッチングモードとその切り替えタイミングは、昇圧動作時でゲート駆動信号のオンデューティが５０％以上での図５の(ａ)、図５の(ｃ)と同じである。
即ち、降圧動作時も昇圧動作時もゲート駆動信号は同じ波形であり、Ｇａｔｅ１からＧａｔｅ４のゲート駆動信号のハイ、ローの論理の組み合わせは、スイッチングモードＡ→Ｂ→Ａ→Ｃ→Ａの順に切り替わる。

先ず、スイッチングモードＣでは、ＩＧＢＴ２とＩＧＢＴ４がオン、ＩＧＢＴ１とＩＧＢＴ３がオフであって、
電流が、正極側端子Ｐ２→ＩＧＢＴ４→エネルギ移行用キャパシタＣ０→ＰｉＮダイオードＤｉ２→インダクタＬ→直流電源４→負極側端子Ｎ１の経路に流れ、エネルギがインダクタＬとエネルギ移行用キャパシタＣ０に蓄えられる。
ＩＧＢＴ２(ＰｉＮダイオードＤｉ２)、ＩＧＢＴ４がオンして電流が導通することから、エネルギ移行用キャパシタＣ０のＩＧＢＴ２側接続端子の電位は、およそＶＬ、ＩＧＢＴ４側接続端子の電位は、およそＶ２となる。
よって、インダクタＬのＩＧＢＴ３側接続端子の電圧ＶＬ＝Ｖ２−Ｖｃ０となる。

スイッチングモードＢでは、ＩＧＢＴ１とＩＧＢＴ３がオン、ＩＧＢＴ２とＩＧＢＴ４がオフであって、
電流が、エネルギ移行用キャパシタＣ０→ＩＧＢＴ３→インダクタＬ→正極側端子Ｐ１→直流電源４→負極側端子Ｎ１→ＰｉＮダイオードＤｉ１の経路に流れ、エネルギがインダクタＬに蓄えられ、エネルギ移行用キャパシタＣ０から放出される。
ＩＧＢＴ１(ＰｉＮダイオードＤｉ１)、ＩＧＢＴ３がオンして電流が導通することから、エネルギ移行用キャパシタＣ０のＩＧＢＴ１側接続端子の電位は、およそＶｃｏｍ＝０、ＩＧＢＴ３側接続端子の電位は、およそＶＬとなる。
よって、インダクタＬのＩＧＢＴ３側接続端子の電圧ＶＬ＝Ｖｃ０となる。

スイッチングモードＡでは、ＩＧＢＴ１とＩＧＢＴ２がオン、ＩＧＢＴ３とＩＧＢＴ４がオフであって、
電流が、インダクタＬ→正極側端子Ｐ１→直流電源４→負極側端子Ｎ１→ＰｉＮダイオードＤｉ１→ＰｉＮダイオードＤｉ２の経路に流れ、エネルギがインダクタＬから放出される。
電圧ＶＬは、ＰｉＮダイオードＤｉ１とＰｉＮダイオードＤｉ２に電流が導通し、およそＶｃｏｍ＝０となることから、インダクタＬのＩＧＢＴ２側接続端子の電圧ＶＬと正極側端子Ｐ１側の接続端子の電圧との差は、Ｖ１で正となり、インダクタ電流ＩＬは、ＩＬ＜０の状態から正の方向へ向けて変化する。

また、上述のオンデューティが５０％未満の動作と同様に、Ｇａｔｅ３信号とＧａｔｅ４信号のオンデューティは等しいため、スイッチングモードＢ、Ｃにおける電圧ＶＬは、時間平均的に等しく、Ｖｃ０＝(Ｖ２−Ｖｃ０)の関係となる。よって、昇圧動作時と同様に、エネルギ移行用キャパシタＣ０の両端電圧Ｖｃ０は、二次側端子電圧Ｖ２の１／２倍の、Ｖ２／２となる。

上記を整理すると、インダクタＬのＩＧＢＴ３側接続端子の電圧ＶＬは、
スイッチングモードＡでは、ＶＬ＝Ｖｃｏｍ＝０
スイッチングモードＢでは、ＶＬ＝Ｖｃ０＝Ｖ２／２
スイッチングモードＣでは、ＶＬ＝(Ｖ２−Ｖｃ０)＝Ｖ２／２
となる。
これより、インダクタＬの両端の電位差とＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２のスイッチオン時間ｔｏｎ、スイッチオフ時間ｔｏｆｆの関係は、昇圧動作時のゲート駆動信号のオンデューティが５０％以上での関係を示す式(４ａ)、(４ｂ)と同じとなる。このため、同様に式(５)、式(６)の関係が成り立つ。
即ち、ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置１の電圧変換比(Ｖ２／Ｖ１)は、式(６)で示される。

図７のゲート駆動信号のオンデューティが５０％以上の動作では、ｔｏｎ／Ｔ≧０．５であり、式(６)に当てはめるとＤＣ／ＤＣ電圧変換比は、２以上となる。よって、Ｖ２≧(Ｖ１×２)である。即ち、一次側端子電圧Ｖ１は、二次側端子電圧Ｖ２の１／２倍より低い電圧へ降圧される。

これらから、スイッチングモードＢ、Ｃでは、インダクタＬのＩＧＢＴ３側接続端子の電圧ＶＬ＝Ｖ２／２≧Ｖ１、インダクタＬの正極側端子Ｐ１側接続端子の電圧がＶ１である。よって、ＶＬを基準としてインダクタＬの両端間の電位差は負となり、インダクタ電流ＩＬは負の方向に増加する。即ち、降圧動作時でインダクタ電流ＩＬ＜０の状態から、更に負の方向へ増加するよう変化する。

上述のように、スイッチングモードＡ→Ｂ→Ａ→Ｃ→Ａの切り替わりにおいて、
スイッチングモードＡでは、インダクタ電流ＩＬは、ＩＬ≧０の状態に向けて変化し、
スイッチングモードＢ、Ｃでは、インダクタ電流ＩＬは、ＩＬ＜０の状態から更に負の方向に増加するよう変化する。
このことから、ＩＧＢＴのスイッチング周期Ｔに亘ってインダクタ電流ＩＬの増加、減少はＴ／２周期で２回繰り返されることとなる。即ち、ゲート駆動信号のオンデューティが５０％以上である場合についても、ＩＧＢＴのスイッチング周波数に対してインダクタＬには２倍の周波数の交流電流が導通することとなる。

続いて、図９を参照して、制御ユニット３の動作について説明する。図９は制御ユニット３と変換主回路２の構成を説明するブロック図である。
制御ユニット３は、外部から変換主回路２の一次側端子電圧Ｖ１、二次側端子電圧Ｖ２、インダクタ電流ＩＬ(例えば図３の変換主回路２がＶ１，Ｖ２，ＩＬのための検出器(図示省略)を含む、これらの検出器より得る)、及び、図示しない外部装置からのＤＣ／ＤＣ電圧変換比指示を入力して内部で制御演算を行い、変換主回路２内のＩＧＢＴ４、ＩＧＢＴ３、ＩＧＢＴ２、ＩＧＢＴ１のスイッチング動作を制御するゲート駆動信号８(Ｇａｔｅ４、Ｇａｔｅ３、Ｇａｔｅ２、Ｇａｔｅ１)を出力する。
なお、変換制御部１０、ゲートＰＷＭ生成部１１はマイクロコンピュータ等で構成され得る。

制御ユニット３に入力する一次側端子電圧Ｖ１、二次側端子電圧Ｖ２、インダクタ電流ＩＬ、ＤＣ／ＤＣ電圧変換比指示は、変換制御部１０に入力する。変換制御部１０は二次側端子電圧Ｖ２と一次側端子電圧Ｖ１の比から、実際に動作中の変換主回路２の電圧変換比を算出するとともに、外部装置からのＤＣ／ＤＣ電圧変換比指示と突き合わせて公知の比例積分(ＰＩ)演算等を用いた負帰還制御演算を行ってＩＧＢＴ１とＩＧＢＴ２のオンデューティの目標量Ｌｄｕｔｙを算出する。Ｌｄｕｔｙはデューティの下限を０％、上限を１００％とする範囲で、例えば０％の際にＬｄｕｔｙ＝０．０、１００％の際にＬｄｕｔｙ＝１．０として間を直線補間した量として表す。また、インダクタ電流ＩＬは上記の電圧変換比の負帰還制御演算に内包される制御演算ループとして、インダクタ電流ＩＬ＿ｒｅｆとインダクタ電流ＩＬを突き合わせて行う負帰還制御演算の入力量として用いられる。
このインダクタ電流の負帰還マイナー制御演算を適用すれば外周のＤＣ／ＤＣ電圧変換比の負帰還制御系の制御帯域を高周波数に設定可能となり、電圧変換比指示への変換比制御の追従応答性が向上する。

