JP6185860B2 - 双方向コンバータ - Google Patents

Description

本発明は、双方向に電圧及び電力を変換して出力する双方向コンバータに関する。

東日本大震災以来、太陽光発電や風力発電など、いわゆる再生可能エネルギーへの注目が高まり、なかでも太陽光発電に用いる太陽光パネルの導入が加速されている。一方で、これらの再生可能エネルギーは、出力が天候や気候に依存し、電力の供給と需要が必ずしも一致しないため、系統電圧を乱す要因となりうる課題がある。

こうした課題への対応策の一つとして、蓄電池を用いたピークシフトが検討されている。これは、発電量のうち需要量をＰＣＳ（Power Conditioning System、直流交流交換電力調整装置）を介して系統に供給し、余剰エネルギーを蓄電池に溜めておくシステムであり、需要量が発電量を上回った際には蓄電池に溜めておいたエネルギーを放出することで、再生可能エネルギーの出力と実際の電力需要との整合をはかる。

実際に蓄電池を利用する場合には、蓄電池に充電してエネルギーを蓄積しておき、必要に応じて蓄電池から放電してエネルギーを放出するプロセスが必要となる。以上のプロセスは、一般的に双方向ＤＣ／ＤＣコンバータによって行われるが、充放電という２度の電力変換では、それぞれで変換ロスが発生する。このため、エネルギーを有効に利用するためには、より高効率に電力変換を行える双方向ＤＣ／ＤＣコンバータが必要となる。

双方向コンバータは、入出力の電圧関係に制限を加えない場合、回路動作的には（１）降圧充電、（２）昇圧放電、（３）昇圧充電、及び（４）降圧放電の４つの動作を行う必要がある。これらの動作は、例えば４つのパワー半導体素子と磁性部品（コイル）と２つの入出力端子を備え、２つの入出力端子のそれぞれに２つのパワー半導体素子をカスケード状に接続し、接続したパワー半導体素子の中点のそれぞれを磁性部品で接続した回路構成を持つ双方向コンバータによって実現できる。しかし、この場合には、各スイッチの動作パターンは（１）〜（４）の動作毎に異なり、電力変換の量を制御するＰＷＭ（pulse width modulation、パルス幅変調）信号で動作させるスイッチ素子も、（１）〜（４）の動作毎に別となるため、制御が複雑となる。

制御を簡単にするためには、予め電圧関係を制限し、例えば充電池の電圧が常に系統電圧より低い条件に動作範囲を限定することで、必要な動作を（１）降圧充電と（２）昇圧放電の２つに絞ることが可能である。一方、この場合には、動作マージンを考慮すれば蓄電池の設定範囲を低くする必要があり、この分電流ピーク値が上昇するので伝送ロスやスイッチング損失が増加し、効率が低下する可能性がある。一般に、変換器の効率は、電圧変換率が１に近いほど高い効率を示す傾向にあるため、この高効率の領域を動作範囲として設定することができない。

高効率化のために動作範囲を制限しない場合、前述したように動作モードが４つとなって制御が複雑となる。特許文献１には、こうした課題に対応するための制御の簡略化方法が開示されている。また、特許文献２には、双方向コンバータの連続的な制御の例が記載されている。

図１３Ａは、従来の双方向コンバータを示すブロック図であり、主回路部１００とスイッチング制御部２００を示している。特許文献１が開示した双方向コンバータの主回路部（昇降圧部）とスイッチング制御部を示すブロック図と同等の図を作成し、図１３Ａとして示した。説明のため、図１３Ａでは、電圧源Ａには蓄電池が、電圧源Ｂには直流バス配線を介してＰＣＳなどが接続されているものと仮定する。従って、電圧源Ａから電圧源Ｂへの向きに電流が流れる場合は放電、電圧源Ｂから電圧源Ａへの向きに電流が流れる場合は充電として、以降説明する。

従来の双方向コンバータは、主回路部１００とスイッチング制御部２００を備え、主回路部１００は、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４と磁性部品（コイル）Ｍを備え、スイッチング制御部２００は、ＰＷＭ信号分配部２２０を備える。さらに、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２と並列に容量Ｃ１が接続され、スイッチ素子Ｓ３、Ｓ４と並列に容量Ｃ２が接続されている。

スイッチング制御部２００では、０％から２００％の範囲で変化する制御信号を生成する。この制御信号は、ＰＷＭ信号分配部２２０で基準値と比較される。電流の方向が充電の場合、制御信号が昇圧基準値の１００％以下であれば、スイッチング制御部２００は、対応するＰＷＭ信号でスイッチ素子Ｓ２を駆動し、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ４をオフにし、スイッチ素子Ｓ３をオンにして昇圧充電を行う。一方、制御信号が変化して昇圧基準値の１００％を超えた場合には、スイッチング制御部２００は、対応するＰＷＭ信号でスイッチ素子Ｓ３を駆動し、他のスイッチ素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ４をオフにする。電流の方向が放電の場合は、同様にして、昇圧の場合はスイッチ素子Ｓ４を、降圧の場合はスイッチ素子Ｓ１をＰＷＭ信号で駆動する。以上のように、制御信号の変動範囲を広げて２つの動作に対応するスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の制御を共通化することにより、制御を簡略化し、より安価なコントローラを用いることができる。

しかしながら、上記の制御では、制御値の導出過程において昇圧と降圧の処理は共通化されるものの、電流の向きが逆転する充電と放電の処理は別々のままである。

図１３Ｂは、図１３Ａに示した従来の双方向コンバータの動作波形の例を示す図である。図１３Ｂの上段には、放電方向を正としたときのインダクタ電流を示し、下段には、昇圧放電時のスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の動作波形を示した。図１３Ｂの下段に示したのは、特許文献１に記載の方法で、放電から充電へと電流の向きが切り替わるときの動作波形の変化の例である。

図１３Ｂについて簡単に説明する。昇圧放電の電流量を制御するスイッチＳ４をＰＷＭ信号で駆動している状態から、前段階としてＳ４のデューティを小さくし、放電電流を０に低下させる。次に、充電電流を起動するため、オン状態だったＳ１をオフとし、降圧充電のスイッチ素子Ｓ３のデューティを最小から徐々に増やして、充電電流を増やしていく。

特開２０１２−２０５４２７号公報 特開２０１２−２４４６４２号公報

双方向コンバータを用い、太陽光発電と組み合わせた蓄電システムを構築する場合において、発電量即ち供給量と需要量とが近接する場合には、双方向コンバータに流れる電流の向きが頻繁に変わりうる。このような場合、特許文献１に記載の方法では、上記のように放電電流を０に低下させてから、逆方向に流れる充電電流を増やしていかなくてはならない。このため、双方向コンバータでは、応答に遅れが生じ、制御電圧の変動幅が増加する可能性がある。これを抑制するためには、容量Ｃ１、Ｃ２として、より大容量の電解コンデンサを入出力端子に接続することが有効である。しかし、この方法はコスト増加の要因となり、好ましくない。

つまり、太陽光発電などの再生可能エネルギーの発電と組み合わせた蓄電システムで用いる双方向コンバータには、特許文献１では説明されていない、充放電を連続的に行う方法が求められており、かつ電流の向きが変わるのを抑制可能な、すなわち逆方向に流れる電流（逆方向電流）を抑制可能な制御方法が求められている。逆方向電流を抑制する方法は、特許文献１にも特許文献２にも開示されていない。

本発明は、双方向に電圧及び電力を変換する双方向コンバータにおいて、昇降圧または充放電を連続的に制御する場合に、起動時の逆方向電流の発生を抑制することができる双方向コンバータを提供することを目的とする。

本発明による双方向コンバータは、次のような特徴を有する。

第１の外部装置と接続される第１の入出力端子と、第２の外部装置と接続される第２の入出力端子と、コイルと、前記第１の入出力端子の正極側と前記コイルの一端との間に接続された第１のスイッチ素子と、前記第１の入出力端子の負極側と前記コイルの前記一端との間に接続された第２のスイッチ素子と、前記第２の入出力端子の正極側と前記コイルの他端との間に接続された第３のスイッチ素子と、前記第２の入出力端子の負極側と前記コイルの前記他端との間に接続された第４のスイッチ素子とを備える。定常時には、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子は相補的に動作し、前記第３のスイッチ素子と前記第４のスイッチ素子は相補的に動作して、前記第１の入出力端子から前記第２の入出力端子へ、または前記第２の入出力端子から前記第１の入出力端子へ電圧及び電力を変換する。起動時から前記定常時に達するまでの一定期間は、前記定常時にオンである前記第１のスイッチ素子から前記第４のスイッチ素子のうち少なくとも１つをオフにして、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子の組みと、前記第３のスイッチ素子と前記第４のスイッチ素子の組のうち、少なくとも一方の組みは相補的に動作をしない。

本発明によれば、双方向に電圧及び電力を変換する双方向コンバータにおいて、昇降圧または充放電を連続的に制御する場合に、起動時の逆方向電流の発生を抑制することができる双方向コンバータを提供することができる。

