JP7359726B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
本発明は、入力電圧をスイッチングして所望の出力電圧を送出する電力変換装置に関するものである。
一般的に、バッテリに接続される電力変換装置は、入出力電圧の変動範囲が大きい。これに対応するため、従来、２段のコンバータで構成された２コンバータ方式の電力変換装置が特許文献１、２、３等で提案されている。特許文献１では、昇圧チョッパ回路及びＬＬＣ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ（以下「ＬＬＣコンバータ」という。）の組み合わせ、特許文献２では、昇圧／降圧チョッパ回路及びＬＬＣコンバータの組み合わせ、更に、特許文献３では、降圧チョッパ回路及びＬＬＣコンバータの組み合わせ、の２コンバータ方式の電力変換装置が開示されている。
図７は、従来の２コンバータ方式の電力変換装置を示す回路図である。
この２コンバータ方式の電力変換装置は、直流（ＤＣ）の入力電圧Ｖｉをスイッチングして、所望のＤＣ出力電圧Ｖｏ２及びＤＣ出力電流Ｉｏ２を送出する電力変換部１と、この電力変換部１のスイッチングを制御する２つの第１制御部３１及び第２制御部３２と、を備えている。
電力変換部１は、前段の第１コンバータ１０と、後段の第２コンバータ２０と、を組み合わせた構成になっている。
この２コンバータ方式の電力変換装置は、直流（ＤＣ）の入力電圧Ｖｉをスイッチングして、所望のＤＣ出力電圧Ｖｏ２及びＤＣ出力電流Ｉｏ２を送出する電力変換部１と、この電力変換部１のスイッチングを制御する２つの第１制御部３１及び第２制御部３２と、を備えている。
電力変換部１は、前段の第１コンバータ１０と、後段の第２コンバータ２０と、を組み合わせた構成になっている。
第１コンバータ１０は、例えば、非絶縁コンバータとしての降圧チョッパ回路であり、一対の電源線Ｌ１，Ｌ２間に印加されるＤＣの入力電圧Ｖｉを平滑する入力コンデンサ１１と、駆動パルスＳ１によりオン／オフ動作するスイッチ素子１２と、駆動パルスＳ２によりオン／オフ動作して電源線Ｌ２から電源線Ｌ１へ順方向となるように配置された整流ダイオードとして機能するスイッチ素子１３と、インダクタ１４と、ＤＣの出力電圧Ｖｏ１及び出力電流Ｉｏ１を送出する出力コンデンサ１５と、により構成されている。
第２コンバータ２０は、例えば、ＬＬＣコンバータであり、入力コンデンサ２１と、２つの駆動パルスＳ３，Ｓ４により相補的にオン／オフ動作する２つのスイッチ素子２２－１，２２－２と、２つの共振コンデンサ２３－１，２３－２と、１次巻線２４ａと中間端子Ｎ３を持った２つの２次巻線２４ｂ，２４ｃとを有する変圧器２４と、２つの整流ダイオード２５－１，２５－２を有するハーフブリッジ回路と、インダクタ２６と、出力コンデンサ２７と、ＤＣの出力電圧Ｖｏ２及び出力電流Ｉｏ２を送出する一対の出力端子２８－１，２８－２と、により構成されている。
第１制御部３１は、図示しない前段の測定器により測定された出力電圧Ｖｏ１及び出力電流Ｉｏ１に基づき、２つの駆動パルスＳ１，Ｓ２を生成して２つのスイッチ素子１２，１３をそれぞれオン／オフ動作させる機能を有している。第２制御部３２は、図示しない後段の測定器により測定された出力電圧Ｖｏ２及び出力電流Ｉｏ２に基づき、２つの駆動パルスＳ３，Ｓ４を生成して２つのスイッチ素子２２－１，２２－２を相補的にオン／オフ動作させる機能を有している。
第１コンバータ１０と第２コンバータ２０との連結部分は、一度電圧を平滑するための、出力コンデンサ１５及び入力コンデンサ２１からなるリンクコンデンサにより接続されている。
第１コンバータ１０と第２コンバータ２０との連結部分は、一度電圧を平滑するための、出力コンデンサ１５及び入力コンデンサ２１からなるリンクコンデンサにより接続されている。
このような図７の電力変換装置は、以下のように動作する。
第１制御部３１は、２つの駆動パルスＳ１，Ｓ２を生成し、２つのスイッチ素子１２，１３のオン／オフ動作を制御する。例えば、スイッチ素子１２がオン状態、及びスイッチ素子１３がオフ状態の時、入力電圧Ｖｉが印加された電源線Ｌ１→スイッチ素子１２→インダクタ１４→出力コンデンサ１５→電源線Ｌ２、の経路で電流が流れる。次に、スイッチ素子１２がオフ状態、及びスイッチ素子１３がオン状態に切り替えられると、インダクタ１４の蓄積電荷の電流が、出力コンデンサ１５→電源線Ｌ２→スイッチ素子１３→インダクタ１４、の経路で流れる。これにより、ＤＣ入力電圧Ｖｉは、第１コンバータ１０により、所定のＤＣ出力電圧Ｖｏ１に降圧される。この出力電圧Ｖｏ１は、出力コンデンサ１５及び後段の入力コンデンサ２１により平滑される。
第１制御部３１は、２つの駆動パルスＳ１，Ｓ２を生成し、２つのスイッチ素子１２，１３のオン／オフ動作を制御する。例えば、スイッチ素子１２がオン状態、及びスイッチ素子１３がオフ状態の時、入力電圧Ｖｉが印加された電源線Ｌ１→スイッチ素子１２→インダクタ１４→出力コンデンサ１５→電源線Ｌ２、の経路で電流が流れる。次に、スイッチ素子１２がオフ状態、及びスイッチ素子１３がオン状態に切り替えられると、インダクタ１４の蓄積電荷の電流が、出力コンデンサ１５→電源線Ｌ２→スイッチ素子１３→インダクタ１４、の経路で流れる。これにより、ＤＣ入力電圧Ｖｉは、第１コンバータ１０により、所定のＤＣ出力電圧Ｖｏ１に降圧される。この出力電圧Ｖｏ１は、出力コンデンサ１５及び後段の入力コンデンサ２１により平滑される。