次にＬｄｕｔｙはゲートＰＷＭ生成部１１に入力される。ゲートＰＷＭ生成部１１はＬｄｕｔｙの値に対応して、パルス幅変調(PWM:Pulese Width Modulation)し、図４の(ａ)，図５の(ａ)，図６の(ａ)，図７の(ａ)に示されるゲート駆動信号８(Ｇａｔｅ４、Ｇａｔｅ３、Ｇａｔｅ２、Ｇａｔｅ１)の原信号となる矩形状のゲートＰＷＭ信号Ｇｐｗｍ１、Ｇｐｗｍ２、Ｇｐｗｍ３、Ｇｐｗｍ４を生成出力する。これは、例えば三角波比較法を用いて周波数がスイッチ素子のスイッチング周波数、振幅が１．０の三角波とＬｄｕｔｙとの大小比較を行って生成される。

ゲートＰＷＭ信号Ｇｐｗｍ１、Ｇｐｗｍ２、Ｇｐｗｍ３、Ｇｐｗｍ４はゲート駆動部１２に入力される。ゲート駆動部１２はゲートＰＷＭ信号の論理に応じてスイッチ素子のオン、オフ動作させるゲート駆動信号８を出力する。ゲート駆動部１２はゲートＰＷＭ生成部１１との間でゲートＰＷＭ信号を受け渡しする必要から、信号を絶縁して受信する。これは、ＩＧＢＴ４、ＩＧＢＴ３、ＩＧＢＴ２、ＩＧＢＴ１のエミッタ電位がそれぞれ個別の値となり、またＩＧＢＴ４、ＩＧＢＴ３、ＩＧＢＴ２、ＩＧＢＴ１のオン、オフを切り替えるために、それぞれのＩＧＢＴのエミッタ電位を基準として、ゲートの電位を操作する必要がある一方、ゲートＰＷＭ生成部１１は、同一の基準電位でゲートＰＷＭ信号を生成出力するためである。

また、上述のようにエミッタ電位が個別である各ＩＧＢＴを動作させるよう、ゲート駆動部１２はゲート駆動回路(１)１２１、ゲート駆動回路(２)１２２、ゲート駆動回路(３)１２３、ゲート駆動回路(４)１２４に分かれる。
各ゲート駆動回路１２１〜１２４は対応するＩＧＢＴ１〜４のエミッタ電位と信号接続しており、ゲート駆動信号８の電圧を電源電圧ＶＤ１〜４とするかエミッタ電位とするかを切り替えることで、スイッチオン、スイッチオフを制御する。電源電圧ＶＤ１〜４も各ＩＧＢＴ１〜４に応じて個別に供給する必要から、４通りの相互に絶縁された電源電圧ＶＤ１、ＶＤ２、ＶＤ３、ＶＤ４をゲート電源回路１３で作り、それぞれゲート駆動回路(１)１２１、ゲート駆動回路(２)１２２、ゲート駆動回路(３)１２３、ゲート駆動回路(４)１２４に供給する。
ゲート駆動回路(１)１２１はＧａｔｅ１信号を出力しＩＧＢＴ１を、ゲート駆動回路(２)１２２はＧａｔｅ２信号を出力しＩＧＢＴ２を、ゲート駆動回路(３)１２３はＧａｔｅ３信号を出力しＩＧＢＴ３を、ゲート駆動回路(４)１２４はＧａｔｅ４信号を出力しＩＧＢＴ４をそれぞれスイッチング動作する。

ＩＧＢＴ１とＩＧＢＴ２のオンデューティとＤＣ／ＤＣ電圧変換比の関係は、式(６)に従って図８に示される特性となる。ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置１は上述のように、図示しない外部装置からのＤＣ／ＤＣ電圧変換比指示に追従すべく制御ユニット３で演算を行い、定常的には図８の特性線上の指示されたＤＣ／ＤＣ電圧変換比に対応するオンデューティでのゲート駆動信号８を出力して変換主回路２内のスイッチ素子のスイッチオン、スイッチオフを制御する。
なお、例えば制御ユニット３の記憶部(図示省略)に予め求めた図８に示す特性のデータ(テーブル)を格納しておき、このデータに基づいてオンデューティを求めることが考えられる。
オンデューティが０％の場合にＤＣ／ＤＣ電圧変換装置１の一次側電圧Ｖ１と二次側電圧Ｖ２は等しくなる。オンデューティが大きくなるに連れ、電圧変換比Ｖ２／Ｖ１は大きくなる。昇圧動作時は一次側から二次側の方向へ昇圧比Ｖ２／Ｖ１が１．０以上の範囲で電力を送り、降圧動作時は二次側から一次側の方向へ降圧比Ｖ１／Ｖ２が１．０以下の範囲で電力を送る。

ここで、スイッチ素子のスイッチングタイミングとインダクタ導通電流波形、各スイッチ素子と整流素子の導通電流波形、及び、損失に関して、図１２、図１３を用いて説明する。
図１２、図１３は、昇圧動作時であってオンデューティ５０％未満で、一次側から二次側へ電力を供給する場合を示している。
図１２は、ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置の負荷電力が大きく、インダクタ電流ＩＬの極性が正に留まる場合での動作波形を示しており、図１２の、(ａ)はゲート駆動信号、(ｂ)はインダクタ電流ＩＬ、(ｃ)はスイッチングモードとその切り替わりタイミング、(ｄ)はスイッチ素子と整流素子に導通する電流を示している。
オンデューティ５０％未満の動作において、スイッチングモードは前述のように、Ｂ→Ｄ→Ｃ→Ｄ→Ｂの順で循環するよう切り替わる。
まず、スイッチングモードＤにて、ＩＧＢＴ３とＩＧＢＴ４がオン、ＩＧＢＴ１とＩＧＢＴ２がオフであって、正極側端子Ｐ１→インダクタＬ→ＰｉＮダイオードＤｉ３→ＰｉＮダイオードＤｉ４→正極側端子Ｐ２→電気機器５→負極側端子Ｎ２の経路に電流が流れる。すなわち、半導体素子の内、ＰｉＮダイオードＤｉ３とＰｉＮダイオードＤｉ４に電流が流れ、ＰｉＮダイオードＤｉ３とＰｉＮダイオードＤｉ４には順方向に電流が流れることによる定常損失が生じる。
次に、スイッチングモードＢに切り替わると、ＩＧＢＴ１とＩＧＢＴ３がオン、ＩＧＢＴ２とＩＧＢＴ４がオフであって、
電流が、正極側端子Ｐ１→インダクタＬ→ＰｉＮダイオードＤｉ３→エネルギ移行用キャパシタＣ０→ＩＧＢＴ１→負極側端子Ｎ１の経路に流れる。半導体素子の内、ＩＧＢＴ１とＰｉＮダイオードＤｉ３に電流が流れ、ＩＧＢＴ１とＰｉＮダイオードＤｉ３には順方向に電流が流れることによる定常損失が生じる。また、スイッチングモードＤからスイッチングモードＢへの切り替えに際し、ＰｉＮダイオードＤｉ４は導通状態から非導通状態へ移る。

ここで、ＰｉＮダイオードＤｉ３、ＰｉＮダイオードＤｉ４はＳｉ材料によるＰｉＮダイオードであってバイポーラの素子である。順方向バイアスで導通状態では、正孔(ホール)と電子の双方が電荷の担い手として、ダイオードの中を充満して移動している。ここで、逆方向バイアスに切り替わると、ホールと電子は、順バイアス時に移動していた方向とは逆の方向に移動を始めるため、ダイオードの外部から見ると逆方向に電流が流れることとなる。これは、ダイオードの逆回復(リカバリ)特性と称され、逆方向に流れる電流はリカバリ電流と呼ばれる。ホールは電子に比べてキャリア移動度が低いため、特にホールのキャリア移動度の低さに起因して、リカバリ電流が流れ続ける時間が長くなる。

スイッチングモードＤからスイッチングモードＢへの切り替えにて、ＰｉＮダイオードＤｉ４は導通状態から非導通状態へ移るため、ＰｉＮダイオードＤｉ４にはスイッチング損失の成分としてリカバリ電流による逆回復損失Ｅｒｒが発生する。
一方、ＩＧＢＴ１は図１２の(ｄ)のタイミングｍ１に示すように、非導通状態から導通状態に移る。これはターンオンと呼ばれる動作である。ＩＧＢＴ１のスイッチングとＩＧＢＴ４、ＰｉＮダイオードＤｉ４のスイッチングは相補の動作であるため、ＩＧＢＴ１のターンオンのタイミングで、ＰｉＮダイオードＤｉ４にリカバリ電流が流れる。このリカバリ電流はＩＧＢＴ１の電流に重畳するため、ＩＧＢＴ１のターンオン時のスイッチング損失(ターンオン損失Ｅｓｗ(ｏｎ))の多さに影響を及ぼす。