本発明の実施例１による双方向コンバータのブロック図である。 ４つの動作におけるスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の動作パターンをまとめた表である。 実施例１における双方向コンバータのスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の、定常時の４つの動作における動作パターンを示す表である。 図２Ｂの表を、まとめた表である。 実施例１の双方向コンバータの、昇圧放電による起動時の電流波形を、各スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の動作波形と共に示す図である。 実施例１の双方向コンバータが、降圧放電で起動し、その後、昇圧放電へ移行するまでの波形の概略の一例を示す図である。 実施例１の双方向コンバータが、降圧放電で起動し、その後、昇圧充電へ移行するまでの波形の概略の一例を示す図である。 実施例１の双方向コンバータが、昇圧放電で起動し、その後、降圧放電へ移行するまでの波形の概略の一例を示す図である。 実施例１の双方向コンバータが、昇圧放電で起動し、その後、降圧充電へ移行するまでの波形の概略の一例を示す図である。 実施例１の双方向コンバータが、昇圧充電で起動し、その後、降圧充電へ移行するまでの波形の概略の一例を示す図である。 実施例１の双方向コンバータが、昇圧充電で起動し、その後、降圧放電へ移行するまでの波形の概略の一例を示す図である。 実施例１の双方向コンバータが、降圧充電で起動し、その後、昇圧充電へ移行するまでの波形の概略の一例を示す図である。 実施例１の双方向コンバータが、降圧充電で起動し、その後、昇圧放電へ移行するまでの波形の概略の一例を示す図である。 本発明の実施例２による双方向コンバータが、昇圧放電で起動したときの動作の一例を示す図である。 従来の双方向コンバータを示すブロック図である。 従来の双方向コンバータの、電流の向きが切り替わるときの動作波形の例を示す図である。 実施例１による双方向コンバータの制御フローの概要を説明する図である。 太陽光発電と組み合わせた蓄電システムにおいて、本発明による双方向コンバータを用いたシステムの構成例を示す図である。

本発明は、太陽光発電など、出力が必ずしも安定しない、いわゆる再生可能エネルギーの発電設備を効果的に利用するために、蓄電池と組み合わせてピークシフトを実現するようなシステム（例えば、蓄電池とＰＣＳとこれらを接続する双方向ＤＣ／ＤＣコンバータとを備えるシステム）において、起動時に逆方向電流を発生させることなく、効率の高い電圧条件において昇降圧または充放電といった動作の切り替えを高速に行う制御が可能な双方向コンバータを提供する。また、本発明は、上記の制御をより簡易な方式で実現するので、より安価なコントローラを双方向コンバータに使用できるようにすると共に、双方向コンバータの設計コストや制御プログラムの作成工数の削減にも貢献する。

本発明による双方向コンバータは、４つのスイッチ素子を備え、定常時には、第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子が相補的に動作し、第３のスイッチ素子と第４のスイッチ素子が相補的に動作する。起動時から定常時に達するまでの一定期間は、定常時にオンである第１のスイッチ素子から第４のスイッチ素子のうち少なくとも１つがオフになり、第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子の組みと、第３のスイッチ素子と第４のスイッチ素子の組のうち、少なくとも一方の組みは相補的に動作をしない。

本発明によれば、昇降圧または充放電という電圧条件または電流方向の変化に際して切替制御を行う双方向コンバータにおいて、起動時の逆方向電流を抑制することができる。このため、本発明による双方向コンバータは、昇降圧または充放電という動作条件の変化に対して高速に応答することができる。また、高負荷時に同様の制御を適用することにより、双方向コンバータの消費電力を抑制し、効率を向上することができる。

以下、本発明の実施例による双方向コンバータを、図面を用いて説明する。本発明の実施例による双方向コンバータは、双方向に電圧及び電力を変換して出力するＤＣ／ＤＣコンバータである。

本発明の実施例１による双方向コンバータを、図１〜図１１を用いて説明する。

図１は、本発明の実施例１による双方向コンバータのブロック図である。図１では、一例として、非絶縁型の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを示している。図１に示すように、双方向コンバータ１は、電力を変換する主回路部１０と、主回路部１０を制御するスイッチング制御部２０とで構成され、第１の入出力端子Ｔ１と第２の入出力端子Ｔ２とを備える。第１の入出力端子Ｔ１は、第１の外部装置と接続され、第２の入出力端子Ｔ２は、第２の外部装置と接続される。

主回路部１０の構成について説明する。第１の入出力端子Ｔ１には、カスケード接続された第１のスイッチ素子Ｑ１と第２のスイッチ素子Ｑ２とが接続されており、さらにこれらのスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２と並列に第１の容量Ｃ１が接続されている。第１のスイッチ素子Ｑ１は、第１の入出力端子Ｔ１の正極側に接続され、第２のスイッチ素子Ｑ２は、第１の入出力端子Ｔ１の負極側に接続される。第２の入出力端子Ｔ２には、カスケード接続された第３のスイッチ素子Ｑ３と第４のスイッチ素子Ｑ４とが接続されており、さらにこれらのスイッチ素子Ｑ３、Ｑ４と並列に第２の容量Ｃ２が接続されている。第３のスイッチ素子Ｑ３は、第２の入出力端子Ｔ２の正極側に接続され、第４のスイッチ素子Ｑ４は、第２の入出力端子Ｔ２の負極側に接続される。

第１のスイッチ素子Ｑ１と第２のスイッチ素子Ｑ２との接続部と、第３のスイッチ素子Ｑ３と第４のスイッチ素子Ｑ４との接続部には、磁性部品であるコイルＬが接続される。また、双方向コンバータ１は非絶縁型であるので、第１の入出力端子Ｔ１と第２の入出力端子Ｔ２の負極側は、共に共通の基準電位に接続されている。図１の双方向コンバータ１は、その形状から、Ｈブリッジ型の回路と呼ばれることもある。

本実施例では、第１の入出力端子Ｔ１には、第１の外部装置として電圧源Ａが接続され、第２の入出力端子Ｔ２には、第２の外部装置として電圧源Ｂが接続されるものとする。ここで、以後の説明のため、電圧源Ａには蓄電池が、電圧源Ｂには系統（例えばＰＣＳ）側の直流バス配線が接続されているものとする。このため、双方向コンバータ１に流れる電流ｉが、電圧源Ａから電圧源Ｂに向かって流れると放電となり、逆に電圧源Ｂから電圧源Ａに向かって流れると充電となる。すなわち、第２の入出力端子Ｔ２から電圧源Ｂへ出力する場合が放電であり、第１の入出力端子Ｔ１から電圧源Ａへ出力する場合が充電である。このとき、双方向コンバータ１に流れる電流ｉの向きは、放電の場合を「正」とし、充電の場合を「負」とする。なお、蓄電池の電圧をＶｂａｔで表し、系統側の直流バスの電圧をＶｒａｉｌで表す。電圧Ｖｂａｔは、第１の入出力端子Ｔ１の電圧であり、電圧Ｖｒａｉｌは、第２の入出力端子Ｔ２の電圧である。

第１から第４のスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のそれぞれは、並列接続されたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）とダイオード１３ａ〜１３ｄとで構成される。スイッチ素子Ｑ１のコレクタ端子は、第１の入出力端子Ｔ１の正極側に接続される。スイッチ素子Ｑ１のエミッタ端子とスイッチ素子Ｑ２のコレクタ端子は、コイルＬの一端に接続される。スイッチ素子Ｑ２のエミッタ端子は、第１の入出力端子Ｔ１の負極側に接続される。スイッチ素子Ｑ３のコレクタ端子は、第２の入出力端子Ｔ２の正極側に接続される。スイッチ素子Ｑ３のエミッタ端子とスイッチ素子Ｑ４のコレクタ端子は、コイルＬの他端に接続される。スイッチ素子Ｑ４のエミッタ端子は、第２の入出力端子Ｔ２の負極側に接続される。

スイッチ素子Ｑ１のコレクタ端子には、第１の容量Ｃ１の正極側が接続され、スイッチ素子Ｑ２のエミッタ端子には、第１の容量Ｃ１の負極側が接続される。スイッチ素子Ｑ３のコレクタ端子には、第２の容量Ｃ２の正極側が接続され、スイッチ素子Ｑ４のエミッタ端子には、第２の容量Ｃ２の負極側が接続される。また、第１から第４までのスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のそれぞれのコレクタとエミッタとの間には、逆電流防止のためのダイオード１３ａ〜１３ｄがそれぞれ接続される。ダイオード１３ａ〜１３ｄは、アノードがスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のエミッタ側に、カソードがスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のコレクタ側に接続される。

主回路部１０は、電圧Ｖｂａｔ、電圧Ｖｒａｉｌ、及びコイルＬに流れる電流ｉ（インダクタ電流ｉ）を検出することができる。電圧Ｖｂａｔと電圧Ｖｒａｉｌは、それぞれ、第１の容量Ｃ１と第２の容量Ｃ２の電圧を検出することにより、求めることができる。インダクタ電流ｉは、シャント抵抗などを利用して検出することができるが、本実施例ではインダクタ電流ｉの流れる向きも検出する必要があるので、ＨＣＴ（Hole Current Transducer）のように電流の向きを判定可能な素子を用いて検出する。電圧Ｖｂａｔ、電圧Ｖｒａｉｌ、及びインダクタ電流ｉの検出回路は、図１では図示を省略している。

スイッチング制御部２０は、制御部２１、ＰＷＭ信号生成部２２、逆電流側出力オフ部２３、及びＡＮＤ回路Ａ１〜Ａ４を備え、各スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の駆動信号を生成する。