第２制御部３２は、２つの駆動パルスＳ３，Ｓ４を生成し、２つのスイッチ素子２２－１，２２－２のオン／オフ動作を制御する。例えば、スイッチ素子２２－１がオン状態、及びスイッチ素子２２－２がオフ状態の時、電源線Ｌ１→スイッチ素子２２－１→接続点Ｎ１→１次巻線２４ａ→接続点Ｎ２→共振コンデンサ２３－２→電源線Ｌ２、の経路で電流が流れる。更に、電源線Ｌ１→共振コンデンサ２３－１→接続点Ｎ２→共振コンデンサ２３－２→電源線Ｌ２、の経路で電流が流れる。
次に、スイッチ素子２２－１がオフ状態、及びスイッチ素子２２－２がオン状態に切り替えられると、共振コンデンサ２３－２の蓄積電荷の電流が、接続点Ｎ２→１次巻線２４ａ→接続点Ｎ１→スイッチ素子２２－２→電源線Ｌ２→共振コンデンサ２３－２、の経路で流れる。
次に、スイッチ素子２２－１がオフ状態、及びスイッチ素子２２－２がオン状態に切り替えられると、共振コンデンサ２３－２の蓄積電荷の電流が、接続点Ｎ２→１次巻線２４ａ→接続点Ｎ１→スイッチ素子２２－２→電源線Ｌ２→共振コンデンサ２３－２、の経路で流れる。
そのため、１次巻線２４ａの励磁インダクタ、２次側のインダクタ２６、及び共振コンデンサ２３－２で構成される共振回路により、入力コンデンサ２１で平滑された電圧が共振し、変圧器２４によって電圧変換される。電圧変換された交流（ＡＣ）の電圧は、２つの整流ダイオード２５－１，２５－２により整流された後、出力コンデンサ２７により平滑される。従って、第１コンバータ１０のＤＣ出力電圧Ｖｏ１が昇圧された所望のＤＣ出力電圧Ｖｏ２が、出力端子２８－１，２８－２から送出されて、図示しないバッテリ等の負荷へ供給される。
図７に示される従来の２コンバータ方式の電力変換装置は、入出力電圧の変動範囲が大きい環境に対しても、安定した電力供給が行える。しかし、第１コンバータ１０と第２コンバータ２０との連結部分で、一度電圧を平滑するための、出力コンデンサ１５及び入力コンデンサ２１からなるリンクコンデンサが必要になる。その上、第１制御部３１及び第２制御部３２による、第１コンバータ１０と第２コンバータ２０との制御や、出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２及び出力電流Ｉｏ１，Ｉｏ２の測定を別々に行わなければならないので、回路構成が複雑になって部品点数が増加する等の課題がある。
本発明の電力変換装置は、第１スイッチ素子、第１接続点、及び第２スイッチ素子が直列に接続され、入力電圧が印加される第１直列回路と、前記第１接続点に分岐接続されたインダクタと、第３スイッチ素子、前記インダクタを介して前記第１接続点に接続された第２接続点、及び第４スイッチ素子が直列に接続された第２直列回路と、前記第２直列回路に対して並列に接続され、第１コンデンサ、第３接続点、及び第２コンデンサが直列に接続された第３直列回路と、前記第２接続点及び前記第３接続点間の電圧を変換して出力電圧を送出するコンバータと、を備えることを特徴とする。
例えば、前記電力変換装置は、更に、前記出力電圧の測定値と目標出力電圧値との誤差を減少するような可変のデューティ比を求め、前記可変のデューティ比に基づき、前記第１、第２、第３及び第４スイッチ素子のオン／オフ動作を制御する、又は、前記可変のデューティ比と固定のデューティ比とに基づき、前記第１、第２、第３及び第４スイッチ素子のオン／オフ動作を制御する、制御部を備えている。
本発明の電力変換装置によれば、以下の（ａ），（ｂ）のような効果がある。
（ａ） 従来の２コンバータ方式を１コンバータ方式として制御できるため、従来のリンクコンデンサが不要である。更に、制御も１コンバータ方式として扱うことができるため、回路構成が簡単になって、制御部品等の部品点数を低減できる。
（ｂ） 第１直列回路と第２直列回路とを別々に駆動できる特徴を持つ。そのため、例えば、第１直列回路と第２直列回路とをデューティ比制御で動作させ、第１直列回路は、自由にデューティ比制御を行って降圧チョッパ回路として動作させ、第２直列回路は、可変周波数のＬＬＣコンバータとして動作させることができる。又、第１直列回路は、デューティ比制御を行って降圧チョッパ回路として動作させ、第２直列回路は、デューティ比固定で動作させることにより、固定周波数のＬＬＣコンバータとして動作させることができる。あるいは、第１直列回路をデューティ比固定で動作させ、第２直列回路をデューティ比制御で動作させることも可能である。従って、入出力電圧の変動範囲が大きい環境等に対し、柔軟に対応して安定した電力供給を行うことができる。
（ａ） 従来の２コンバータ方式を１コンバータ方式として制御できるため、従来のリンクコンデンサが不要である。更に、制御も１コンバータ方式として扱うことができるため、回路構成が簡単になって、制御部品等の部品点数を低減できる。
（ｂ） 第１直列回路と第２直列回路とを別々に駆動できる特徴を持つ。そのため、例えば、第１直列回路と第２直列回路とをデューティ比制御で動作させ、第１直列回路は、自由にデューティ比制御を行って降圧チョッパ回路として動作させ、第２直列回路は、可変周波数のＬＬＣコンバータとして動作させることができる。又、第１直列回路は、デューティ比制御を行って降圧チョッパ回路として動作させ、第２直列回路は、デューティ比固定で動作させることにより、固定周波数のＬＬＣコンバータとして動作させることができる。あるいは、第１直列回路をデューティ比固定で動作させ、第２直列回路をデューティ比制御で動作させることも可能である。従って、入出力電圧の変動範囲が大きい環境等に対し、柔軟に対応して安定した電力供給を行うことができる。