続けて、スイッチングモードＤに切り替わると、再び、ＩＧＢＴ３とＩＧＢＴ４がオン、ＩＧＢＴ１とＩＧＢＴ２がオフし、半導体素子の内、ＰｉＮダイオードＤｉ３とＰｉＮダイオードＤｉ４に電流が流れる。ＰｉＮダイオードＤｉ３とＰｉＮダイオードＤｉ４には順方向に電流が流れることによる定常損失が生じる。
スイッチングモードＢからスイッチングモードＤへの切り替えにて、ＩＧＢＴ１は導通状態から非導通状態へ移る。これはターンオフと呼ばれる動作であり、この際、スイッチング損失としてターンオフ損失Ｅｓｗ(ｏｆｆ)が生じる。

次に、スイッチングモードＣに切り替わると、ＩＧＢＴ２とＩＧＢＴ４がオン、ＩＧＢＴ１とＩＧＢＴ３がオフであって、
電流が、正極側端子Ｐ１→インダクタＬ→ＩＧＢＴ２→エネルギ移行用キャパシタＣ０→ＰｉＮダイオードＤｉ４→正極側端子Ｐ２→電気機器５→負極側端子Ｎ２の経路に流れる。
半導体素子の内、ＩＧＢＴ２とＰｉＮダイオードＤｉ４に電流が流れ、定常損失が生じる。
また、スイッチングモードＤからスイッチングモードＣへの切り替えに際し、図１２(ｄ)のタイミングｍ４に示すように、ＰｉＮダイオードＤｉ３は導通状態から非導通状態に移るため、リカバリ電流による逆回復損失Ｅｒｒが発生する。
ＩＧＢＴ２は、非導通状態から導通状態に移り、ターンオン損失Ｅｓｗ(ｏｎ)を生じる。ＩＧＢＴ２のスイッチングとＩＧＢＴ３、ＰｉＮダイオードＤｉ３のスイッチングは相補の動作であるため、ＩＧＢＴ２のターンオンのタイミングで、上記のようにＰｉＮダイオードＤｉ３にリカバリ電流が流れる。

再び、スイッチングモードＤに切り替わると、上述のように半導体素子の内、ＰｉＮダイオードＤｉ３とＰｉＮダイオードＤｉ４に電流が流れ定常損失が生じる。
スイッチングモードＣからスイッチングモードＤへの切り替えにて、ＩＧＢＴ２は導通状態から非導通状態へ移り、ターンオフ損失Ｅｓｗ(ｏｆｆ)を生じる。

以上をＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２の損失、ＰｉＮダイオードＤｉ３、ＰｉＮダイオードＤｉ４の損失として整理してみると、
ＧＢＴ１は、スイッチングモードＢへ移る際のターンオン損失Ｅｓｗ(ｏｎ)、期間中にインダクタ電流ＩＬと同じ量の電流が流れることによる定常損失、スイッチングモードＢから移る際のターンオフ損失Ｅｓｗ(ｏｆｆ)の三つの成分が生じることとなる。
同様にＩＧＢＴ２は、スイッチングモードＣを対象に、上記のＩＧＢＴ１と相似のターンオン損失Ｅｓｗ(ｏｎ)、定常損失、ターンオフ損失Ｅｓｗ(ｏｆｆ)の三つの損失成分が生じる。

ＰｉＮダイオードＤｉ３は、図１２の(ｄ)のタイミングｍ３で電流が流れ始め、スイッチングモードＤ、スイッチングモードＢ、スイッチングモードＤを経てタイミングｍ４で電流が遮断される。期間中はインダクタ電流ＩＬと同じ量の電流が流れることによる定常損失が生じる。また、タイミングｍ４ではリカバリ電流による逆回復損失Ｅｒｒが発生する。
同様にＰｉＮダイオードＤｉ４は、スイッチングモードＤ、スイッチングモードＣ、スイッチングモードＤの期間を、上記のＰｉＮダイオードＤｉ３と相似な波形で電流が流れる。損失として、定常損失と、逆回復損失Ｅｒｒが発生する。

次に、図１３のＤＣ／ＤＣ電圧変換装置の負荷電力が小さく、インダクタ電流ＩＬの極性がゼロを跨いで正と負が切り替わる場合での動作波形を示しており、図１２の(ａ)は、ゲート駆動信号、(ｂ)はインダクタ電流ＩＬ、(ｃ)はスイッチングモードとその切り替わりタイミング、(ｄ)はスイッチ素子と整流素子に導通する電流を示している。
オンデューティ５０％未満の動作において、スイッチングモードは前述のように、Ｂ→Ｄ→Ｃ→Ｄ→Ｂの順で循環するよう切り替わる。
まず、スイッチングモードＤにて、ＩＧＢＴ３とＩＧＢＴ４がオン、ＩＧＢＴ１とＩＧＢＴ２がオフであって、スイッチングモードＤへ切り替わり後は、正極側端子Ｐ１→インダクタＬ→ＰｉＮダイオードＤｉ３→ＰｉＮダイオードＤｉ４→正極側端子Ｐ２→電気機器５→負極側端子Ｎ２の経路に電流が流れつつ、インダクタ電流ＩＬはゼロへ向けて減衰して行く。
半導体素子の内、ＰｉＮダイオードＤｉ３とＰｉＮダイオードＤｉ４に電流が流れ、定常損失が生じる。
インダクタ電流ＩＬがゼロを跨いで負極性になると、負極側端子Ｎ２→電気機器５→正極側端子Ｐ２→ＩＧＢＴ４→ＩＧＢＴ３→インダクタＬ→正極側端子Ｐ１の経路に電流が流れつつ、インダクタ電流ＩＬは負方向に増加して行く。
半導体素子の内、ＩＧＢＴ３とＩＧＢＴ４に電流が流れ、定常損失が生じる。インダクタ電流ＩＬがゼロの状態からＩＧＢＴ３、ＩＧＢＴ４がターンオンすることから、非導通状態から導通状態に移る際のターンオン損失Ｅｓｗ(ｏｎ)は発生しない(図１３の(ａ)(ｄ)参照、以下同様)。

次に、インダクタ電流ＩＬが負極性にてスイッチングモードＢに切り替わると、ＩＧＢＴ１とＩＧＢＴ３がオン、ＩＧＢＴ２とＩＧＢＴ３がオフであって、電流が、負極側端子Ｎ１→ＰｉＮダイオードＤｉ１→エネルギ移行用キャパシタＣ０→ＩＧＢＴ３→インダクタＬ→正極側端子Ｐ１の経路に流れつつ、電流はゼロへ向けて減衰して行く。
半導体素子の内、ＰｉＮダイオードＤｉ１とＩＧＢＴ３に電流が流れ、定常損失が生じる。
インダクタ電流ＩＬがゼロを跨いで正極性になると、電流が、正極側端子Ｐ１→インダクタＬ→ＰｉＮダイオードＤｉ３→エネルギ移行用キャパシタＣ０→ＩＧＢＴ１→負極側端子Ｎ１の経路に流れつつ、インダクタ電流ＩＬは正方向に拡大して行く。
半導体素子の内、ＩＧＢＴ１とＰｉＮダイオードＤｉ３に電流が流れ、定常損失が生じる。
インダクタ電流ＩＬがゼロの状態からＩＧＢＴ１がターンオンすることから、ターンオン損失Ｅｓｗ(ｏｎ)は発生しない。
また、スイッチングモードＤからスイッチングモードＢへの切り替えに際し、ＩＧＢＴ４は導通状態から非導通状態へ移り、ターンオフ損失Ｅｓｗ(ｏｆｆ)が生じる。

続けて、インダクタ電流ＩＬが正極性にてスイッチングモードＤに切り替わると、再び、ＩＧＢＴ３とＩＧＢＴ４がオン、ＩＧＢＴ１とＩＧＢＴ２がオフし、半導体素子の内、ＰｉＮダイオードＤｉ３とＰｉＮダイオードＤｉ４に電流が流れ、定常損失が生じる。インダクタ電流ＩＬはゼロへ向けて減衰して行く。
インダクタ電流ＩＬがゼロを跨いで負極性になると、負極側端子Ｎ２→電気機器５→正極側端子Ｐ２→ＩＧＢＴ４→ＩＧＢＴ３→インダクタＬ→正極側端子Ｐ１の経路に電流が流れつつ、インダクタ電流ＩＬは負方向に増加して行く。
半導体素子の内、ＩＧＢＴ３とＩＧＢＴ４に電流が流れ、定常損失が生じる。インダクタ電流ＩＬがゼロの状態からＩＧＢＴ３、ＩＧＢＴ４がターンオンすることから、非導通状態から導通状態に移る際のターンオン損失Ｅｓｗ(ｏｎ)は発生しない。
また、スイッチングモードＢからスイッチングモードＤへの切り替えに際し、ＩＧＢＴ１は導通状態から非導通状態へ移り、ターンオフ損失Ｅｓｗ(ｏｆｆ)が生じる。