制御部２１は、主回路部１０で検出された電圧源Ａの電圧Ｖｂａｔ、電圧源Ｂの電圧Ｖｒａｉｌ、及びコイルＬに流れる電流ｉ（インダクタ電流ｉ）を受け取る。これらの値は、デジタル値に変換されて、制御部２１に入力される。デジタル値への変換は、専用のＡＤＣ（Analog Digital Converter、ＡＤコンバータ）のＩＣ（集積回路）を用いて行ってもよく、制御部２１がＡＤＣ機能を内蔵する場合には制御部２１が行ってもよい。そして、制御部２１は、動作条件によって、入力した検出値によりインダクタ電流ｉを制御するために、各スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のデューティを決定するための制御信号を、ＰＷＭ信号生成部２２に出力する。本実施例の双方向コンバータの場合には、インダクタ電流ｉの方向と、２つの電圧源Ａ、Ｂの電圧の大小関係とによって、４つのスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の動作条件が異なる。このため、スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の制御信号は、０〜２００％に相当する値をとるものとする。

ＰＷＭ信号生成部２２は、受信した制御信号に応じて、０〜２００％の値を各スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４に割り当てる。

デューティを決定するための制御値は、一般的なＰＩ制御によって求められる。例えば、電圧源Ｂの電圧Ｖｒａｉｌを一定とするような定電圧制御であれば、入力電圧Ｖｒａｉｌと目標電圧との差分をフィードバックしてＰＩ制御を行うことにより、目標となる電流指令値を演算し、さらに検出電流ｉとの差分をフィードバックしてＰＩ制御を行うことで、デューティ決定に必要な制御値を演算する。電流ｉが正負の値をカバーするため、充放電電流を制御し、双方向コンバータの動作が実現可能となる。一方、蓄電池に充電してその充電状態を制御することが目的であれば、目標電圧の制御対象を電圧源Ａの電圧ＶｂａｔとしてＰＩ演算により電流指令値を導出し、さらに電流指令値の動作範囲を制御することで、目的にあったコンバータの動作が可能である。

なお、制御方式としてＰＩ制御を例に挙げたが、要求される精度や応答速度など必要に応じて、ＰＩＤ制御などを用いることも可能である。

ここで、Ｈブリッジ型の回路構成を持つ双方向コンバータの最も単純なスイッチ制御として、以下の制御を考える。

降圧放電、すなわち電圧Ｖｂａｔ＞電圧Ｖｒａｉｌで電圧源Ａから電圧源Ｂへ電流を流す制御を行うときは、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４をオフ状態にし、スイッチ素子Ｑ１をＰＷＭ信号により駆動してデューティ制御をする。スイッチ素子Ｑ１がオンの期間に、電圧源Ａから、スイッチ素子Ｑ１、コイルＬ、及びスイッチ素子Ｑ３と並列接続されたダイオード１３ｃを介して、電圧源Ｂへ電流を流す。スイッチ素子Ｑ１がオフの期間には、コイルＬに蓄えられたエネルギーによって、スイッチ素子Ｑ２に並列のダイオード１３ｂ、コイルＬ、及びスイッチ素子Ｑ３に並列のダイオード１３ｃを介して、電圧源Ｂへ環流する。

昇圧放電、すなわち電圧Ｖｂａｔ＜電圧Ｖｒａｉｌで電圧源Ａから電圧源Ｂへ電流を流す制御を行うときは、スイッチ素子Ｑ１をオン状態にし、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ３をオフ状態にし、スイッチ素子Ｑ４をＰＷＭ信号により駆動してデューティ制御をする。スイッチ素子Ｑ４がオンの期間に、スイッチ素子Ｑ１、コイルＬ、及びスイッチ素子Ｑ４を介して、電圧源Ａに戻る電流が発生する。スイッチ素子Ｑ４がオフの期間には、コイルＬに蓄えられたエネルギーによって、電流は、スイッチ素子Ｑ４からスイッチ素子Ｑ３に並列のダイオード１３ｃへと転流し、電圧源Ｂへと供給される。

降圧充電、すなわち電圧Ｖｂａｔ＜電圧Ｖｒａｉｌで電圧源Ｂから電圧源Ａへ電流を流す制御を行うときは、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ４をオフ状態にし、スイッチ素子Ｑ３をＰＷＭ信号により駆動してデューティ制御をする。スイッチ素子Ｑ３がオンの期間に、電圧源Ｂから、スイッチ素子Ｑ３、コイルＬ、及びスイッチ素子Ｑ１と並列接続されたダイオード１３ａを介して、電圧源Ａへ電流が流れる。スイッチ素子Ｑ３がオフの期間には、コイルＬに蓄えられたエネルギーによって、スイッチ素子Ｑ４に並列のダイオード１３ｄ、コイルＬ、及びスイッチ素子Ｑ１に並列のダイオード１３ａを介して、電圧源Ａへ環流する。

昇圧充電、すなわち電圧Ｖｂａｔ＞電圧Ｖｒａｉｌで電圧源Ｂから電圧源Ａへ電流を流す制御を行うときは、スイッチ素子Ｑ３をオン状態にし、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ４をオフ状態にし、スイッチ素子Ｑ２をＰＷＭ信号によりデューティ制御をする。スイッチ素子Ｑ２がオンの期間に、スイッチ素子Ｑ３、コイルＬ、及びスイッチ素子Ｑ２を介して電圧源Ｂに戻る電流が発生する。スイッチ素子Ｑ２がオフの期間には、コイルＬに蓄えられたエネルギーによって、電流は、スイッチ素子Ｑ２からスイッチ素子Ｑ１に並列のダイオード１３ａへと転流し、電圧源Ａへ供給される。

図２Ａは、以上の４つの動作におけるスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の動作パターンを表にまとめたものである。図２Ａにおいて、「ＰＷＭ」はデューティ制御を行うことを表しており、ＰＷＭ信号で駆動されてオンとオフが切り替わる動作波形となる動作パターンを示す。「ＯＮ」は動作波形がオンで一定（Ｈ）となる動作パターンを示し、「ＯＦＦ」は動作波形がオフで一定（Ｌ）となる動作パターンを示す。各動作モードでデューティ制御が必要なのは１つのスイッチ素子のみであり、その他のスイッチ素子はオンまたはオフに固定されている。また、各動作モードで異なるスイッチ素子がデューティ制御を行う。

放電について改めて確認すると、電圧Ｖｂａｔ＞電圧Ｖｒａｉｌでスイッチ素子Ｑ１を任意のデューティでＰＷＭ制御している状態から、電圧Ｖｂａｔが低下して電圧Ｖｂａｔと電圧Ｖｒａｉｌとの電位差が接近すると、Ｑ１のデューティを拡大する方向となる。さらに、電位が逆転して電圧Ｖｂａｔ＜電圧Ｖｒａｉｌとなると、Ｑ１はオン、すなわちデューティ１００％で、Ｑ４のデューティを０％から拡大してゆく制御となる。Ｑ１をデューティ制御している間のＱ４は、オフ状態、すなわち０％デューティである。従って、０〜２００％の間で変動する制御値に対して、Ｑ１には制御値の０〜１００％をデューティとして適用し、それ以上はデューティ１００％で固定し、Ｑ４には制御値の１００〜２００％を０〜１００％にシフトしてデューティとして適用し、それ以下はデューティ０％で固定とする。このようにすれば、単一の制御値で昇降圧放電に必要なＱ１とＱ４のデューティを、オン、オフ状態も含めて決定することができる。

充電についても同様に考えることができ、Ｑ２とＱ３に対して０〜２００％の間で変動する制御値を用いることで、昇降圧充電に必要なＱ２とＱ３のデューティを決定することができる。

ここで図２Ａの表に注目し、放電時について考える。放電時の制御に必要なスイッチはＱ１とＱ４であり、Ｑ２とＱ３はオフ状態である。上下アーム（Ｑ１とＱ２の組み、またはＱ３とＱ４の組み）のスイッチは、２つが同時にオンになると電圧源を短絡するので危険であるが、片方のみのオン動作であれば必ずしも問題とはならない。そこで、定常時のＱ２とＱ３の動作に対し、組みになるアームとオン／オフが反転した信号を入力する場合について想定し、予想される動作を検討する。

降圧放電の場合は、Ｑ１が「ＰＷＭ」でＱ４が「ＯＦＦ」のため、Ｑ２をＱ１の相補的なＰＷＭ制御にしてＱ３を「ＯＮ」にすると、Ｑ２のオフ期間は従来通りであり、オン期間は並列のダイオード１３ｂを流れる期間でオンとなっていても問題ない。また、Ｑ３がオンになる点も、常に並列のダイオード１３ｃを電流が流れる形となっているため、問題とはならない。なお、Ｑ２をＱ１の相補的なＰＷＭ制御にするとは、Ｑ２の動作を、Ｑ１に対してオンとオフが逆であるＰＷＭ制御にすることである。