本発明を実施するための形態は、以下の好ましい実施例の説明を添付図面と照らし合わせて読むと、明らかになるであろう。但し、図面はもっぱら解説のためのものであって、本発明の範囲を限定するものではない。
（実施例１の構成）
図１は、本発明の実施例１における１コンバータ方式の電力変換装置を示す回路図である。
この電力変換装置は、一対の電源線Ｌ１，Ｌ２間に印加されるＤＣ入力電圧Ｖｉをスイッチングして、所望のＤＣ出力電圧Ｖｏを送出する電力変換部４０と、この電力変換部４０のスイッチングを制御する制御部５０と、を備えている。
図１は、本発明の実施例１における１コンバータ方式の電力変換装置を示す回路図である。
この電力変換装置は、一対の電源線Ｌ１，Ｌ２間に印加されるＤＣ入力電圧Ｖｉをスイッチングして、所望のＤＣ出力電圧Ｖｏを送出する電力変換部４０と、この電力変換部４０のスイッチングを制御する制御部５０と、を備えている。
電力変換部４０は、電源線Ｌ１，Ｌ２間に接続された入力コンデンサ４１を有している。入力コンデンサ４１には、Ｈ型ブリッジコンバータ４０ａが並列に接続され、更に、そのＨ型ブリッジコンバータ４０ａの出力側に、コンバータ（例えば、ハーフブリッジコンバータ）４０ｂが直列に接続されている。
Ｈ型ブリッジコンバータ４０ａは、入力コンデンサ４１に対して並列に接続された第１直列回路を有している。第１直列回路は、駆動パルスＳ１１によりオン／オフ動作する第１スイッチ素子４２－１と、第１接続点Ｎ１１と、駆動パルスＳ１２によりオン／オフ動作する第２スイッチ素子４２－２と、を有し、それらが、電源線Ｌ１，Ｌ２間に直列に接続されている。第１接続点Ｎ１１には、インダクタ４３の一端が分岐接続されている。インダクタ４３の他端には、第２直列回路が接続されている。第２直列回路は、駆動パルスＳ１３によりオン／オフ動作する第３スイッチ素子４２－３と、インダクタ４３の他端に接続された第２接続点Ｎ１２と、駆動パルスＳ１４によりオン／オフ動作する第４スイッチ素子４２－４と、を有し、それらが、一対の電源線Ｌ３，Ｌ２間に直列に接続されている。
第１、第２、第３、第４スイッチ素子４２－１～４２－４は、駆動パルスＳ１１～Ｓ１４によりそれぞれオン／オフ動作するＭＯＳ型電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等の半導体素子により構成されている。
第１、第２、第３、第４スイッチ素子４２－１～４２－４は、駆動パルスＳ１１～Ｓ１４によりそれぞれオン／オフ動作するＭＯＳ型電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等の半導体素子により構成されている。
前記第２直列回路には、ハーフブリッジコンバータ４０ｂが接続されている。ハーフブリッジコンバータ４０ｂは、前記第２直列回路に並列に接続された第３直列回路を有している。第３直列回路は、第１コンデンサ４４－１と、第３接続点Ｎ１３と、第２コンデンサ４４－２と、を有し、それらが、電源線Ｌ３，Ｌ２間に直列に接続されている。第２接続点Ｎ１２及び第３接続点Ｎ１３には、変圧器４５の１次巻線４５ａが接続されている。変圧器４５は、２つの２次巻線４５ｂ，４５ｃを有している。２つの２次巻線４５ｂ，４５ｃは、中間端子Ｎ１４を介して直列に接続されている。なお、１次巻線４５ａ及び２次巻線４５ｂ，４５ｃの近傍に付された黒丸は、巻線の巻き始めを表している。
２次巻線４５ｂの巻き始め（黒丸箇所）と２次巻線４５ｃの巻き終わりとには、２つの整流素子（例えば、整流ダイオード）４６－１，４６－２により構成されたハーフブリッジの整流回路が接続されている。更に、中間端子Ｎ１４と整流ダイオード４６－２のカソードとの間には、インダクタ４７及び出力コンデンサ４８が直列に接続されている。出力コンデンサ４８の両電極には、ＤＣ出力電圧Ｖｏを送出する一対の出力端子４９－１，４９－２が接続されている。出力端子４９－１，４９－２には、図示しないバッテリ等の負荷が接続される。
このような電力変換部４０において、入力コンデンサ４１、スイッチ素子４２－１，４２－２、及びインダクタ４３は、降圧チョッパ回路として機能する。更に、スイッチ素子４２－３，４２－４、コンデンサ４４－１，４４－２、変圧器４５、整流ダイオード４６－１，４６－２、インダクタ４７、及び出力コンデンサ４８は、ＬＬＣコンバータとして機能する。
制御部５０は、ＤＣ出力電圧Ｖｏの測定値ｖｏと目標出力電圧値ｖｔｈとの誤差ｅを減少するような可変のデューティ比Ｄ１，Ｄ２（例えば、Ｄ１＝Ｄ２）を求め、この可変のデューティ比Ｄ１，Ｄ２に基づき、スイッチ素子４２－１～４２－４のオン／オフ動作を制御するための駆動パルスＳ１１～Ｓ１４を生成する回路である。ここで、制御部５０は、可変のデューティ比Ｄ１に基づいてスイッチ素子４２－１，４２－２の相補的なオン／オフ動作を制御し、且つ、可変のデューティ比Ｄ２に基づいてスイッチ素子４２－３，４２－４の相補的なオン／オフ動作を制御する構成になっている。