次に、インダクタ電流ＩＬが負極性にてスイッチングモードＣに切り替わると、ＩＧＢＴ２とＩＧＢＴ４がオン、ＩＧＢＴ１とＩＧＢＴ３がオフであって、電流が、負極側端子Ｎ２→電気機器５→正極側端子Ｐ２→ＩＧＢＴ４→エネルギ移行用キャパシタＣ０→ＰｉＮダイオードＤｉ２→インダクタＬ→正極側端子Ｐ１の経路に流れつつ、電流はゼロへ向けて減衰して行く。
半導体素子の内、ＩＧＢＴ４とＰｉＮダイオードＤｉ２に電流が流れ、定常損失が生じる。
また、インダクタ電流ＩＬが負極性の状態から減衰してゼロを跨ぐ際に、ＩＧＢＴ４がターンオフすることから、ＩＧＢＴ４にターンオフ損失Ｅｓｗ(ｏｆｆ)は発生しない。
インダクタ電流ＩＬがゼロを跨いで正極性になると、
電流が、正極側端子Ｐ１→インダクタＬ→ＩＧＢＴ２→エネルギ移行用キャパシタＣ０→ＰｉＮダイオードＤｉ４→正極側端子Ｐ２→電気機器５→負極側端子Ｎ２の経路に流れつつ、インダクタ電流ＩＬは正方向に増加して行く。
半導体素子の内、ＩＧＢＴ２とＰｉＮダイオードＤｉ４に電流が流れ、定常損失が生じる。
インダクタ電流ＩＬがゼロの状態からＩＧＢＴ２がターンオンすることから、ＩＧＢＴ２にターンオン損失Ｅｓｗ(ｏｎ)は発生しない。
また、スイッチングモードＤからスイッチングモードＣへの切り替えに際し、ＩＧＢＴ３は導通状態から非導通状態へ移り、ターンオフ損失Ｅｓｗ(ｏｆｆ)が生じる。

続けて、インダクタ電流ＩＬが正極性にてスイッチングモードＤに切り替わると、上述のように、ＰｉＮダイオードＤｉ３とＰｉＮダイオードＤｉ４に電流が流れ、定常損失が生じる。インダクタ電流ＩＬはゼロへ向けて減衰して行く。
インダクタ電流ＩＬがゼロを跨いで負極性になり負方向に増加していくと、ＩＧＢＴ３とＩＧＢＴ４に電流が流れ、定常損失が生じる。
インダクタ電流ＩＬがゼロの状態からＩＧＢＴ３、ＩＧＢＴ４がターンオンすることから、ターンオン損失Ｅｓｗ(ｏｎ)は発生しない。
また、スイッチングモードＣからスイッチングモードＤへの切り替えに際し、ＩＧＢＴ２は導通状態から非導通状態へ移り、ターンオフ損失Ｅｓｗ(ｏｆｆ)が生じる。

以上をＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２、ＩＧＢＴ３、ＩＧＢＴ４の損失、ＰｉＮダイオードＤｉ１、Ｄｉ２、Ｄｉ３、Ｄｉ４の損失として整理してみると、
ＩＧＢＴ１は、スイッチングモードＢ内でインダクタ電流ＩＬが正極性の期間中にインダクタ電流ＩＬと同じ量の電流が流れることによる定常損失、スイッチングモードＢから移る際のターンオフ損失Ｅｓｗ(ｏｆｆ)の二つの成分が生じることとなる。
同様にＩＧＢＴ２は、スイッチングモードＣを対象に、上記のＩＧＢＴ１と相似の定常損失、ターンオフ損失Ｅｓｗ(ｏｆｆ)の二つの損失成分が生じる。

ＩＧＢＴ３は、スイッチングモードＤ内でインダクタ電流ＩＬが負極性の期間中、及び、スイッチングモードＢ内でインダクタ電流ＩＬが負極性の期間中に定常損失が生じる。また、スイッチングモードＤからスイッチングモードＣに切り替わる際にターンオフ損失Ｅｓｗ(ｏｆｆ)が生じる。

ＩＧＢＴ４は、スイッチングモードＤ内でインダクタ電流ＩＬが負極性の期間中、及び、スイッチングモードＣ内でインダクタ電流ＩＬが負極性の期間中に定常損失が生じる。また、スイッチングモードＤからスイッチングモードＢに切り替わる際にターンオフ損失Ｅｓｗ(ｏｆｆ)が生じる。

ＰｉＮダイオードＤｉ１は、スイッチングモードＢ内でインダクタ電流ＩＬが負極性の期間中に定常損失が生じる。
同様にＰｉＮダイオードＤｉ２は、スイッチングモードＣ内でインダクタ電流ＩＬが負極性の期間中に定常損失が生じる。

ＰｉＮダイオードＤｉ３は、スイッチングモードＤ内でインダクタ電流ＩＬが正極性の期間中、及び、スイッチングモードＢ内でインダクタ電流ＩＬが正極性の期間中に定常損失が生じる。
ＰｉＮダイオードＤｉ４は、スイッチングモードＤ内でインダクタ電流ＩＬが正極性の期間中、及び、スイッチングモードＣ内でインダクタ電流ＩＬが正極性の期間中に定常損失が生じる。

これらのことから、インダクタ電流ＩＬの極性が正にとどまる場合は、
ＩＧＢＴには、ターンオン損失Ｅｓｗ(ｏｎ)、定常損失、ターンオフ損失Ｅｓｗ(ｏｆｆ)の三つの損失成分が生じ、また、
ＰｉＮダイオードＤｉには、定常損失と、逆回復損失Ｅｒｒの二つの損失成分が生じる。
一方、インダクタ電流ＩＬの極性がゼロを跨いで正極性と負極性が切り替わる場合は、
ＩＧＢＴには、定常損失、ターンオフ損失Ｅｓｗ(ｏｆｆ)の二つの損失成分が生じ、また、
ＰｉＮダイオードＤｉには、定常損失だけが生じる。
従って、インダクタ電流ＩＬが正極性に留まる場合と、ゼロを跨いで正極性と負極性が切り替わる場合とでは、ＩＧＢＴにターンオン損失Ｅｓｗ(ｏｎ)が発生するか否か、ＰｉＮダイオードＤｉに逆回復損失Ｅｒｒが発生するか否かの相違がある。

このため、インダクタ電流ＩＬの極性がゼロを跨いで正極性と負極性が切り替わる場合と、一方の極性に留まる場合とで、ＩＧＢＴとＰｉＮダイオードＤｉに生じる損失量が異なるため、ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置全体で見た場合に、電圧変換装置のパワー半導体ユニットの発生損失が不連続となることに起因して、過渡的な電圧変動(ＤＣ／ＤＣ電圧変換性能の悪化)が発生する。インダクタ電流ＩＬの極性の切り替わり有無は、ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置の負荷量によって様々に変化することから、当要因で過渡的な電圧変動が頻発することは問題となる。

この課題を解決するため、この発明のＤＣ／ＤＣ変換装置は、制御ユニット３において、インダクタ電流ＩＬの大きさによって、ゲート駆動部１２のスイッチオン回路を切り替える。すなわち、インダクタ電流ＩＬの極性がゼロを跨いで正極性と負極性が切り替わるような負荷量においては、スイッチオン回路(２)を用い、インダクタ電流ＩＬの極性が正または負の一方の極性に留まるような負荷量においては、スイッチオン回路(１)を用いる。

スイッチオン回路(１)とスイッチオン回路(２)それぞれでの、ＩＧＢＴのターンオン波形は、図１４に示される。図１４の(ａ)はＩＧＢＴのターンオン時のコレクタ電流波形、図１４の(ｂ)はＩＧＢＴのターンオン時のコレクタ−エミッタ間電圧波形である。
図１４の(ａ)において、スイッチオン回路(１)を用いてターンオンすると、オーバーシュートを伴って高い電流勾配ｄｉ／ｄｔで、早く立ち上がる。スイッチオン回路(２)を用いてターンオンすると、スイッチオン回路(１)を用いる場合に比べて、少ないオーバーシュート量でもって低い電流勾配ｄｉ／ｄｔで、ゆっくりと立ち上がる。

図１４の(ｂ)を参照して、スイッチオン回路(１)を用いてターンオンすると、コレクタ−エミッタ間電圧は、素早く低下し飽和電圧Ｖｃｅ(ｓａｔ)に到達する。スイッチオン回路(２)を用いてターンオンすると、スイッチオン回路(１)を用いる場合に比べて、長い時間をかけてゆっくりと低下して飽和電圧Ｖｃｅ(ｓａｔ)に到達する。

ＩＧＢＴのターンオン損失は、コレクタ電流の立ち上がり電流量と、コレクタ−エミッタ間電圧の立ち下がり電流量の積となるため、スイッチオン回路(１)を用いた際のターンオン損失Ｅｓｗ(ｏｎ)１は、スイッチオン回路(２)を用いた際のターンオン損失Ｅｓｗ(ｏｎ)２よりも少なくなる。