昇圧放電の場合は、Ｑ１が「ＯＮ」でＱ４が「ＰＷＭ」のため、Ｑ２は「ＯＦＦ」で変わらず、Ｑ３がＱ４の相補的なＰＷＭ制御となる。Ｑ３のオフ期間は従来通りであり、オン期間はＱ４がオフとなってＱ３に並列のダイオード１３ｃに転流する期間のため、こちらも定常的には問題とならない。なお、Ｑ３がＱ４の相補的なＰＷＭ制御になるとは、Ｑ３の動作が、Ｑ４に対してオンとオフが逆であるＰＷＭ制御になることである。

降圧充電と昇圧充電の場合にも、降圧放電と昇圧放電の場合と同様のことがいえる。

図２Ｂは、これらの動作を表にしたものであり、オン／オフが反転した信号を入力する場合の、スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の動作パターンを表にまとめたものである。図２Ｂから、降圧放電と昇圧充電は、Ｑ１とＱ２のＰＷＭが反転状態、すなわちＱ１とＱ２が相補動作をすることがわかる。このことを考慮すると、各スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の動作は一致している。同様に、昇圧放電と降圧充電は、Ｑ３とＱ４の動作が相補的であることを考慮すれば、各スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の動作は一致している。動作条件としては、前者が電圧Ｖｂａｔ＞電圧Ｖｒａｉｌであり、後者が電圧Ｖｂａｔ＜電圧Ｖｒａｉｌで、それぞれ電圧条件は一致している。このことから、図２Ｂの制御は、充放電の判定処理が不要であることを意味する。

図２Ｃは、このように、０〜２００％の変動幅を持つ制御値と相補動作を組み合わせて得られた図２Ｂの表を、まとめた表である。図２Ｃに示すスイッチ制御により、昇降圧と充放電のそれぞれの判定をすることなく、双方向コンバータの制御を行うことができる。

以上のように、ＰＷＭ信号生成部２２では、制御部２１より入力された０〜２００％の信号に応じて、０〜１００％の値に対応するデューティ信号ＰＤ１と、１００〜２００％の値に対応するデューティ信号ＰＤ２とを出力する。信号ＰＤ１は、それぞれＱ１とＱ２の駆動信号を出力するＡＮＤ回路Ａ１とＡ２に一方（図１ではＡ２側）が反転されて入力され、信号ＰＤ２は、それぞれＱ３とＱ４の駆動信号を出力するＡＮＤ回路Ａ３とＡ４に一方（図１ではＡ４側）が反転されて入力される。

上記では、上下アーム（Ｑ１とＱ２の組み、及びＱ３とＱ４の組み）の信号を反転させた相補信号で駆動することで、定常的には動作モードの判定が不要となることを述べた。しかしながら、いくつかの動作条件においては、相補駆動が問題となる場合が発生する。

例えば、降圧放電の起動時において、相補駆動とするとＱ３がオンの状態で、ＰＷＭ制御のＱ１がオフとなってＱ２がオンに切り替わる場合には、Ｑ１のデューティが小さくコイルＬに十分なエネルギーが蓄えられていないと、ダイオード１３ｂ、コイルＬ、及びダイオード１３ｃの経路で流れる放電電流が０になった後は、逆にＱ３、コイルＬ、及びＱ２の経路で電圧源Ｂの電圧Ｖｒａｉｌを印加電圧とする電流が流れる。このため、コイルＬには逆向きの電流が発生する。初期デューティによっては、安定状態に移行する前に逆方向に過電流が発生してシステムを破壊しかねない。このため、起動時は、逆方向電流を抑制するために、逆方向電流を流すスイッチ素子をオフにすることが必要である。

このため、制御部２１は、インダクタ電流ｉの向きと逆方向電流の抑制期間との判定を行い、逆方向電流を流すスイッチ素子をオフにするための信号を、逆電流側出力オフ部２３に出力する。

逆電流側出力オフ部２３は、受信内容に応じて、放電電流または充電電流の制御スイッチを停止するための２つの出力（通常はオン（Ｈ）出力）を有し、停止する側の信号をオフ（Ｌ）にする。２つの出力は、放電制御側がＱ１とＱ４を出力するＡＮＤ回路Ａ１とＡ４に入力され、充電制御側がＱ２とＱ３を出力するＡＮＤ回路Ａ２とＡ３に入力される。

従って、上記で説明したように、降圧放電モードの起動時には、充電電流を抑制するための信号が逆電流側出力オフ部２３から出力されてＱ２とＱ３を停止し、充電方向の過電流の発生を抑制しつつ、双方向コンバータ１を起動する。なお、逆方向の電流を抑制するための信号は、一定期間または電流が一定値に到達した後に解除することで、本実施例の特徴である充放電や昇降圧の判定を必要としない双方向コンバータ１の制御を行うことができる。

なお、図１では、ＡＮＤ回路Ａ１〜Ａ４の出力は、そのまま主回路部１０のスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４を駆動するように描かれているが、実際には、スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のゲート端子を駆動するために必要な電流を供給するバッファまたは外付けのゲートドライバ回路を間に接続する。しかし、このことは、双方向コンバータ１の制御動作の本質から外れるため、図１では省略している。同様に、上下アームの信号間でデッドタイムを設定する必要があるが、これも説明を省略している。

図２Ｂは、上述したように、オン／オフが反転した信号を入力する場合の、スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の動作パターンを表にまとめたものである。本実施例における双方向コンバータのスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４は、定常時には、図２Ｂの表に従って、４つの動作における動作パターンを行う。定常時の４つの動作は、降圧放電、昇圧放電、降圧充電、及び昇圧充電である。上述したように、図２Ｂにおいて、「ＰＷＭ」はＰＷＭ信号で駆動されてオンとオフが切り替わる動作波形となる動作パターンを示し、「ＯＮ」は動作波形が一定のオン（Ｈ）となる動作パターンを示し、「ＯＦＦ」は動作波形が一定のオフ（Ｌ）となる動作パターンを示す。上線が付いている「ＰＷＭ」は、上線が付いていない「ＰＷＭ」の相補的な動作パターン、すなわち、上線が付いていない「ＰＷＭ」に対してオンとオフが逆である動作パターンを示す。

図２Ｂの表から、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２は互いに相補動作（オンとオフが逆の動作）を行い、スイッチ素子Ｑ３とスイッチ素子Ｑ４は互いに相補動作を行うことがわかる。さらに、図２Ｂの表から、「ＰＷＭ」の動作パターンが相補的であること以外は、降圧放電と昇圧充電の制御が一致し、昇圧放電と降圧充電の制御が一致することがわかる。

図２Ｂの表において、背景が灰色に塗ってある部分の動作パターンは、後述するように、起動時から定常時に達するまでの一定期間は、オンであるスイッチ素子をオフにして、このスイッチ素子が相補動作を行わないようにする動作パターンである。

図１４は、本実施例による双方向コンバータの制御フローの概要を説明する図である。

双方向コンバータ１のスイッチング制御部２０は、双方向コンバータ１の起動信号を受信後、双方向コンバータ１を起動させ（Ｓ１０）、動作モードの選択など必要な処理を行ってから制御を開始し（Ｓ２０）、入力値から電流指令値を演算する。

起動から数サイクルは、応答時間のために、演算のみの制御周期となる場合がある。この結果、電流指令値が初期の０から有意の値に変化すると、電流指令値の正負（電流の向き）によって充電か放電かが決まるため、主回路部１０は、電流方向を検出する（Ｓ３０）。

スイッチング制御部２０は、抑制すべき逆方向電流の向きを判定し、抑制する向きの電流を流すスイッチ素子をオフにする信号を逆電流側出力オフ部２３から出力し、逆方向電流を抑制する制御を続ける（Ｓ４０）。

その後、スイッチング制御部２０は、逆方向電流を抑制する制御を終了するか否かを判定する（Ｓ５０）。

スイッチング制御部２０は、定常時に達するまでの一定期間が起動時から経過した場合（すなわち、逆方向電流が発生する恐れがなくなるとみなす期間が経過した場合、または電流が予め定めた基準値に到達した場合）に、逆方向電流を抑制する制御を終了する（Ｓ６０）。

逆方向電流を抑制する制御を終了した後、スイッチング制御部２０は、スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４に、図２Ｂまたは図２Ｃに示したような相補動作を実行させ、定常制御に移行する（Ｓ７０）。

図１４からわかるように、本実施例による双方向コンバータの制御フローは、起動後の電流の向きを検出して逆方向電流を抑制するだけのシンプルなものであり、充放電及びそれぞれの昇降圧に対応している。

図３を用いて、昇圧放電の場合を例に挙げて、起動時の逆方向電流（放電電流とは逆方向の電流）の発生の様子と、その回避方法について説明する。

図３は、本実施例の双方向コンバータの、昇圧放電による起動時の電流波形を、各スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の動作波形と共に示す図である。双方向コンバータの電流波形は、コイルＬ（インダクタＬ）に流れる電流ｉ（インダクタ電流）の波形を示している。双方向コンバータは、起動すると、時刻ｔｃ０で定常状態になるものとする。なお、図３の下段のスイッチ素子Ｑ３の点線で示した動作波形は、起動時に定常時の動作をさせた場合の波形を示し、上段のグラフの点線は、この場合の電流波形を示す。昇圧放電であるので、第１の入出力端子Ｔ１に接続された蓄電池（電圧源Ａ）の電圧Ｖｂａｔよりも、第２の入出力端子Ｔ２に接続された系統側の直流バス（電圧源Ｂ）の電圧Ｖｒａｉｌの方が高くなっている。