即ち、制御部５０は、図示しない測定器で測定されたＤＣ出力電圧Ｖｏの測定値ｖｏと目標出力電圧値ｖｔｈとの誤差ｅを求める誤差部５１を有し、この出力側に、補償部５２が接続されている。補償部５２は、入力された誤差ｅを減少するようなフィードバック制御（例えば、比例積分制御（以下、「ＰＩ制御」という。）、比例積分微分制御（以下「ＰＩＤ制御」という。）等）を行って可変のデューティ比Ｄ１，Ｄ２（例えば、Ｄ１＝Ｄ２）を求めるものであり、この出力側に、２つの駆動パルス生成部５３，５４が接続されている。
一方の駆動パルス生成部５３は、入力された可変のデューティ比Ｄ１に基づいて、スイッチ素子４２－１，４２－２をオン／オフ動作させる駆動パルスＳ１１，Ｓ１２を生成するものであり、例えば、デューティ比Ｄ１をパルス幅変調（以下「ＰＷＭ」という。）により変調した後、トランジスタ等のドライバにて駆動して駆動パルスＳ１１，Ｓ１２を生成する構成になっている。同様に、他方の駆動パルス生成部５４は、入力された可変のデューティ比Ｄ２に基づいて、スイッチ素子４２－３，４２－４をオン／オフ動作させる駆動パルスＳ１３，Ｓ１４を生成するものであり、例えば、デューティ比Ｄ２をＰＷＭにより変調した後、トランジスタ等のドライバにて駆動して駆動パルスＳ１３，Ｓ１４を生成する構成になっている。
このような制御部５０は、例えば、中央処理装置（ＣＰＵ）を用いたデジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）等のプロセッサや、半導体素子を用いた個別回路等により構成されている。
このような制御部５０は、例えば、中央処理装置（ＣＰＵ）を用いたデジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）等のプロセッサや、半導体素子を用いた個別回路等により構成されている。
（実施例１の動作）
図２は、図１のスイッチ素子４２－１～４２－４のオン／オフ状態を示すタイミングチャートであり、横軸は時間ｔである。
図２において、Ｔは１周期、Ｄ１はスイッチ素子４２－１のオン状態時及びスイッチ素子４２－２のオフ状態時のデューティ比、１－Ｄ１はスイッチ素子４２－２のオン状態時及びスイッチ素子４２－１のオフ状態時のデューティ比、１－Ｄ２はスイッチ素子４２－３のオン状態時及びスイッチ素子４２－４のオフ状態時のデューティ比、更に、Ｄ２（例えば、Ｄ２＝Ｄ１）はスイッチ素子４２－４のオン状態時及びスイッチ素子４２－３のオフ状態時のデューティ比である。
図２は、図１のスイッチ素子４２－１～４２－４のオン／オフ状態を示すタイミングチャートであり、横軸は時間ｔである。
図２において、Ｔは１周期、Ｄ１はスイッチ素子４２－１のオン状態時及びスイッチ素子４２－２のオフ状態時のデューティ比、１－Ｄ１はスイッチ素子４２－２のオン状態時及びスイッチ素子４２－１のオフ状態時のデューティ比、１－Ｄ２はスイッチ素子４２－３のオン状態時及びスイッチ素子４２－４のオフ状態時のデューティ比、更に、Ｄ２（例えば、Ｄ２＝Ｄ１）はスイッチ素子４２－４のオン状態時及びスイッチ素子４２－３のオフ状態時のデューティ比である。
スイッチ素子４２－１とスイッチ素子４２－２とは、同時にオン状態にならず、一方がオン状態の時は、他方がオフ状態になり、デットタイムを含めた相補的なオン／オフ動作を行う。同様に、スイッチ素子４２－３とスイッチ素子４２－４とは、相補的なオン／オフ動作を行う。なお、図２のタイミングチャートでは、スイッチ素子４２－１，４２－２とスイッチ素子４２－３，４２－４との動作が同期しているが、これは一例に過ぎない。時間ずれをうまく使うことができるからである。
以下、図２のタイミングチャートを参照しつつ、図１の電力変換装置の動作を説明する。
図２の時刻ｔ１において、制御部５０から供給された駆動パルスＳ１１～Ｓ１４により、スイッチ素子４２－１，４２－３がオン状態、スイッチ素子４２－２，４２－４がオフ状態になる。
すると、ＤＣ入力電圧Ｖｉが印加された電源線Ｌ１→スイッチ素子４２－１→接続点Ｎ１１→インダクタ４３→接続点Ｎ１２→スイッチ素子４２－３→電源線Ｌ３→コンデンサ４４－１→接続点Ｎ１３→コンデンサ４４－２→電源線Ｌ２、の経路で電流が流れる。同時に、接続点Ｎ１２に流れる電流は、変圧器４５の１次巻線４５ａ→接続点Ｎ１３→コンデンサ４４－２→電源線Ｌ２、の経路で流れる。変圧器４５の１次巻線４５ａには、巻き始め側から巻き終わり側へ電流が流れるので、２次巻線４５ｃに誘起した電流が、整流ダイオード４６－２→出力コンデンサ４８及び出力端子４９－１，４９－２→インダクタ４７→中間端子Ｎ１４、の経路で流れる。
図２の時刻ｔ１において、制御部５０から供給された駆動パルスＳ１１～Ｓ１４により、スイッチ素子４２－１，４２－３がオン状態、スイッチ素子４２－２，４２－４がオフ状態になる。
すると、ＤＣ入力電圧Ｖｉが印加された電源線Ｌ１→スイッチ素子４２－１→接続点Ｎ１１→インダクタ４３→接続点Ｎ１２→スイッチ素子４２－３→電源線Ｌ３→コンデンサ４４－１→接続点Ｎ１３→コンデンサ４４－２→電源線Ｌ２、の経路で電流が流れる。同時に、接続点Ｎ１２に流れる電流は、変圧器４５の１次巻線４５ａ→接続点Ｎ１３→コンデンサ４４－２→電源線Ｌ２、の経路で流れる。変圧器４５の１次巻線４５ａには、巻き始め側から巻き終わり側へ電流が流れるので、２次巻線４５ｃに誘起した電流が、整流ダイオード４６－２→出力コンデンサ４８及び出力端子４９－１，４９－２→インダクタ４７→中間端子Ｎ１４、の経路で流れる。