以上のスイッチオン回路(１)とスイッチオン回路(２)を切り替える制御ユニット３の動作の詳細は、次のようになる。
図９を参照して、制御ユニット３内の変換制御部１０は、電圧変換比の負帰還演算を行ってＩＧＢＴ１とＩＧＢＴ２のオンデューティの目標量Ｌｄｕｔｙを出力する。

続いて、ゲートＰＷＭ生成部１１はＬｄｕｔｙを入力し、パルス幅変調を行う。さらにゲートＰＷＭ信号Ｇｐｗｍ１、Ｇｐｗｍ２、Ｇｐｗｍ３、Ｇｐｗｍ４を生成し、ゲート駆動部１２へ出力する。
また、インダクタ電流ＩＬの値を用いて、スイッチオン回路(１)とスイッチオン回路(２)のいずれを選択するかの切り替え信号ＤＣｓｅｌをゲート駆動部１２へ出力する。

ゲート駆動部１２の詳細な構成は図１０に示される。図１０はゲート駆動部１２を構成する４つの個別のゲート駆動回路１２１、１２２、１２３、１２４の内の一つを代表してゲート駆動回路１２ｘとして示している。上記の個別のゲート駆動回路１２１、１２２、１２３、１２４は同じ構成、動作であって、ゲート駆動回路１２１はＩＧＢＴ１に、１２２はＩＧＢＴ２に、１２３はＩＧＢＴ３に、１２４はＩＧＢＴ４に対応している。
ゲート駆動回路１２ｘはスイッチオン回路(１)２４、スイッチオン回路(２)２５、スイッチオフ回路２６のいずれかを動作させてゲート駆動信号８を生成し出力する。
スイッチオン回路(１)２４は、小信号用の電界効果トランジスタ等の半導体スイッチ２４１と回路抵抗２４２から成る。同様にスイッチオン回路(２)２５は、半導体スイッチ２５１と回路抵抗２５２、スイッチオフ回路２６は、半導体スイッチ２６１と回路抵抗２６２から成る。ここで(回路抵抗２４２の抵抗値)＜(回路抵抗２５２の抵抗値)の関係である。

ゲートＰＷＭ信号Ｇｐｗｍがゲート駆動回路１２ｘに入力すると、内部で信号バッファ２１、信号バッファ(反転)２２に伝送される。信号バッファ２１はゲートＰＷＭ信号Ｇｐｗｍの論理がスイッチオン論理の場合に閉、スイッチオフ論理の場合に開とするよう半導体スイッチ２４１、２５１を制御する増幅回路である。
Ｇｐｗｍがスイッチオン論理の場合に半導体スイッチ２４１か半導体スイッチ２５１の何れかが閉となって、ゲート駆動信号８(Ｇａｔｅ)の電圧は電源電圧ＶＤとなる。よって、対応する変換主回路２内のＩＧＢＴがスイッチオンする。
Ｇｐｗｍがスイッチオフ論理の場合に半導体スイッチ２６１が閉となって、ゲート駆動信号８(Ｇａｔｅ)の電圧はエミッタ電位と等しくなる。よって、対応する変換主回路２内のＩＧＢＴがスイッチオフする。

ここで、半導体スイッチ２４１と半導体スイッチ２５１の何れを閉とするかは、回路切り替え器２３で選択される。
信号バッファ２１の出力と切り替え信号ＤＣｓｅｌが回路切り替え器２３に入力し、スイッチオン回路(１)２４とスイッチオン回路(２)２５のどちらを動作させるか選択して、選択した側のスイッチオン回路内の半導体スイッチを閉とするよう制御信号を伝送する。
回路切り替え器２３でのスイッチオン回路の選択は、図１１に示す形態で行われる。

図１１はインダクタ電流ＩＬ(絶対値)に対応して、スイッチオン回路のいずれを選択するかを模式的に示す説明図である。図１１にて、スイッチオン回路の切り替えはインダクタ電流ＩＬに関して幅ΔＩＬｈのヒステリシスをもって行われる。
すなわち、スイッチオン回路(２)２５が選択されている状態で、インダクタ電流の絶対値が|ＩＬｔ|Ａ以上となれば、スイッチオン回路(１)２４を選択するよう切り替える。また、スイッチオン回路(１)２４が選択されている状態で、インダクタ電流の絶対値が(|ＩＬｔ|−ΔＩＬｈ)Ａ未満となれば、スイッチオン回路(２)２５を選択するよう切り替える。
すなわち、インダクタ電流の絶対値が大きくなり第１の閾値|ＩＬｔ|Ａ以上に上昇した場合に、低い回路抵抗値のスイッチオン回路(１)２４で動作させ、インダクタ電流の絶対値が小さくなり第２の閾値(|ＩＬｔ|−ΔＩＬｈ)Ａ未満に減少した場合に、高い回路抵抗値のスイッチオン回路(２)２５で動作させる。
スイッチオン回路(１)２４では、ＩＧＢＴのゲート電荷充電速度が速く、スイッチオン回路(２)２５では、ＩＧＢＴのゲート電荷充電速度が遅い。よって、ＩＧＢＴのターンオン時の電流、電圧の波形は上述の図１４に図示されるものとなる。

以上に示した動作にて、制御ユニット３はインダクタ電流ＩＬの閾値との大小関係に基づいて、ＩＧＢＴ４〜ＩＧＢＴ１のターンオン動作時のスイッチオン回路を切り替え、Ｇａｔｅ１からＧａｔｅ４のゲート駆動信号を出力する。ここで、ターンオン動作時のスイッチオン回路の切り替えは、インダクタ電流ＩＬの極性がゼロを跨いで正極性と負極性が切り替わる場合と、一方の極性に留まる場合とで、ＩＧＢＴとＰｉＮダイオードＤｉに生じる損失量が異なることで、ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置全体で見て電圧変換装置のパワー半導体ユニットの発生損失が不連続となり、過渡的な電圧変動が生じることを抑えるように働く。

このことを、図１５を用いて説明する。図１５の(ａ)はインダクタ電流ＩＬおよびスイッチオン回路の切り替え、図１５の(ｂ)は本実施の形態で動作する場合のＤＣ／ＤＣ電圧変換装置の二次側電圧Ｖ２、図１５の(ｃ)は従来のＤＣ／ＤＣ電圧変換装置の二次側電圧Ｖ２の時間波形であって、ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置の負荷量の変動により、インダクタ電流ＩＬが負から正の方向へ増加して行く場合を示している。
図１５の(ｃ)の従来のＤＣ／ＤＣ電圧変換装置の二次側電圧Ｖ２の波形では、インダクタ電流ＩＬがゼロを跨いで負極性から正極性に移った後、再び電流ＩＬがゼロへ向けて変化するタイミングＴｆ２で電圧波形はポイントｐｙ１に示すように乱れる。また、インダクタ電流ＩＬが正の方向へ更に増加して行き、リップルによってもゼロを跨がないようになったタイミングＴｆ４でもポイントｐｙ２に示すように電圧波形は乱れる。

一方、本実施の形態で動作する場合のＤＣ／ＤＣ電圧変換装置の二次側電圧Ｖ２は図１５の(ｂ)で示される。
図１５の(ａ)のインダクタ電流ＩＬは、各スイッチングモードの中間のタイミング(電流波形中の○印)で、マイクロプロセッサあるいは電子回路(図示省略)などによってサンプリングされ、制御ユニット３に入力され、スイッチオン回路(１)とスイッチオン回路(２)の切り替え判定に用いられる。
切り替えの判定条件は、図１１に示したように、タイミングＴｆ１でスイッチオン回路(１)からスイッチオン回路(２)へ切り替える。
続いて、インダクタ電流ＩＬが正の方向へ更に増加して行くと、タイミングＴｆ３でスイッチオン回路(２)からスイッチオン回路(１)へ切り替える。
この動作により、タイミングＴｆ２での電圧波形の乱れは、ポイントｐｚ１に示す程度となる。また、タイミングＴｆ４でもポイントｐｚ２に示す程度となる。

以上に説明したように、本実施の形態によれば、インダクタ電流ＩＬの極性がゼロを跨いで正極性と負極性が切り替わる場合と、一方の極性に留まる場合とで、ＩＧＢＴとＰｉＮダイオードＤｉに生じる損失量が異なることでの過渡的な電圧変動を低減することができる。

実施の形態２．
以下、この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣ電圧変換装置を図１６から図１７を用いて説明する。
この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣ電圧変換装置は、制御ユニット３内のゲートＰＷＭ生成部１１の動作を除いて、先の実施の形態１のＤＣ／ＤＣ電圧変換装置の場合と同じであり、以下では、実施の形態１と同じ構成、動作、作用の箇所については適宜説明を省略する。