図２Ｂに示したように、定常時の昇圧放電での駆動波形は、ＰＷＭ制御されたスイッチ素子Ｑ３とスイッチ素子Ｑ４によるこれらの相補動作である。そこで、起動時に、図２Ｂの動作パターンに従い、図３に示すように、スイッチ素子Ｑ４のデューティが小さい状態から、点線で示したスイッチ素子Ｑ３の相補波形が入力されると、インダクタＬの電流波形は図３の上段のグラフの点線のようになる。すなわち、起動時に、図２Ｂの定常時の動作パターンに従ってスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４を動作させると、Ｑ３の長いＰＷＭ動作のオン期間の間に、Ｑ３、インダクタＬ、及びダイオード１３ａの経路に電流が流れ、放電電流とは逆方向の充電電流（逆方向電流）が流れてしまい、放電の制御ができない。

すなわち、起動時に、インダクタ電流ｉが不連続に流れる電流不連続モード（図３の上段の電流波形において時刻ｔ＜ｔｃ０の場合のように、電流が流れていない期間がある制御方式）のまま、Ｑ３を相補動作させると、Ｑ３がオンの期間に逆方向電流を発生させてしまう。そこで、起動時にスイッチ素子Ｑ３をオフにすると、充電電流の発生が抑制されるため、放電電流の量を制御することができる。ただし、時刻ｔ＝ｔｃ０に、インダクタ電流ｉが立ち上がって連続して流れる電流連続モード（電流が流れていない期間がない定常動作のモード）に移行後は、Ｑ３がオンになっても急に逆方向電流が増加しないため、起動時のＱ３をオフにする制御は、電流連続モードに移行した後に解除することが可能である。

インダクタ電流ｉが電流不連続モードから電流連続モードに移行したか否かは、スイッチング制御部２０の制御部２１が判定することができる。制御部２１は、インダクタ電流ｉを監視し、インダクタ電流ｉが予め定めた基準値ｉｔｈ１＋を超えた場合には、インダクタ電流ｉが電流不連続モードから電流連続モードに移行したと判定する。基準値ｉｔｈ１＋は、事前に行う試験などに基づいて、任意に定めることができる。一般的には、時間Δｔにおける電流の変位Δｉは２つの電圧源Ａ、Ｂの電位差ΔＶ＝｜Ｖｒａｉｌ−Ｖｂａｔ｜によりΔｉ＝ΔＶ・Δｔ／Ｌで求められるので、電位差と周期から電流変動が最大となるケースにマージンを見込んで設定することになる。

また、実際の動作時には、双方向コンバータ１は様々な条件下で動くことが考えられ、場合によっては低負荷の条件下で動作し、なかなか電流が連続モードに移行しない場合も想定される。このため、インダクタ電流ｉが立ち上がるのに十分とみなすことのできる時間ｔｓｏを予め設定しておき、この時間ｔｓｏが経過したら定常動作に移行したとみなして、逆方向電流の発生を抑制するためにスイッチ素子をオフにする制御を解除してもよい。時間ｔｓｏは、事前に行う試験などに基づいて、任意に定めることができる。

このように、逆方向電流の発生を抑制するためにスイッチ素子をオフにする制御は、電流連続モードへの移行後または予め設定した時間ｔｓｏの経過後に、双方向コンバータの動作が定常に達したとみなして解除するのが、より実用的である。

以上、昇圧放電の場合を例に挙げて、逆方向電流の発生の様子と、その抑制方法について説明した。本実施例の双方向コンバータ１は、既に述べたように４つの動作を行うので、以下、それぞれの動作を行う制御について、図４から図１１を用いて説明する。これらの説明では、スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の相補駆動が動作の切り替わり時に機能する様子についても述べる。

図４から図１１は、図１に示した双方向コンバータ１の動作の一例を示す図である。図４から図１１において、上段には、２つの入出力端子Ｔ１、Ｔ２の電圧を、それぞれに接続される蓄電池の電圧Ｖｂａｔと系統電圧Ｖｒａｉｌとで示す。

図４から図１１の中段には、インダクタＬ（コイルＬ）に流れる電流（インダクタ電流ｉ）を示す。インダクタ電流ｉの符号は、インダクタ電流ｉの向きに対応し、放電方向、すなわち蓄電池（電圧源Ａ）から系統（電圧源Ｂ）への方向を正とし、逆方向である充電方向を負とする。中段のグラフには、あわせてスイッチング制御部２０の制御部２１が演算した制御電流（指令値Ｉｒｅｆ）の波形を示している。指令値Ｉｒｅｆは、インダクタ電流ｉの目標値であり、概ね、インダクタ電流ｉが指令値Ｉｒｅｆに一致するようにスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の動作波形を制御することで、双方向コンバータ１の変換電力を制御する。なお、時刻ｔｓ１は、双方向コンバータ１の制御が時刻ｔ＝０で開始された後、スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４が実際に駆動する時刻である。

図４から図１１の下段には、起動時をはじめとする３つの時間帯について、スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の数周期分の動作波形を部分的に示す。

以下、図４から図１１のそれぞれについて、双方向コンバータ１の制御と波形を説明する。

図４は、双方向コンバータ１が、降圧放電で時刻ｔ＝０に起動し、その後、昇圧放電へ移行するまでの波形の概略の一例を示す図である。

上段の電圧グラフに示すように、起動時は、蓄電池の電圧Ｖｂａｔが系統電圧Ｖｒａｉｌより高く、その後、放電により蓄電池の電圧が低下することで、時刻ｔ＝ｔｃｖにおいて電圧の大小関係が逆転する。

スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の動作波形は、図２Ｂの降圧放電では、Ｑ１が「ＰＷＭ」、Ｑ２が「ＰＷＭ」（Ｑ１の相補動作）、Ｑ３が「ＯＮ」、Ｑ４が「ＯＦＦ」であり、Ｑ１とＱ２は互いに相補動作を行い、Ｑ３とＱ４は互いに相補動作を行う。本制御では、起動時には、逆方向電流を抑制するために、図２ＢではオンであるＱ２とＱ３をオフにし、Ｑ２はＱ１との相補動作を行わず、Ｑ３はＱ４との相補動作を行わない。従って、図４の下段のスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の動作波形に示すように、起動時には、Ｑ２からＱ４がオフであり、Ｑ１には小さいデューティが次第に大きくなるＰＷＭ信号が印加され、インダクタ電流ｉが指令値Ｉｒｅｆに等しくなるような制御が行われる。

インダクタ電流ｉが予め定めた基準値ｉｔｈ１＋を超えて電流連続モードに移行するか、基準値ｉｔｈ１＋に到達しない場合でも予め定めた時間ｔｓｏを経過したら、図４の下段のスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の動作波形に示すように、時刻ｔ＝ｔｓ２でＱ２とＱ３のオフを解除し、図２Ｂの降圧放電に示すように、Ｑ２が「ＰＷＭ」（Ｑ１の相補動作）、Ｑ３が「ＯＮ」の動作を行う。すなわち、Ｑ１とＱ２は互いに相補動作を行い、Ｑ３とＱ４は互いに相補動作を行う。

その後、時刻ｔ＝ｔｃｖでＶｂａｔとＶｒａｉｌの電圧の大小が逆転すると、双方向コンバータ１は、昇圧放電に移行し、図２Ｂの昇圧放電に示したように、Ｑ１が「ＯＮ」、Ｑ２が「ＯＦＦ」、Ｑ３が「ＰＷＭ」（Ｑ４の相補動作）、Ｑ４が「ＰＷＭ」であり、Ｑ１とＱ２は互いに相補動作を行い、Ｑ３とＱ４は互いに相補動作を行い、放電状態を継続する。

図４の中段のグラフに示すように、これらの制御を実行している間は、インダクタ電流ｉの向きは、常に正であり、変わらない。

図５は、双方向コンバータ１が、降圧放電で時刻ｔ＝０に起動し、その後、昇圧充電へ移行するまでの波形の概略の一例を示す図である。

上段の電圧グラフに示すように、起動時は、蓄電池の電圧Ｖｂａｔが系統電圧Ｖｒａｉｌより高く、電圧の大小関係はそのまま推移する。

スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の動作波形は、図２Ｂの降圧放電では、Ｑ１が「ＰＷＭ」、Ｑ２が「ＰＷＭ」（Ｑ１の相補動作）、Ｑ３が「ＯＮ」、Ｑ４が「ＯＦＦ」であり、Ｑ１とＱ２は互いに相補動作を行い、Ｑ３とＱ４は互いに相補動作を行う。本制御では、起動時には、逆方向電流を抑制するために、図２ＢではオンであるＱ２とＱ３をオフにし、Ｑ２はＱ１との相補動作を行わず、Ｑ３はＱ４との相補動作を行わない。従って、図５の下段のスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の動作波形に示すように、起動時には、Ｑ２からＱ４がオフであり、Ｑ１には小さいデューティが次第に大きくなるＰＷＭ信号が印加され、インダクタ電流ｉが指令値Ｉｒｅｆに等しくなるような制御が行われる。