図２の時刻ｔ２において、スイッチ素子４２－１がオフ状態、スイッチ素子４２－２がオン状態に切り替わる。この時、スイッチ素子４２－３はオン状態、スイッチ素子４２－４はオフ状態のままである。
すると、インダクタ４３の蓄積電荷により、接続点Ｎ１２→スイッチ素子４２－３→電源線Ｌ３→コンデンサ４４－１→接続点Ｎ１３→コンデンサ４４－２→電源線Ｌ２→スイッチ素子４２－２→接続点Ｎ１１→インダクタ４３、の経路で電流が流れる。同時に、接続点Ｎ１２に流れる電流は、変圧器４５の１次巻線４５ａ→接続点Ｎ１３→コンデンサ４４－２→電源線Ｌ２→スイッチ素子４２－２→接続点Ｎ１１→インダクタ４３、の経路で流れる。変圧器４５の１次巻線４５ａには、巻き始め側から巻き終わり側へ電流が流れるので、２次巻線４５ｃに誘起した電流は、上記と同様の経路で、出力コンデンサ４８及び出力端子４９－１，４９－２に流れる。
すると、インダクタ４３の蓄積電荷により、接続点Ｎ１２→スイッチ素子４２－３→電源線Ｌ３→コンデンサ４４－１→接続点Ｎ１３→コンデンサ４４－２→電源線Ｌ２→スイッチ素子４２－２→接続点Ｎ１１→インダクタ４３、の経路で電流が流れる。同時に、接続点Ｎ１２に流れる電流は、変圧器４５の１次巻線４５ａ→接続点Ｎ１３→コンデンサ４４－２→電源線Ｌ２→スイッチ素子４２－２→接続点Ｎ１１→インダクタ４３、の経路で流れる。変圧器４５の１次巻線４５ａには、巻き始め側から巻き終わり側へ電流が流れるので、２次巻線４５ｃに誘起した電流は、上記と同様の経路で、出力コンデンサ４８及び出力端子４９－１，４９－２に流れる。
図２の時刻ｔ３において、スイッチ素子４２－３がオフ状態、スイッチ素子４２－４がオン状態に切り替わる。この時、スイッチ素子４２－１はオフ状態、スイッチ素子４２－２はオン状態のままである。
すると、コンデンサ４４－２の蓄積電荷により、接続点Ｎ１３→変圧器４５の１次巻線４５ａ→接続点Ｎ１２→スイッチ素子４２－４→電源線Ｌ２、の経路で電流が流れる。変圧器４５の１次巻線４５ａには、巻き終わり側から巻き始め側へ電流が流れるので、２次巻線４５ｂに誘起した電流は、整流ダイオード４６－１→出力コンデンサ４８及び出力端子４９－１，４９－２→インダクタ４７→中間端子Ｎ１４、の経路で流れる。
すると、コンデンサ４４－２の蓄積電荷により、接続点Ｎ１３→変圧器４５の１次巻線４５ａ→接続点Ｎ１２→スイッチ素子４２－４→電源線Ｌ２、の経路で電流が流れる。変圧器４５の１次巻線４５ａには、巻き終わり側から巻き始め側へ電流が流れるので、２次巻線４５ｂに誘起した電流は、整流ダイオード４６－１→出力コンデンサ４８及び出力端子４９－１，４９－２→インダクタ４７→中間端子Ｎ１４、の経路で流れる。
図２の時刻ｔ４において、上記の時刻ｔ１と同様の動作が繰り返される。
そのため、入力コンデンサ４１、スイッチ素子４２－１，４２－２、及びインダクタ４３は、降圧チョッパ回路として動作し、ＤＣ入力電圧Ｖｉが降圧されて接続点Ｎ１２へ出力される。更に、スイッチ素子４２－３，４２－４、コンデンサ４４－１，４４－２、変圧器４５、整流ダイオード４６－１，４６－２、インダクタ４７、及び出力コンデンサ４８は、ＬＬＣコンバータとして動作し、接続点Ｎ１２から出力されたＤＣ電圧が昇圧されて、所望のＤＣ出力電圧Ｖｏが、出力端子４９－１，４９－２から送出される。
そのため、入力コンデンサ４１、スイッチ素子４２－１，４２－２、及びインダクタ４３は、降圧チョッパ回路として動作し、ＤＣ入力電圧Ｖｉが降圧されて接続点Ｎ１２へ出力される。更に、スイッチ素子４２－３，４２－４、コンデンサ４４－１，４４－２、変圧器４５、整流ダイオード４６－１，４６－２、インダクタ４７、及び出力コンデンサ４８は、ＬＬＣコンバータとして動作し、接続点Ｎ１２から出力されたＤＣ電圧が昇圧されて、所望のＤＣ出力電圧Ｖｏが、出力端子４９－１，４９－２から送出される。
次に、図１の制御部５０の動作を説明する。
電力変換部４０のＤＣ出力電圧Ｖｏが、図示しない測定器により測定され、その測定値ｖｏが誤差部５１へ与えられる。誤差部５１は、目標出力電圧値ｖｔｈから測定値ｖｏを減算し、誤差ｅを求めて補償部５２へ与える。補償部５２は、ＰＩ制御、ＰＩＤ制御等のフィードバック制御により、誤差ｅを減少するような２つの可変のデューティ比Ｄ１，Ｄ２（例えば、Ｄ１＝Ｄ２）を求め、２つの駆動パルス生成部５３，５４へそれぞれ与える。一方の駆動パルス生成部５３は、入力された可変のデューティ比Ｄ１をＰＷＭにより変調した後、ドライバにて駆動して駆動パルスＳ１１，Ｓ１２を生成し、スイッチ素子４２－１，４２－２を相補的にオン／オフ動作させる。同時に、他方の駆動パルス生成部５４は、入力された可変のデューティ比Ｄ２をＰＷＭにより変調した後、ドライバにて駆動して駆動パルスＳ１３，Ｓ１４を生成し、スイッチ素子４２－３，４２－４を相補的にオン／オフ動作させる。