先ず、図１６はこの発明の実施の形態２におけるインダクタ電流ＩＬとスイッチング周波数切り替えの関係を模式的に示す説明図である。
図１６にて、スイッチング周波数の切り替えはインダクタ電流ＩＬに関して幅ΔＩＬｈのヒステリシスをもって行われる。
すなわち、スイッチング周波数ｆｓｗ(２)が選択されている状態で、インダクタ電流の絶対値が|Ｉｌｔａ|Ａ以上となれば、スイッチング周波数ｆｓｗ(１)で動作するよう切り替える。また、スイッチング周波数ｆｓｗ(１)が選択されている状態で、インダクタ電流の絶対値が(|ＩＬｔａ|−ΔＩＬｈａ)Ａ未満となれば、スイッチング周波数ｆｓｗ(２)で動作するよう切り替える。
ここで、スイッチング周波数ｆｓｗは、ｆｓｗ(２)の方が高周波となるｆｓｗ(２)＞ｆｓｗ(１)の関係である。
すなわち、ゲートＰＷＭ生成部１１はインダクタ電流の絶対値が大きくなり|ＩＬｔａ|Ａ以上に上昇した場合に、周波数の低いスイッチング周波数ｆｓｗ(１)でゲートＰＷＭ信号を生成出力させ、インダクタ電流の絶対値が小さくなり(|ＩＬｔａ|−ΔＩＬｈａ)Ａ未満に減少した場合に、スイッチング周波数ｆｓｗ(１)より周波数の高いスイッチング周波数ｆｓｗ(２)でゲートＰＷＭ信号を生成出力する。

スイッチング周波数が高まると、単位時間当たりのスイッチ回数が増えるため、スイッチ素子、整流素子の双方の損失が増加する。
一方、実施の形態１で説明したように、インダクタ電流ＩＬが正極性に留まる場合と、ゼロを跨いで正極性と負極性が切り替わる場合とでは、ＩＧＢＴにターンオン損失Ｅｓｗ(ｏｎ)が発生するか否か、ＰｉＮダイオードＤｉに逆回復損失Ｅｒｒが発生するか否かの相違が有り、ＩＧＢＴとＰｉＮダイオードＤｉに生じる損失量が異なるため、パワー半導体ユニットの発生損失が不連続となる。

本実施の形態では、実施の形態１でのスイッチオン回路の切り替え動作に加え、スイッチング周波数の切り替えも行うことで、パワー半導体ユニットの発生損失が不連続となるのを、さらに抑え、過渡的な電圧変動が発生するのを防止する。
このことを、図１７を用いて説明する。図１７の(ａ)はインダクタ電流ＩＬ、およびスイッチング周波数、スイッチオン回路の切り替え、、図１７の(ｂ)は本実施の形態で動作する場合のＤＣ／ＤＣ電圧変換装置の二次側電圧Ｖ２の時間波形であって、ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置の負荷量の変動により、インダクタ電流ＩＬが負から正の方向へ増加して行く場合を示している。
図１７の(ａ)のインダクタ電流ＩＬは、電流波形中の○印のタイミングで、マイクロプロセッサあるいは電子回路(図示省略)などによってサンプリングされ、制御ユニット３に入力されて、スイッチオン回路(１)とスイッチオン回路(２)の切り替え判定と共に、スイッチング周波数ｆｓｗ(１)とスイッチング周波数ｆｓｗ(２)の切り替え判定に用いられる。
図１７では、図示の簡単化のため、|ＩＬｔ|と|ＩＬｔａ|を等しく、ΔＩＬｈとΔＩＬｈａを等しく設定している。

スイッチング周波数の切り替えの判定条件は、図１６に示したように、タイミングＴｆ１ａでスイッチング周波数をｆｓｗ(２)へ切り替える判定を行い、タイミングＴｆ２ａ以降で実際のＰＷＭ波形として反映される。
続いて、インダクタ電流ＩＬが正の方向へ更に増加して行くと、タイミングＴｆ３ａでスイッチング周波数をｆｓｗ(１)へ切り替える判定を行い、タイミングＴｆ４ａ以降で実際のＰＷＭ波形として反映される。
同じく、スイッチオン回路(１)とスイッチオン回路(２)の切り替えが、タイミングＴｆ１ａ、タイミングＴｆ３ａで行われている。

上述の動作により、タイミングＴｆ２ａでの電圧波形の乱れはポイントｐｘ１で、タイミングＴｆ４ａでの電圧波形の乱れはポイントｐｘ２で示すように、図１５の(ｂ)に示される実施の形態１のものよりも、さらに低減される。

実施の形態３．
以下、この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣ電圧変換装置を図１８から図２０を用いて説明する。
この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣ電圧変換装置は、変換主回路２の整流素子であるダイオードＤｉ４ａ、Ｄｉ３ａとして、Ｓｉ材料からなるバイポーラ型のＰｉＮダイオードではなく、バンドギャップがさらに大きいシリコンカーバイド(ＳｉＣ、炭化珪素)材料のユニポーラ型(ユニポーラ半導体)のショットキーバリア・ダイオード(ＳＢＤ)を用いている。
変換主回路２の構成、動作を除いて、先の実施の形態１のＤＣ／ＤＣ電圧変換装置の場合と同じであり、以下では、実施の形態１と同じ構成、動作、作用の箇所については適宜説明を省略する。

先ず、図１８を参照して説明する。図１８は、本実施の形態による変換主回路２の構成を示しており、パワー半導体ユニットＰＵ１〜ＰＵ４のダイオードＤｉ１、Ｄｉ２、Ｄｉ３ａ、Ｄｉ４ａの整流素子の内、変換主回路２の、二次側の正極側Ｐ２に近いダイオードＤｉ３ａ、Ｄｉ４ａがＳｉＣ材料のショットキーバリアダイオード、負極側Ｎ２に近いダイオードＤｉ２、Ｄｉ１がＳｉ材料のＰｉＮダイオードである。

実施の形態１で説明したように、ＩＧＢＴ１とＩＧＢＴ４、ＩＧＢＴ２とＩＧＢＴ３は、互いに相補の論理でスイッチングすることから、ＩＧＢＴ１がターンオンする際には、ＩＧＢＴ４と逆並列に接続されるショットキーバリアダイオードＤｉ４ａのリカバリ電流がＩＧＢＴ１の導通電流に重畳し、ターンオン損失Ｅｓｗ(ｏｎ)の量に影響する。
また、ＩＧＢＴ２がターンオンする際には、ＩＧＢＴ３と逆並列に接続されるショットキーバリアダイオードＤｉ３ａのリカバリ電流がＩＧＢＴ２の導通電流に重畳し、ターンオン損失Ｅｓｗ(ｏｎ)の量に影響する。

ここで、図１９、図２０を用いて、ダイオードにＳｉ製ＰｉＮダイオードを用いる場合と、ＳｉＣ製ショットキーバリアダイオードを用いる場合でのＩＧＢＴのターンオン波形の相違について説明する。
図１９はＳｉ製ＰｉＮダイオードを用いた場合のＩＧＢＴのターンオン時の波形であって、図１９の(ａ)はコレクタ電流波形、(ｂ)はコレクタ−エミッタ間電圧波形である。
ターンオンすると、コレクタ−エミッタ間電圧は低下し、飽和電圧Ｖｃｅ(ｓａｔ)に到達する。コレクタ電流は勾配ｄｉ／ｄｔで立ち上がり、オーバーシュートの後、所定値に収束する。このオーバーシュートは、相補動作するＳｉ製ＰｉＮダイオードのリカバリ電流が重畳するために生じている。

図２０はＳｉＣ製ショットキーバリアダイオードを用いた場合のＩＧＢＴのターンオン時の波形であって、図２０の(ａ)はコレクタ電流波形、(ｂ)はコレクタ−エミッタ間電圧波形である。
図１９の(ｂ)と同様に、ターンオンすると、コレクタ−エミッタ間電圧は低下し、飽和電圧Ｖｃｅ(ｓａｔ)に到達する。図１９との対比において、ＩＧＢＴをスイッチオンするためのゲート容量の電荷充電速度を同じとしており、コレクタ電流は、図１９の(ａ)と同じ勾配ｄｉ／ｄｔで立ち上がる。但し、オーバーシュートは生じていない。これは、ＳｉＣ製ショットキーバリアダイオードが、ユニポーラ型の整流素子であって、電子のみが電荷の担い手(キャリア)として働くことから、ダイオードの逆バイアス時のリカバリ電流がほとんど流れないためである。

ＩＧＢＴのターンオン時に際して、Ｓｉ製ＰｉＮダイオードを用いるよりも、ＳｉＣ製ショットキーバリアダイオードを用いる方が、ダイオードのリカバリ電流が少なく、コレクタ電流の立ち上がり電流量と、コレクタ−エミッタ間電圧の立ち下がり電流量の積であるＩＧＢＴのターンオン損失Ｅｓｗ(ｏｎ)は、低減する。

ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置１が、図２４のハイブリッド自動車や電気自動車の電気駆動システムに組み込まれ、一次側端子Ｐ１、Ｎ１にニッケル水素電池やリチウムイオン電池などの充放電可能な二次電池が適用される場合、電池の中に存在する内部抵抗成分によって、電池が放電状態であるか、充電状態であるかによって、同じ絶対値の電流量を出力する場合であっても電池の端子電圧は大きく異なる。
すなわち、同じ二次電圧、同じ絶対値の電流量を扱う場合であっても、ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置１が一次側から二次側へ電力を供給する昇圧力行動作であるか、二次側から一次側へ電力を供給する降圧回生動作であるかによって、一次側の電圧は大きく異なり、昇圧力行動作では一次側電圧は低い目に、降圧回生動作では一次側電圧は高い目になる。

このため、同じ二次電圧、同じ絶対値の電流量を扱う場合で、ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置１の昇圧力行動作では昇圧比Ｖ２／Ｖ１は高く、降圧回生動作では昇圧比Ｖ２／Ｖ１は低くなる。したがって、一次側電流は、昇圧比Ｖ２／Ｖ１の高い昇圧力行動作の方が、昇圧比Ｖ２／Ｖ１の低い降圧回生動作よりも一次側電流が多く、スイッチ素子、整流素子の損失が多くなる。

以上のように、本実施の形態では、昇圧力行動作で主たるスイッチングを担うＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２のターンオン損失Ｅｓｗ(ｏｎ)が低減するよう、ダイオードＤｉ３ａ、Ｄｉ４ａにＳｉＣ製ショットキーバリアダイオードを適用している。
このため、ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置１の負荷量の大小によるパワー半導体ユニットの発生損失の不連続度合いが、さらに抑えられ、インダクタの導通電流ＩＬの極性の取り方の違いに起因して発生する過渡的な電圧変動を、さらに小さくすることができる。
また、スイッチ素子、整流素子の双方の損失が低減し、ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置の動作効率が向上、取り扱い可能な出力電力容量が拡大し、電力密度が増えるという効果が得られる。

実施の形態４．
以下、この発明の実施の形態４におけるＤＣ／ＤＣ電圧変換装置を図２１、図２２を用いて説明する。
この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣ電圧変換装置は、制御ユニット３内のゲート駆動部１２の構成、動作を除いて、先の実施の形態１から実施の形態３ののＤＣ／ＤＣ電圧変換装置の場合と同じであり、以下では、実施の形態１から実施の形態３と同じ構成、動作、作用の箇所については適宜説明を省略する。尚、本実施の形態では、実施の形態３で説明した図１８で示す変換主回路２が用いられる。

本実施の形態では、ゲート駆動部１２を構成する４つの個別のゲート駆動回路(１)１２１、ゲート駆動回路(２)１２２、ゲート駆動回路(３)１２３、ゲート駆動回路(４)１２４の内、ＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２に対応するゲート駆動回路(１)１２１、ゲート駆動回路(２)１２２は図２１に示す構成である。
ＩＧＢＴ３、ＩＧＢＴ４に対応するゲート駆動回路(３)１２３、ゲート駆動回路(４)１２４は図２２に示す構成である。
図２１のゲート駆動回路(１)１２１、ゲート駆動回路(２)１２２と、図２２のゲート駆動回路(３)１２３、ゲート駆動回路(４)１２４は、スイッチオン回路(１)２４ａ，２４ｂ、スイッチオン回路(２)２５ａ，２５ｂ内の回路抵抗２４２ａ、２５２ａ、２４２ｂ、２５２ｂの抵抗値が異なり、
(回路抵抗２４２ａの抵抗値)＜(回路抵抗２５２ａの抵抗値)、
(回路抵抗２４２ｂの抵抗値)＜(回路抵抗２５２ｂの抵抗値)の関係に加え、
(回路抵抗２４２ｂの抵抗値)＜(回路抵抗２４２ａの抵抗値)、
(回路抵抗２５２ｂの抵抗値)＜(回路抵抗２５２ａの抵抗値)の関係となっている。

すなわち、ゲート駆動回路(３)１２３、ゲート駆動回路(４)１２４のスイッチオン回路(１)２４ｂ、スイッチオン回路(２)２５ｂの回路抵抗値は、それぞれ、ゲート駆動回路(１)１２１、ゲート駆動回路(２)１２２のスイッチオン回路(１)２４ａ、スイッチオン回路(２)２５ａの回路抵抗値よりも低く、ＩＧＢＴ３、ＩＧＢＴ４のゲート容量の電荷充電速度は、ＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２のゲート容量の電荷充電速度よりも高速となる。

本実施の形態の変換主回路２の構成は、図１８で示すものであり、ダイオードＤｉ３ａ、Ｄｉ４ａにＳｉＣ材料のショットキーバリアダイオード、ダイオードＤｉ２、Ｄｉ１にＳｉ材料のＰｉＮダイオードを用いている。よって、ショットキーバリアダイオードＤｉ３ａ、Ｄｉ４ａのリカバリ電流が極度に少なく、ＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２でのリカバリ電流の重畳によるターンオン損失Ｅｓｗ(ｏｎ)の増加はほとんどない。
一方、ＰｉＮダイオードＤｉ１、Ｄｉ２には、バイポーラ素子であることからリカバリ電流が流れ、これが重畳して、ＩＧＢＴ３、ＩＧＢＴ４のターンオン損失Ｅｓｗ(ｏｎ)は多くなる。

このように、ＩＧＢＴ３、ＩＧＢＴ４は、ゲート駆動回路に同じ回路抵抗値を用いてターンオン動作させた場合、ＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２よりもターンオン損失Ｅｓｗ(ｏｎ)が多くなる。これに対し、ゲート駆動回路(１２１〜１２４)の回路抵抗値を上記の関係に設定し、ＩＧＢＴ３、ＩＧＢＴ４のゲート容量の電荷充電速度を、ＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２のゲート容量の電荷充電速度よりも高速とすれば、高い電流勾配ｄｉ／ｄｔで、早く立ち上がるため、ＩＧＢＴ３、ＩＧＢＴ４と比較したターンオン損失Ｅｓｗ(ｏｎ)の差は小さくなる。

以上より、図１８の変換主回路２の構成の通り、ダイオードＤｉ３、Ｄｉ４がＳｉＣ材料のショットキーバリアダイオード、ダイオードＤｉ２、Ｄｉ１がＳｉ材料のＰｉＮダイオードの場合であっても、ＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２に対する、ＩＧＢＴ３、ＩＧＢＴ４の発生損失の差を縮めることができるため、昇圧力行動作と降圧回生動作の間で、短時間に大きな負荷量の変化が生じたとしても、パワー半導体ユニットの発生損失の不連続度合いを抑え、過渡的な電圧変動を、小さくすることができる。
また、Ｓｉ材料に対し、高コストとなるＳｉＣ材料の半導体使用量を少なく(ダイオードＤｉ３、Ｄｉ４のみＳｉＣ材料を使用)し、コストの増加を抑えつつも、スイッチ素子、整流素子の双方の損失が低減し、ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置の動作効率が向上、取り扱い可能な出力電力容量が拡大して、電力密度が増えるという効果が得られる。

実施の形態５．
以下、この発明の実施の形態５におけるＤＣ／ＤＣ電圧変換装置を図２３を用いて説明する。
変換主回路２の構成、動作を除いて、先の実施の形態１のＤＣ／ＤＣ電圧変換装置の場合と同じであり、以下では、実施の形態１と同じ構成、動作、作用の箇所については適宜説明を省略する。
図２３を参照して、本実施の形態のＤＣ／ＤＣ電圧変換装置は、変換主回路２の各パワー半導体ユニットＰＵ１〜ＰＵ４の整流素子、スイッチ素子すべてに、Ｓｉ材料よりもバンドギャップがさらに大きいＳｉＣ材料のユニポーラ型の素子を用いる。
すなわち、ＳｉＣ材料によるショットキーバリアダイオード(ＳＢＤ)を整流素子(ダイオード)Ｄｉ１ａ、Ｄｉ２ａ、Ｄｉ３ａ、Ｄｉ４ａとして用いている。また、ＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２、ＩＧＢＴ３、ＩＧＢＴ４の代わりに、ＳｉＣ材料によるＭＯＳ−ＦＥＴをスイッチ素子ＦＥＴ１、ＦＥＴ２、ＦＥＴ３、ＦＥＴ４を用いている。

本実施の形態のように変換主回路２を構成すれば、ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置１の負荷量の大小によるパワー半導体ユニットの発生損失の不連続度合いを抑え、過渡的な電圧変動を小さくするできるとともに、スイッチ素子、整流素子の双方の損失が低減し、ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置の動作効率が向上、取り扱い可能な出力電力容量が拡大し、電力密度が増えるという効果が得られる。
また、スイッチ素子、整流素子の何れもが、ユニポーラ型の素子であるため、ターンオン動作、ターンオフ動作での電流勾配ｄｉ／ｄｔを、Ｓｉ材料を用いたバイポーラ型素子よりも高く設定できることから、スイッチ素子、整流素子を高周波で動作できる。したがって、ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置に用いるキャパシタ、インダクタなどの受動部品を小型化できることから、ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置自体の小型化、軽量化、電力密度の向上といった効果が得られる。