インダクタ電流ｉが予め定めた基準値ｉｔｈ１＋を超えて電流連続モードに移行するか、基準値ｉｔｈ１＋に到達しない場合でも予め定めた時間ｔｓｏを経過したら、図５の下段のスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の動作波形に示すように、時刻ｔ＝ｔｓ２でＱ２とＱ３のオフを解除し、図２Ｂの降圧放電に示すように、Ｑ２が「ＰＷＭ」（Ｑ１の相補動作）、Ｑ３が「ＯＮ」の動作を行う。すなわち、Ｑ１とＱ２は互いに相補動作を行い、Ｑ３とＱ４は互いに相補動作を行う。

その後、双方向コンバータ１の動作が降圧放電から昇圧充電へ移行するという条件に従って、時刻ｔ＝ｔｃｉで電流の向きが切り替わる場合にも、Ｑ２はＱ１の相補動作を行ったままで、Ｑ３はＱ４の相補動作を行ったままで、自動的に充電状態へ移行する。すなわち、図２Ｂの昇圧充電に示したように、Ｑ１が「ＰＷＭ」（Ｑ２の相補動作）、Ｑ２が「ＰＷＭ」、Ｑ３が「ＯＮ」、Ｑ４が「ＯＦＦ」の動作を行う。

図５の中段のグラフに示すように、立ち上がった放電電流は徐々に減少し、時刻ｔ＝ｔｃｉで電流の向きが逆転し、充電電流へ切り替わる。

図６は、双方向コンバータ１が、昇圧放電で時刻ｔ＝０に起動し、その後、降圧放電へ移行するまでの波形の概略の一例を示す図である。

上段の電圧グラフに示すように、起動時は、蓄電池の電圧Ｖｂａｔが系統電圧Ｖｒａｉｌより低く、その後、放電により蓄電池の電圧Ｖｂａｔが低下し、さらに急速に系統電圧Ｖｒａｉｌが低下することで、時刻ｔ＝ｔｃｖにおいて電圧の大小関係が逆転する。

スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の動作波形は、図２Ｂの昇圧放電では、Ｑ１が「ＯＮ」、Ｑ２が「ＯＦＦ」、Ｑ３が「ＰＷＭ」（Ｑ４の相補動作）、Ｑ４が「ＰＷＭ」であり、Ｑ１とＱ２は互いに相補動作を行い、Ｑ３とＱ４は互いに相補動作を行う。本制御では、起動時には、逆方向電流を抑制するために、図２ＢではオンであるＱ３をオフにし、Ｑ３はＱ４との相補動作を行わない。従って、図６の下段のスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の動作波形に示すように、起動時には、Ｑ１がオン、Ｑ２とＱ３がオフであり、Ｑ４には小さいデューティが次第に大きくなるＰＷＭ信号が印加され、インダクタ電流ｉが指令値Ｉｒｅｆに等しくなるような制御が行われる。

インダクタ電流ｉが予め定めた基準値ｉｔｈ１＋を超えて電流連続モードに移行するか、基準値ｉｔｈ１＋に到達しない場合でも予め定めた時間ｔｓｏを経過したら、図６の下段のスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の動作波形に示すように、時刻ｔ＝ｔｓ２でＱ３のオフを解除し、図２Ｂの昇圧放電に示すように、Ｑ２が「ＯＦＦ」の動作のままであり、Ｑ３が「ＰＷＭ」（Ｑ４の相補動作）の動作を行う。すなわち、Ｑ３はＱ４の相補動作を行う。

その後、時刻ｔ＝ｔｃｖでＶｂａｔとＶｒａｉｌの電圧の大小が逆転すると、双方向コンバータ１は、降圧放電に移行し、図２Ｂの降圧放電に示したように、Ｑ１が「ＰＷＭ」、Ｑ２が「ＰＷＭ」（Ｑ１の相補動作）、Ｑ３が「ＯＮ」、Ｑ４が「ＯＦＦ」であり、Ｑ１とＱ２は互いに相補動作を行い、Ｑ３とＱ４は互いに相補動作を行い、放電状態を継続する。

図６の中段のグラフに示すように、これらの制御を実行している間は、インダクタ電流ｉの向きは、常に正であり、変わらない。

図７は、双方向コンバータ１が、昇圧放電で時刻ｔ＝０に起動し、その後、降圧充電へ移行するまでの波形の概略の一例を示す図である。

上段の電圧グラフに示すように、起動時は、蓄電池の電圧Ｖｂａｔが系統電圧Ｖｒａｉｌより低く、電圧の大小関係はそのまま推移する。

スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の動作波形は、図２Ｂの昇圧放電では、Ｑ１が「ＯＮ」、Ｑ２が「ＯＦＦ」、Ｑ３が「ＰＷＭ」（Ｑ４の相補動作）、Ｑ４が「ＰＷＭ」であり、Ｑ１とＱ２は互いに相補動作を行い、Ｑ３とＱ４は互いに相補動作を行う。本制御では、起動時には、逆方向電流を抑制するために、図２ＢではオンであるＱ３をオフにし、Ｑ３はＱ４との相補動作を行わない。従って、図７の下段のスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の動作波形に示すように、起動時には、Ｑ１がオンであり、Ｑ２とＱ３がオフであり、Ｑ４には小さいデューティが次第に大きくなるＰＷＭ信号が印加され、インダクタ電流ｉが指令値Ｉｒｅｆに等しくなるような制御が行われる。

インダクタ電流ｉが予め定めた基準値ｉｔｈ１＋を超えて電流連続モードに移行するか、基準値ｉｔｈ１＋に到達しない場合でも予め定めた時間ｔｓｏを経過したら、図７の下段のスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の動作波形に示すように、時刻ｔ＝ｔｓ２でＱ３のオフを解除し、図２Ｂの昇圧放電に示すように、Ｑ３が「ＰＷＭ」（Ｑ４の相補動作）の動作を行う。すなわち、Ｑ１とＱ２は互いに相補動作を行い、Ｑ３とＱ４は互いに相補動作を行う。

その後、双方向コンバータ１の動作が昇圧放電から降圧充電へ移行するという条件に従って、時刻ｔ＝ｔｃｉで電流の向きが切り替わる場合にも、Ｑ２はＱ１の相補動作を行ったままで、Ｑ３はＱ４の相補動作を行ったままで、自動的に充電状態へ移行する。すなわち、図２Ｂの降圧充電に示したように、Ｑ１が「ＯＮ」、Ｑ２が「ＯＦＦ」、Ｑ３が「ＰＷＭ」、Ｑ４が「ＰＷＭ」（Ｑ３の相補動作）の動作を行う。

図７の中段のグラフに示すように、立ち上がった放電電流は徐々に減少し、時刻ｔ＝ｔｃｉで電流の向きが逆転し、充電電流へ切り替わる。

図８は、双方向コンバータ１が、昇圧充電で時刻ｔ＝０に起動し、その後、降圧充電へ移行するまでの波形の概略の一例を示す図である。

上段の電圧グラフに示すように、起動時は、蓄電池の電圧Ｖｂａｔが系統電圧Ｖｒａｉｌより高く、その後、充電により蓄電池の電圧が増加し、さらに急速に系統電圧Ｖｒａｉｌが増加することで、時刻ｔ＝ｔｃｖにおいて電圧の大小関係が逆転する。

スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の動作波形は、図２Ｂの昇圧充電では、Ｑ１が「ＰＷＭ」（Ｑ２の相補動作）、Ｑ２が「ＰＷＭ」、Ｑ３が「ＯＮ」、Ｑ４が「ＯＦＦ」であり、Ｑ１とＱ２は互いに相補動作を行い、Ｑ３とＱ４は互いに相補動作を行う。本制御では、起動時には、逆方向電流を抑制するために、図２ＢではオンであるＱ１をオフにし、Ｑ１はＱ２との相補動作を行わない。従って、図８の下段のスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の動作波形に示すように、起動時には、Ｑ１とＱ４がオフであり、Ｑ３がオンであり、Ｑ２には小さいデューティが次第に大きくなるＰＷＭ信号が印加され、インダクタ電流ｉが指令値Ｉｒｅｆに等しくなるような制御が行われる。

インダクタ電流ｉが予め定めた基準値ｉｔｈ１−を超えて電流連続モードに移行するか、基準値ｉｔｈ１−に到達しない場合でも予め定めた時間ｔｓｏを経過したら、図８の下段のスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の動作波形に示すように、時刻ｔ＝ｔｓ２でＱ１のオフを解除し、図２Ｂの昇圧充電に示すように、Ｑ１が「ＰＷＭ」（Ｑ２の相補動作）の動作を行う。すなわち、Ｑ１とＱ２は互いに相補動作を行い、Ｑ３とＱ４は互いに相補動作を行う。基準値ｉｔｈ１−は、基準値ｉｔｈ１＋と絶対値が同じで符号が反対の（負の）値である。

その後、時刻ｔ＝ｔｃｖでＶｂａｔとＶｒａｉｌの電圧の大小が逆転すると、双方向コンバータ１は、降圧充電に移行し、図２Ｂの降圧充電に示したように、Ｑ１が「ＯＮ」、Ｑ２が「ＯＦＦ」、Ｑ３が「ＰＷＭ」、Ｑ４が「ＰＷＭ」（Ｑ３の相補動作）であり、Ｑ１とＱ２は互いに相補動作を行い、Ｑ３とＱ４は互いに相補動作を行い、充電状態を継続する。