電力変換部４０のＤＣ出力電圧Ｖｏが、図示しない測定器により測定され、その測定値ｖｏが誤差部５１へ与えられる。誤差部５１は、目標出力電圧値ｖｔｈから測定値ｖｏを減算し、誤差ｅを求めて補償部５２へ与える。補償部５２は、ＰＩ制御、ＰＩＤ制御等のフィードバック制御により、誤差ｅを減少するような２つの可変のデューティ比Ｄ１，Ｄ２（例えば、Ｄ１＝Ｄ２）を求め、２つの駆動パルス生成部５３，５４へそれぞれ与える。一方の駆動パルス生成部５３は、入力された可変のデューティ比Ｄ１をＰＷＭにより変調した後、ドライバにて駆動して駆動パルスＳ１１，Ｓ１２を生成し、スイッチ素子４２－１，４２－２を相補的にオン／オフ動作させる。同時に、他方の駆動パルス生成部５４は、入力された可変のデューティ比Ｄ２をＰＷＭにより変調した後、ドライバにて駆動して駆動パルスＳ１３，Ｓ１４を生成し、スイッチ素子４２－３，４２－４を相補的にオン／オフ動作させる。
これにより、電力変換部４０にて上記の動作が行われ、負荷変動等によりＤＣ出力電圧Ｖｏが変動しても、目標出力電圧値ｖｔｈに維持される。つまり、制御部５０の定電圧制御により、ＤＣ出力電圧Ｖｏが変動すると、その変動を抑制するように、補償部５２で求められた可変のデューティ比Ｄ１，Ｄ２（例えば、Ｄ１＝Ｄ２）が変化し、目標出力電圧値ｖｔｈに維持される。
（実施例１の変形例）
図１の電力変換装置は、例えば、次の（ｉ），（ｉｉ）のように変形しても良い。
（ｉ） 第１デューティ比Ｄ１と第２デューティ比Ｄ２とが同一の場合、２つの駆動パルス生成部５３，５４は、共通の１つの駆動パルス生成部により構成しても良い。
（ｉｉ） 第１デューティ比Ｄ１と第２デューティ比Ｄ２とを異なる値に設定しても良い。
図１の電力変換装置は、例えば、次の（ｉ），（ｉｉ）のように変形しても良い。
（ｉ） 第１デューティ比Ｄ１と第２デューティ比Ｄ２とが同一の場合、２つの駆動パルス生成部５３，５４は、共通の１つの駆動パルス生成部により構成しても良い。
（ｉｉ） 第１デューティ比Ｄ１と第２デューティ比Ｄ２とを異なる値に設定しても良い。
（実施例１の効果）
本実施例１によれば、以下の（１），（２）のような効果がある。
（１） 従来の２コンバータ方式を１コンバータ方式として制御できるため、従来のリンクコンデンサが不要である。更に、制御も１コンバータ方式として扱うことができるため、回路構成が簡単になって、制御部品等の部品点数を低減できる。
（２） スイッチ素子４２－１、接続点Ｎ１１及びスイッチ素子４２－２により構成される第１直列回路と、スイッチ素子４２－３、接続点Ｎ１２及びスイッチ素子４２－４により構成される第２直列回路と、を別々に駆動できる特徴を持つ。そのため、例えば、第１直列回路は、デューティ比制御を行って降圧チョッパ回路として動作させ、第２直列回路は、デューティ比制御を行って可変周波数のＬＬＣコンバータとして動作させることができる。従って、入出力電圧の変動範囲が大きい環境等に対し、柔軟に対応して安定した電力供給を行うことができる。
本実施例１によれば、以下の（１），（２）のような効果がある。
（１） 従来の２コンバータ方式を１コンバータ方式として制御できるため、従来のリンクコンデンサが不要である。更に、制御も１コンバータ方式として扱うことができるため、回路構成が簡単になって、制御部品等の部品点数を低減できる。
（２） スイッチ素子４２－１、接続点Ｎ１１及びスイッチ素子４２－２により構成される第１直列回路と、スイッチ素子４２－３、接続点Ｎ１２及びスイッチ素子４２－４により構成される第２直列回路と、を別々に駆動できる特徴を持つ。そのため、例えば、第１直列回路は、デューティ比制御を行って降圧チョッパ回路として動作させ、第２直列回路は、デューティ比制御を行って可変周波数のＬＬＣコンバータとして動作させることができる。従って、入出力電圧の変動範囲が大きい環境等に対し、柔軟に対応して安定した電力供給を行うことができる。
（実施例２の構成）
図３は、本発明の実施例２における１コンバータ方式の電力変換装置を示す回路図である。この図３において、実施例１を示す図１中の要素と共通の要素には、共通の符号が付されている。
本実施例２の電力変換装置は、実施例１と同様の電力変換部４０と、この電力変換部４０のスイッチングを制御するための、実施例１とは異なる構成の制御部５０Ａと、を備えている。
図３は、本発明の実施例２における１コンバータ方式の電力変換装置を示す回路図である。この図３において、実施例１を示す図１中の要素と共通の要素には、共通の符号が付されている。
本実施例２の電力変換装置は、実施例１と同様の電力変換部４０と、この電力変換部４０のスイッチングを制御するための、実施例１とは異なる構成の制御部５０Ａと、を備えている。
本実施例２の制御部５０Ａは、出力電圧Ｖｏの測定値ｖｏと目標出力電圧値ｖｔｈとの誤差ｅを減少するような可変のデューティ比Ｄ１を求め、この可変のデューティ比Ｄ１と固定のデューティ比Ｄ２とに基づき、スイッチ素子４２－１～４２－４のオン／オフ動作を制御するための駆動パルスＳ１１～Ｓ１４を生成する回路である。ここで、制御部５０Ａは、可変のデューティ比Ｄ１に基づいてスイッチ素子４２－１，４２－２の相補的なオン／オフ動作を制御し、且つ、固定のデューティ比Ｄ２に基づいてスイッチ素子４２－３，４２－４の相補的なオン／オフ動作を制御する構成になっている。
即ち、制御部５０Ａは、実施例１と同様の誤差部５１を有し、この出力側に、実施例１の補償部５２とは異なる補償部５２Ａが接続されている。補償部５２Ａは、入力された誤差ｅを減少するようなフィードバック制御（例えば、ＰＩ制御、ＰＩＤ制御等）を行って可変のデューティ比Ｄ１を求めるものであり、この出力側に、実施例１と同様の駆動パルス生成部５３が接続されている。更に、制御部５０Ａには、固定デューティ比設定部５５が設けられている。固定デューティ比設定部５５は、固定のデューティ比Ｄ２を設定するものであり、この出力側に、実施例１と同様の駆動パルス生成部５４が接続されている。