この発明のＤＣ／ＤＣ電圧変換装置によれば、変換主回路の動作時において、インダクタの導通電流が正か負のいずれか一方のみの場合に、スイッチ素子のゲート容量の電荷充電速度を増加させるよう、スイッチオン時の駆動回路を切り替える。
このため、ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置の負荷量が多く、インダクタの導通電流が、正あるいは負の一方の極性に留まることで生じるスイッチ素子のターンオン動作によるスイッチング損失の増加を抑えることとなり、ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置の負荷量の大小によってインダクタの導通電流の極性の取り方(ゼロを跨いで正負切り替わり／正あるいは負の極性に留まる)の違いでＤＣ／ＤＣ電圧変換装置のパワー半導体ユニットの発生損失が不連続となることに起因して発生する過渡的な電圧変動(ＤＣ／ＤＣ電圧変換性能の悪化)を、抑えることができる。
また、直列接続されたパワーモジュールの複数(２対以上)対のパワー半導体ユニットの内、少なくとも変換主回路の二次側端子の高電位側ノード寄りの半数のパワー半導体ユニットの整流素子は、バンドギャップがＳｉ材料による整流素子のそれよりも大きいユニポーラ半導体による整流ダイオードを用いる。
変換主回路の二次側端子の低電位側ノード寄りのスイッチ素子をスイッチングして、電圧変換装置の一次側から二次側へ電力を供給する昇圧力行動作において、スイッチ素子のターンオン動作時のスイッチング損失が低減され、ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置の負荷量の大小によるパワー半導体ユニットの発生損失の不連続度合いが、さらに緩和されることから、インダクタの導通電流の極性の取り方の違いに起因して発生する過渡的な電圧変動(ＤＣ／ＤＣ電圧変換性能の悪化)を、さらに小さくすることができる。
また、スイッチ素子、整流ダイオードの双方の損失が低減し、ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置の動作効率が向上、取り扱い可能な出力電力容量が拡大し、電力密度が増えるという効果が得られる。
また、この発明のＤＣ／ＤＣ電圧変換装置によれば、パワー半導体ユニットのスイッチ素子、整流素子として、バンドギャップがＳｉのそれよりも大きい半導体材料を用いて構成するため、実用的な半導体接合部温度の上限が従来のＳｉ材料によるスイッチ素子、整流素子よりも引き上げられことから、ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置が取り扱い可能な出力電力容量が拡大し、電力密度が向上するという効果が得られる。
これは、出力電力を増し、パワーデバイスに生じる損失が増えて半導体接合部温度がさらに高温となっても、スイッチ素子、整流素子の特性の劣化が少なく、耐熱性能が向上しており支障ないためである。

以上のように、この発明に関する実施の形態を、実施の形態１から実施の形態５によって説明したが、これらはこの発明の好適な実施事例を例示したものに過ぎない。
この発明は、これら実施の形態の構成、動作に限定されるものでなく、この発明の範囲内にある限り、別な構成、動作へ変更を加えて実施してもよい。
さらにこの発明は上記各実施の形態の可能な組み合わせを全て含むことは云うまでもない。

１ ＤＣ／ＤＣ電圧変換装置、２ 変換主回路、３ 制御ユニット、４ 直流電源、５ 電気機器、６ フィルタ、１０ 変換制御部、１１ ゲートＰＷＭ生成部、１２ｘ ゲート駆動回路、１２ ゲート駆動部、１３ ゲート電源回路、２１，２２ 信号バッファ、２３ 回路切り替え器、２４ スイッチオン回路(１)、２５ スイッチオン回路(２)、２６ スイッチオフ回路、１２１〜１２４ ゲート電源回路(１〜４)、２４１ 半導体スイッチ、２４２，２４２ａ，２４２ｂ 回路抵抗、２５１ 半導体スイッチ、２５２，２５２ａ，２５２ｂ 回路抵抗、２６１ 半導体スイッチ、２６２ 回路抵抗、Ｃ０ エネルギ移行用キャパシタ、Ｃ１，Ｃ２ 平滑キャパシタ、Ｄｉ，Ｄｉ１〜Ｄｉ４ ＰｉＮダイオード、Ｄｉ３ａ，Ｄｉ４ａ ショットキーバリアダイオード、ＦＥＴ１〜ＦＥＴ４ スイッチ素子、Ｌ インダクタ、Ｎ１，Ｎ２ 負極側端子、Ｐ１，Ｐ２ 正極側端子、ＰＵ１〜ＰＵ４ パワー半導体ユニット。

Claims (6)

1. 変換主回路と前記変換主回路の電圧変換制御を行う制御ユニットを備えたＤＣ／ＤＣ電圧変換装置であって、
   前記変換主回路は、
   前記変換主回路の一次側、二次側のそれぞれの正極側端子と負極側端子の間に接続され電圧を平滑する第１および第２の平滑キャパシタと、
   それぞれがスイッチ素子と整流素子が逆並列接続されてなる２つのパワー半導体ユニットからなるパワー半導体ユニットの対を２対以上含み、各対の一方のパワー半導体ユニット同士が一次側の正極側端子と二次側の正極側端子の間で直列接続され、他方のパワー半導体ユニット同士が一次側の正極側端子と二次側の負極側端子の間で前記一方のパワー半導体ユニットとは逆方向に直列接続されてなるパワーモジュールと、
   二次側端の前記パワー半導体ユニットの対を除いて、各パワー半導体ユニットの対の一方のパワー半導体ユニットと他方のパワー半導体ユニットのそれぞれの二次側端間に接続されたエネルギ移行用キャパシタと、
   一次側端の前記パワー半導体ユニットの対と一次側の正極側端子の間接続されたインダクタと、
   を含み、
   前記制御ユニットは、前記変換主回路の動作時において、前記インダクタの導通電流が正極性か負極性のいずれか一方に留まる場合に、前記各パワー半導体ユニットのスイッチ素子のゲート容量の電荷充電速度を増加させるよう抵抗値の異なる複数のスイッチオン回路を切り替えて制御を行う手段を含む、
   ことを特徴とするＤＣ／ＤＣ電圧変換装置。
2. 前記制御ユニットは、前記変換主回路の動作時において、前記インダクタの導通電流がゼロを跨いで正極性と負極性と交互に切り替わる場合に、前記スイッチ素子のスイッチング周波数を高めるよう切り替える手段をさらに含むことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣ電圧変換装置。
3. 前記パワーモジュールの各パワー半導体ユニットの対の前記一方の側のパワー半導体ユニットの整流素子が、バンドギャップがＳｉ材料による整流素子のバンドギャップより大きいユニポーラ半導体のダイオードからなることを特徴とする請求項１または２に記載のＤＣ／ＤＣ電圧変換装置。
4. 前記制御ユニットは、前記パワーモジュールの各パワー半導体ユニットの対の前記一方の側のパワー半導体ユニットのスイッチ素子のゲート容量の電荷充電速度が、前記他方の側のパワー半導体ユニットのスイッチ素子のゲート容量の電荷充電速度よりも高速となるよう動作することを特徴とする請求項３に記載のＤＣ／ＤＣ電圧変換装置。
5. 前記各パワー半導体ユニットのスイッチ素子と整流素子のいずれか一方または両方が、バンドギャップがＳｉ材料によるバンドギャップよりも大きい半導体からなる素子であることを特徴とする請求項１から３までのいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣ電圧変換装置。
6. 変換主回路の電圧変換制御を制御ユニットで行うＤＣ／ＤＣ電圧変換装置の電圧変換制御方法であって、
   前記変換主回路が、前記変換主回路の一次側、二次側のそれぞれの正極側端子と負極側端子の間に接続され電圧を平滑する第１および第２の平滑キャパシタと、それぞれがスイッチ素子と整流素子が逆並列接続されてなる２つのパワー半導体ユニットからなるパワー半導体ユニットの対を２対以上含み、各対の一方のパワー半導体ユニット同士が一次側の正極側端子と二次側の正極側端子の間で直列接続され、他方のパワー半導体ユニット同士が一次側の正極側端子と二次側の負極側端子の間で前記一方のパワー半導体ユニットとは逆方向に直列接続されてなるパワーモジュールと、二次側端の前記パワー半導体ユニットの対を除いて、各パワー半導体ユニットの対の一方のパワー半導体ユニットと他方のパワー半導体ユニットのそれぞれの二次側端間に接続されたエネルギ移行用キャパシタと、一次側端の前記パワー半導体ユニットの対と一次側の正極側端子の間接続されたインダクタとを備え、変換主回路の動作時において、前記インダクタの導通電流が正極性か負極性のいずれか一方に留まる場合に、前記各パワー半導体ユニットのスイッチ素子のゲート容量の電荷充電速度を増加させるよう抵抗値の異なる複数のスイッチオン回路を切り替えて制御を行う、
   ことを特徴とするＤＣ／ＤＣ電圧変換装置の電圧変換制御方法。

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