図８の中段のグラフに示すように、これらの制御を実行している間は、インダクタ電流ｉの向きは、常に負であり、変わらない。

図９は、双方向コンバータ１が、昇圧充電で時刻ｔ＝０に起動し、その後、降圧放電へ移行するまでの波形の概略の一例を示す図である。

上段の電圧グラフに示すように、起動時は、蓄電池の電圧Ｖｂａｔが系統電圧Ｖｒａｉｌより高く、電圧の大小関係はそのまま推移する。

スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の動作波形は、図２Ｂの昇圧充電では、Ｑ１が「ＰＷＭ」（Ｑ２の相補動作）、Ｑ２が「ＰＷＭ」、Ｑ３が「ＯＮ」、Ｑ４が「ＯＦＦ」であり、Ｑ１とＱ２は互いに相補動作を行い、Ｑ３とＱ４は互いに相補動作を行う。本制御では、起動時には、逆方向電流を抑制するために、図２ＢではオンであるＱ１をオフにし、Ｑ１はＱ２との相補動作を行わない。従って、図９の下段のスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の動作波形に示すように、起動時には、Ｑ１とＱ４がオフであり、Ｑ３がオンであり、Ｑ２には小さいデューティが次第に大きくなるＰＷＭ信号が印加され、インダクタ電流ｉが指令値Ｉｒｅｆに等しくなるような制御が行われる。

インダクタ電流ｉが予め定めた基準値ｉｔｈ１−を超えて電流連続モードに移行するか、基準値ｉｔｈ１−に到達しない場合でも予め定めた時間ｔｓｏを経過したら、図９の下段のスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の動作波形に示すように、時刻ｔ＝ｔｓ２でＱ１のオフを解除し、図２Ｂの昇圧充電に示すように、Ｑ１が「ＰＷＭ」（Ｑ２の相補動作）を行う。すなわち、Ｑ１とＱ２は互いに相補動作を行い、Ｑ３とＱ４は互いに相補動作を行う。

その後、双方向コンバータ１の動作が昇圧充電から降圧放電へ移行するという条件に従って、時刻ｔ＝ｔｃｉで電流の向きが切り替わる場合にも、Ｑ１はＱ２の相補動作を行ったままで、Ｑ３はＱ４の相補動作を行ったままで、自動的に放電状態へ移行する。すなわち、図２Ｂの降圧放電に示したように、Ｑ１が「ＰＷＭ」、Ｑ２が「ＰＷＭ」（Ｑ１の相補動作）、Ｑ３が「ＯＮ」、Ｑ４が「ＯＦＦ」の動作を行う。

図９の中段のグラフに示すように、立ち上がった充電電流は徐々に減少し、時刻ｔ＝ｔｃｉで電流の向きが逆転し、放電電流へ切り替わる。

図１０は、双方向コンバータ１が、降圧充電で時刻ｔ＝０に起動し、その後、昇圧充電へ移行するまでの波形の概略の一例を示す図である。

上段の電圧グラフに示すように、起動時は、蓄電池の電圧Ｖｂａｔが系統電圧Ｖｒａｉｌより低く、その後、充電により蓄電池の電圧が増加することで、時刻ｔ＝ｔｃｖにおいて電圧の大小関係が逆転する。

スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の動作波形は、図２Ｂの降圧充電では、Ｑ１が「ＯＮ」、Ｑ２が「ＯＦＦ」、Ｑ３が「ＰＷＭ」、Ｑ４が「ＰＷＭ」（Ｑ３の相補動作）であり、Ｑ１とＱ２は互いに相補動作を行い、Ｑ３とＱ４は互いに相補動作を行う。本制御では、起動時には、逆方向電流を抑制するために、図２ＢではオンであるＱ１とＱ４をオフにし、Ｑ１はＱ２との相補動作を行わず、Ｑ４はＱ３との相補動作を行わない。従って、図１０の下段のスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の動作波形に示すように、起動時には、Ｑ１とＱ２とＱ４がオフであり、Ｑ３には小さいデューティが次第に大きくなるＰＷＭ信号が印加され、インダクタ電流ｉが指令値Ｉｒｅｆに等しくなるような制御が行われる。

インダクタ電流ｉが予め定めた基準値ｉｔｈ１−を超えて電流連続モードに移行するか、基準値ｉｔｈ１−に到達しない場合でも予め定めた時間ｔｓｏを経過したら、図１０の下段のスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の動作波形に示すように、時刻ｔ＝ｔｓ２でＱ１とＱ４のオフを解除し、図２Ｂの降圧充電に示すように、Ｑ１が「ＯＮ」、Ｑ４が「ＰＷＭ」（Ｑ３の相補動作）の動作を行う。すなわち、Ｑ１とＱ２は互いに相補動作を行い、Ｑ３とＱ４は互いに相補動作を行う。

その後、時刻ｔ＝ｔｃｖでＶｂａｔとＶｒａｉｌの電圧の大小が逆転すると、双方向コンバータ１は、昇圧充電に移行し、図２Ｂの降圧充電に示したように、Ｑ１が「ＰＷＭ」（Ｑ２の相補動作）、Ｑ２が「ＰＷＭ」、Ｑ３が「ＯＮ」、Ｑ４が「ＯＦＦ」であり、Ｑ１とＱ２は互いに相補動作を行い、Ｑ３とＱ４は互いに相補動作を行い、充電状態を継続する。

図１０の中段のグラフに示すように、これらの制御を実行している間は、インダクタ電流ｉの向きは、常に負であり、変わらない。

図１１は、双方向コンバータ１が、降圧充電で時刻ｔ＝０に起動し、その後、昇圧放電へ移行するまでの波形の概略の一例を示す図である。

上段の電圧グラフに示すように、起動時は、蓄電池の電圧Ｖｂａｔが系統電圧Ｖｒａｉｌより低く、電圧の大小関係はそのまま推移する。

スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の動作波形は、図２Ｂの降圧充電では、Ｑ１が「ＯＮ」、Ｑ２が「ＯＦＦ」、Ｑ３が「ＰＷＭ」、Ｑ４が「ＰＷＭ」（Ｑ３の相補動作）であり、Ｑ１とＱ２は互いに相補動作を行い、Ｑ３とＱ４は互いに相補動作を行う。本制御では、起動時には、逆方向電流を抑制するために、図２ＢではオンであるＱ１とＱ４をオフにし、Ｑ１はＱ２との相補動作を行わず、Ｑ４はＱ３との相補動作を行わない。従って、図１１の下段のスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の動作波形に示すように、起動時には、Ｑ１とＱ２とＱ４がオフであり、Ｑ３には小さいデューティが次第に大きくなるＰＷＭ信号が印加され、インダクタ電流ｉが指令値Ｉｒｅｆに等しくなるような制御が行われる。

インダクタ電流ｉが予め定めた基準値ｉｔｈ１−を超えて電流連続モードに移行するか、基準値ｉｔｈ１−に到達しない場合でも予め定めた時間ｔｓｏを経過したら、図１１の下段のスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の動作波形に示すように、時刻ｔ＝ｔｓ２でＱ１とＱ４のオフを解除し、図２Ｂの降圧充電に示すように、Ｑ１が「ＯＮ」、Ｑ４が「ＰＷＭ」（Ｑ３の相補動作）を行う。すなわち、Ｑ１とＱ２は互いに相補動作を行い、Ｑ３とＱ４は互いに相補動作を行う。

その後、双方向コンバータ１の動作が降圧充電から昇圧放電へ移行するという条件に従って、時刻ｔ＝ｔｃｉで電流の向きが切り替わる場合にも、Ｑ１はＱ２の相補動作を行ったままで、Ｑ３はＱ４の相補動作を行ったままで、自動的に放電状態へ移行する。すなわち、図２Ｂの昇圧放電に示したように、Ｑ１が「ＯＮ」、Ｑ２が「ＯＦＦ」、Ｑ３が「ＰＷＭ」（Ｑ４の相補動作）、Ｑ４が「ＰＷＭ」の動作を行う。

図１１の中段のグラフに示すように、立ち上がった充電電流は徐々に減少し、時刻ｔ＝ｔｃｉで電流の向きが逆転し、放電電流へ切り替わる。

以上、図４から図１１を用いて、本実施例の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータが行う４つの動作において、起動時の逆方向電流を抑制するための具体的な制御方法と、起動後に動作が切り替わる場合の例について説明した。本実施例に示した制御方法では、起動時の制御は複雑となるが、定常時には、Ｑ１とＱ２が互いに相補動作を行い、Ｑ３とＱ４が互いに相補動作を行う制御方法によって、各動作の切り替えを意識することなく、しかも連続的に高速応答することが可能である。

なお、現在では、ＩＧＢＴとダイオードを組み合わせたＩＧＢＴモジュールが広く普及しているため、図１に示した回路であれば、Ｑ１とＱ２、及びＱ３とＱ４にそれぞれ逆接続されたダイオード１３ａ〜１３ｄの部分に、２素子構成のＩＧＢＴモジュールを利用してもよい。

本実施例では、スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４としてＩＧＢＴを用いると説明した。その他の半導体素子であるパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxcide Silicon Field-Effect Transistor）や、近年開発が進み、低損失に注目が集まっているＳｉＣ（Silicon Carbide）やＧａＮ（Gallium Nitride）によるスイッチ素子をスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４に用いても、本実施例と同様の効果が得られることは明らかである。