このような制御部５０Ａは、実施例１と同様に、プロセッサや個別回路等により構成されている。
このような制御部５０Ａは、実施例１と同様に、プロセッサや個別回路等により構成されている。
（実施例２の動作）
図４は、図３のスイッチ素子４２－１～４２－４のオン／オフ状態を示すタイミングチャートであり、横軸は時間ｔである。
図４において、実施例１のタイミングチャートを示す図２中の要素と共通の要素には、共通の符号が付されている。この図４のタイミングチャートが、図２のタイミングチャートと異なる点は、スイッチ素子４２－３，４２－４をオン／オフ動作させる駆動パルスＳ１３，Ｓ１４のデューティ比Ｄ２が、固定されていることである。その他は、図２と同様である。
図４は、図３のスイッチ素子４２－１～４２－４のオン／オフ状態を示すタイミングチャートであり、横軸は時間ｔである。
図４において、実施例１のタイミングチャートを示す図２中の要素と共通の要素には、共通の符号が付されている。この図４のタイミングチャートが、図２のタイミングチャートと異なる点は、スイッチ素子４２－３，４２－４をオン／オフ動作させる駆動パルスＳ１３，Ｓ１４のデューティ比Ｄ２が、固定されていることである。その他は、図２と同様である。
本実施例２の電力変換部４０では、制御部５０Ａから供給される駆動パルスＳ１１～Ｓ１４により、スイッチ素子４２－１～４２－４が、図４のタイミングに従ってオン／オフ動作し、実施例１と同様の動作を行う。
次に、図３の制御部５０Ａの動作を説明する。
図６（ａ），（ｂ）は、図３及び後述の図５のデューティ比Ｄ１，Ｄ２の出力特性例を示す図である。図６（ａ）において、デューティ比Ｄ２を例えば０．５に固定した場合、横軸はデューティ比Ｄ１、及び、縦軸はＤＣ出力電圧Ｖｏである。又、図６（ｂ）において、デューティ比Ｄ１を例えば０．５に固定した場合、横軸はデューティ比Ｄ２、及び、縦軸はＤＣ出力電圧Ｖｏである。
図３の制御部５０Ａにおいて、固定デューティ比設定部５５により、デューティ比Ｄ２が、例えば図６（ａ）に示すように、０．５に設定される。
図６（ａ），（ｂ）は、図３及び後述の図５のデューティ比Ｄ１，Ｄ２の出力特性例を示す図である。図６（ａ）において、デューティ比Ｄ２を例えば０．５に固定した場合、横軸はデューティ比Ｄ１、及び、縦軸はＤＣ出力電圧Ｖｏである。又、図６（ｂ）において、デューティ比Ｄ１を例えば０．５に固定した場合、横軸はデューティ比Ｄ２、及び、縦軸はＤＣ出力電圧Ｖｏである。
図３の制御部５０Ａにおいて、固定デューティ比設定部５５により、デューティ比Ｄ２が、例えば図６（ａ）に示すように、０．５に設定される。
電力変換部４０のＤＣ出力電圧Ｖｏが、図示しない測定器により測定され、その測定値ｖｏが誤差部５１へ与えられる。誤差部５１は、目標出力電圧値ｖｔｈから測定値ｖｏを減算し、誤差ｅを求めて補償部５２Ａへ与える。補償部５２Ａは、ＰＩ制御、ＰＩＤ制御等のフィードバック制御により、誤差ｅを減少するようなデューティ比Ｄ１を求め、駆動パルス生成部５３へ与える。駆動パルス生成部５３は、入力されたデューティ比Ｄ１をＰＷＭにより変調した後、ドライバにて駆動して駆動パルスＳ１１，Ｓ１２を生成し、スイッチ素子４２－１，４２－２を相補的にオン／オフ動作させる。同時に、駆動パルス生成部５４は、入力された固定のデューティ比Ｄ２（＝０．５）をＰＷＭにより変調した後、ドライバにて駆動して駆動パルスＳ１３，Ｓ１４を生成し、スイッチ素子４２－３，４２－４を相補的にオン／オフ動作させる。
これにより、電力変換部４０にて上記の動作が行われ、負荷変動等によりＤＣ出力電圧Ｖｏが変動しても、目標出力電圧値ｖｔｈに維持される。つまり、制御部５０Ａの定電圧制御により、図６（ａ）に示すように、ＤＣ出力電圧Ｖｏが変動すると、その変動を抑制するように、補償部５２Ａで求められたデューティ比Ｄ１が変化し、目標出力電圧値ｖｔｈに維持される。
（実施例２の効果）
本実施例２によれば、以下の（１Ａ），（２Ａ）のような効果がある。
（１Ａ） 実施例１の効果（１）と同様の効果がある。
（２Ａ） スイッチ素子４２－１、接続点Ｎ１１及びスイッチ素子４２－２により構成される第１直列回路と、スイッチ素子４２－３、接続点Ｎ１２及びスイッチ素子４２－４により構成される第２直列回路と、を別々に駆動できる特徴を持つ。そのため、例えば、第１直列回路は、自由にデューティ比制御を行って降圧チョッパ回路として動作させ、第２直列回路は、デューティ比固定（例えば、０．５）で動作させることにより、固定周波数のＬＬＣコンバータとして動作させることができる。従って、入出力電圧の変動範囲が大きい環境等に対し、柔軟に対応して安定した電力供給を行うことができる。
本実施例２によれば、以下の（１Ａ），（２Ａ）のような効果がある。
（１Ａ） 実施例１の効果（１）と同様の効果がある。
（２Ａ） スイッチ素子４２－１、接続点Ｎ１１及びスイッチ素子４２－２により構成される第１直列回路と、スイッチ素子４２－３、接続点Ｎ１２及びスイッチ素子４２－４により構成される第２直列回路と、を別々に駆動できる特徴を持つ。そのため、例えば、第１直列回路は、自由にデューティ比制御を行って降圧チョッパ回路として動作させ、第２直列回路は、デューティ比固定（例えば、０．５）で動作させることにより、固定周波数のＬＬＣコンバータとして動作させることができる。従って、入出力電圧の変動範囲が大きい環境等に対し、柔軟に対応して安定した電力供給を行うことができる。