図１２を用いて、本発明の実施例２による双方向コンバータを説明する。本実施例による双方向コンバータは、図１に示した実施例１の双方向コンバータ１と同様の構成を備える。本実施例による双方向コンバータのスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４は、実施例１の双方向コンバータのスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４と同様の動作を行うが、さらに、以下に説明する動作を行うことができる。

図１２は、本実施例による双方向コンバータが、昇圧放電で時刻ｔ＝０に起動したときの動作の一例を示す図である。図４〜図１１と同様に、上段には、蓄電池の電圧Ｖｂａｔと系統電圧Ｖｒａｉｌを示し、中段には、インダクタ電流ｉを示す。下段には、３つの時間帯について、スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の数周期分の動作波形を部分的に示す。

以下、双方向コンバータが昇圧放電で起動した場合を説明した図６を参照して、本実施例による双方向コンバータの動作を説明する。

実施例１で図６を用いて説明したように、昇圧放電で起動後、インダクタ電流ｉが予め定めた基準値ｉｔｈ１＋を超えて電流連続モードに移行したら、時刻ｔ＝ｔｓ２でスイッチ素子Ｑ３のオフ（逆方向電流を抑制するための動作）を解除する。図１２と図６に示すように、Ｑ３は、「ＰＷＭ」（Ｑ４の相補動作）の動作を行って、Ｑ４の相補動作を行う。

さらに放電電流が増加して、インダクタ電流ｉが予め定めた第２の基準値ｉｔｈ２＋を超えた場合（時刻ｔ＝ｔｏｆｆ＋）には、再びＱ３をオフにする。この制御により、Ｑ３をスイッチングするための電力を削減することができる。Ｑ３は、電力変換動作に寄与しないスイッチ素子なので、オフにしてもよい。第２の基準値ｉｔｈ２＋は、事前に行う試験などに基づいて任意に定めることができ、基準値ｉｔｈ１＋より絶対値が大きな値である。

一般に、このような動作は、双方向コンバータの制御を複雑にする。しかし、本実施例による双方向コンバータは、昇圧放電時のＱ３のように電圧及び電力の変換に関与しないスイッチ素子をオフにする機能を有しているため、第２の基準値ｉｔｈ２＋を設定し、この基準値を超えた場合に、適切なスイッチ素子をオフにする処理を加えるだけでよく、制御が複雑になることはない。

放電電流が減少して、インダクタ電流ｉが再度基準値ｉｔｈ１＋に達した場合（時刻ｔ＝ｔｏｎ＋）には、Ｑ３のオフを解除する。Ｑ３は、「ＰＷＭ」（Ｑ４の相補動作）の動作を行って、Ｑ４の相補動作を行うので、放電から充電へ電流の方向が切り替わる場合に対応できる。このため、本実施例による双方向コンバータは、高速な応答が可能であるという特徴を持つ。

以上の説明では、昇圧放電の場合を例に挙げて説明したが、降圧放電の場合も同様に対応可能である。また、充電の場合は、第２の基準値ｉｔｈ２＋と絶対値が同じで符号が反対の（負の）第２の基準値ｉｔｈ２−を設定し、以上の説明と同様の方法で、充電電流の値に応じてスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４を動作させることで、若干でも消費電力を低減できる。

図１５を用いて、本発明の実施例３による双方向コンバータを説明する。図１５は、太陽光発電と組み合わせた蓄電システムにおいて、本発明による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１を用いたシステムの構成例を示す図である。

太陽電池３は、単方向のＤＣ／ＤＣコンバータ５によって高圧バス配線９に接続されており、さらにＤＣ／ＡＣインバータ４を介して負荷６に接続されている。太陽電池３が発電したエネルギーは、負荷６に供給される。高圧バス配線９には、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１を介して、蓄電池２が接続されている。

太陽電池３の発電は、時間、量ともにコントロールできない。このため、太陽電池３が発電したエネルギーは、電力の需要がない場合には、蓄電池２に充電されて蓄えられる。電力を負荷６に供給する必要がある場合は、蓄電池２が放電することで、太陽電池３が発電したエネルギーを有効に利用できる。

図１５では、ＤＣ／ＡＣインバータ４は、負荷６にのみ接続しているが、系統に接続することも可能である。また、太陽電池３の代わりに、その他の発電手段、例えば風力発電機などの再生エネルギー源を用いて蓄電システムを構成しても、本発明による双方向コンバータ１の効果が得られることは、いうまでもない。

なお、本発明は、上記の実施例に限定されるものではなく、様々な変形例を含む。例えば、上記の実施例は、本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、本発明は、必ずしも説明した全ての構成を備える態様に限定されるものではない。

１…双方向コンバータ、２…蓄電池、３…太陽電池、４…ＤＣ／ＡＣインバータ、５…単方向のＤＣ／ＤＣコンバータ、６…負荷、９…高圧バス配線、１０…主回路部、１３ａ〜１３ｄ…ダイオード、２０…スイッチング制御部、２１…制御部、２２…ＰＷＭ信号生成部、２３…逆電流側出力オフ部、１００…従来の双方向コンバータの主回路部、２００…従来の双方向コンバータのスイッチング制御部、２２０…ＰＷＭ信号分配部、Ｃ１…第１の容量、Ｃ２…第２の容量、ｉ…インダクタ電流、ｉｔｈ１＋、ｉｔｈ１−、ｉｔｈ２＋、ｉｔｈ２−…基準値、Ｌ…コイル、Ｍ…磁性部品、Ｑ１…第１のスイッチ素子、Ｑ２…第２のスイッチ素子、Ｑ３…第３のスイッチ素子、Ｑ４…第４のスイッチ素子、Ｓ１〜Ｓ４…スイッチ素子、Ｔ１…第１の入出力端子、Ｔ２…第２の入出力端子、Ｖｂａｔ…蓄電池の電圧、Ｖｒａｉｌ…系統側の直流バスの電圧。

Claims (4)

1. 第１の外部装置と接続される第１の入出力端子と、
   第２の外部装置と接続される第２の入出力端子と、
   コイルと、
   前記第１の入出力端子の正極側と前記コイルの一端との間に接続された第１のスイッチ素子と、
   前記第１の入出力端子の負極側と前記コイルの前記一端との間に接続された第２のスイッチ素子と、
   前記第２の入出力端子の正極側と前記コイルの他端との間に接続された第３のスイッチ素子と、
   前記第２の入出力端子の負極側と前記コイルの前記他端との間に接続された第４のスイッチ素子と、を備え、
   定常時には、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子は相補的に動作し、前記第３のスイッチ素子と前記第４のスイッチ素子は相補的に動作して、前記第１の入出力端子から前記第２の入出力端子へ、または前記第２の入出力端子から前記第１の入出力端子へ電圧及び電力を変換し、
   起動時から前記定常時に達するまでの一定期間は、前記定常時に少なくとも一部の期間でオンである前記第１のスイッチ素子から前記第４のスイッチ素子のうち少なくとも１つをオフにして、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子の組みと、前記第３のスイッチ素子と前記第４のスイッチ素子の組みのうち、少なくとも一方の組みは相補的に動作をせず、
   前記一定期間は、前記コイルに流れる電流が予め定めた第１の値を超えるまでの期間であり、
   前記一定期間が経過したら、前記定常時に少なくとも一部の期間でオンである前記第１のスイッチ素子から前記第４のスイッチ素子のうち前記一定期間にオフにしたスイッチ素子を少なくとも一部の期間でオンにして、前記定常時の動作を行い、
   前記コイルに流れる電流が前記第１の値より大きい予め定めた第２の値を超えたら、前記一定期間が経過したときに少なくとも一部の期間でオンにした前記スイッチ素子をオフにし、
   前記コイルに流れる電流が減少して前記第１の値に達したら、前記コイルに流れる電流が前記第２の値を超えたときにオフにした前記スイッチ素子を少なくとも一部の期間でオンにする、
   ことを特徴とする双方向コンバータ。
2. 前記一定期間は、
   前記第２の入出力端子から前記第２の外部装置へ出力する場合には、前記第２のスイッチ素子及び前記第３のスイッチ素子をオフにし、
   降圧動作時では前記第１のスイッチ素子をＰＷＭ信号で駆動させると共に前記第４のスイッチ素子をオフにし、
   昇圧動作時では前記第１のスイッチ素子をオンにすると共に前記第４のスイッチ素子をＰＷＭ信号で駆動させ、
   前記第１の入出力端子から前記第１の外部装置へ出力する場合には、前記第１のスイッチ素子及び前記第４のスイッチ素子をオフにし、
   降圧動作時では前記第２のスイッチ素子をオフにすると共に前記第３のスイッチ素子をＰＷＭ信号で駆動させ、
   昇圧動作時では前記第２のスイッチ素子をＰＷＭ信号で駆動させると共に前記第３のスイッチ素子をオンにする、
   請求項１に記載の双方向コンバータ。
3. 前記コイルに流れる電流と、前記第１の入出力端子の電圧と、前記第２の入出力端子の電圧とを検出する請求項１または２に記載の双方向コンバータ。
4. 前記コイルに流れる電流の向きを検出する請求項３に記載の双方向コンバータ。

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