（実施例３の構成）
図５は、本発明の実施例３における１コンバータ方式の電力変換装置を示す回路図である。この図５において、実施例２を示す図３中の要素と共通の要素には、共通の符号が付されている。
本実施例３の電力変換装置は、実施例２と同様の電力変換部４０と、この電力変換部４０のスイッチングを制御するための、実施例２とは異なる構成の制御部５０Ｂと、を備えている。
図５は、本発明の実施例３における１コンバータ方式の電力変換装置を示す回路図である。この図５において、実施例２を示す図３中の要素と共通の要素には、共通の符号が付されている。
本実施例３の電力変換装置は、実施例２と同様の電力変換部４０と、この電力変換部４０のスイッチングを制御するための、実施例２とは異なる構成の制御部５０Ｂと、を備えている。
本実施例３の制御部５０Ｂは、固定のデューティ比Ｄ１を設定すると共に、ＤＣ出力電圧Ｖｏの測定値ｖｏと目標出力電圧値ｖｔｈとの誤差ｅを減少するような可変のデューティ比Ｄ２を求め、これらの固定のデューティ比Ｄ１と可変のデューティ比Ｄ２とに基づき、スイッチ素子４２－１～４２－４のオン／オフ動作を制御するための駆動パルスＳ１１～Ｓ１４を生成する回路である。ここで、制御部５０Ｂは、固定のデューティ比Ｄ１に基づいてスイッチ素子４２－１，４２－２の相補的なオン／オフ動作を制御し、且つ、可変のデューティ比Ｄ２に基づいてスイッチ素子４２－３，４２－４の相補的なオン／オフ動作を制御する構成になっている。
即ち、制御部５０Ｂは、実施例２と同様の誤差部５１を有し、この出力側に、補償部５２Ｂが接続されている。補償部５２Ｂは、入力された誤差ｅを減少するようなＰＩ制御、ＰＩＤ制御等のフィードバック制御を行って可変のデューティ比Ｄ２を求めるものであり、この出力側に、実施例２と同様の駆動パルス生成部５４が接続されている。更に、制御部５０Ｂは、固定のデューティ比Ｄ１を設定する固定デューティ比設定部５５Ｂを有し、この出力側に、実施例２と同様の駆動パルス生成部５３が接続されている。一方の駆動パルス生成部５３は、入力された固定のデューティ比Ｄ１に基づいて、スイッチ素子４２－１，４２－２を相補的にオン／オフ動作させる駆動パルスＳ１１，Ｓ１２を生成するものである。他方の駆動パルス生成部５４は、入力された可変のデューティ比Ｄ２に基づいて、スイッチ素子４２－３，４２－４を相補的にオン／オフ動作させる駆動パルスＳ１３，Ｓ１４を生成するものである。
このような制御部５０Ｂは、実施例２と同様に、プロセッサや個別回路等により構成されている。
このような制御部５０Ｂは、実施例２と同様に、プロセッサや個別回路等により構成されている。
（実施例３の動作）
図５の制御部５０Ｂにおいて、固定デューティ比設定部５５Ｂにより、デューティ比Ｄ１が、例えば図６（ｂ）に示すように、０．５に設定される。この固定のデューティ比Ｄ１は、駆動パルス生成部５３へ与えられる。
図５の制御部５０Ｂにおいて、固定デューティ比設定部５５Ｂにより、デューティ比Ｄ１が、例えば図６（ｂ）に示すように、０．５に設定される。この固定のデューティ比Ｄ１は、駆動パルス生成部５３へ与えられる。
電力変換部４０のＤＣ出力電圧Ｖｏが、図示しない測定器により測定され、その測定値ｖｏが、制御部５０Ｂ内の誤差部５１へ与えられる。誤差部５１は、目標出力電圧値ｖｔｈから測定値ｖｏを減算し、誤差ｅを求めて補償部５２Ｂへ与える。補償部５２Ｂは、ＰＩ制御、ＰＩＤ制御等のフィードバック制御により、誤差ｅを減少するような可変のデューティ比Ｄ２を求め、その可変のデューティ比Ｄ２を駆動パルス生成部５４へ与える。
駆動パルス生成部５３は、入力された固定のデューティ比Ｄ１をＰＷＭにより変調した後、ドライバにて駆動して駆動パルスＳ１１，Ｓ１２を生成し、スイッチ素子４２－１，４２－２を相補的にオン／オフ動作させる。同時に、駆動パルス生成部５４は、入力された可変のデューティ比Ｄ２をＰＷＭにより変調した後、ドライバにて駆動して駆動パルスＳ１３，Ｓ１４を生成し、スイッチ素子４２－３，４２－４を相補的にオン／オフ動作させる。
これにより、電力変換部４０にて実施例２と同様の動作が行われ、負荷変動等によりＤＣ出力電圧Ｖｏが変動しても、目標出力電圧値ｖｔｈに維持される。つまり、制御部５０Ｂの定電圧制御により、ＤＣ出力電圧Ｖｏが変動すると、その変動を抑制するように、補償部５２Ｂで求められたデューティ比Ｄ２が変化し、目標出力電圧値ｖｔｈに維持される。
（実施例３の効果）
本実施例３によれば、以下の（１Ｂ），（２Ｂ）のような効果がある。
（１Ｂ） 実施例１の効果（１）と同様の効果がある。
（２Ｂ） スイッチ素子４２－１、接続点Ｎ１１及びスイッチ素子４２－２により構成される第１直列回路と、スイッチ素子４２－３、接続点Ｎ１２及びスイッチ素子４２－４により構成される第２直列回路と、を別々に駆動できる特徴を持つ。そのため、例えば、第１直列回路は、デューティ比固定（例えば、０．５）で動作させることにより、降圧チョッパ回路として動作させ、第２直列回路は、可変のデューティ比制御を行い、可変周波数のＬＬＣコンバータとして動作させることができる。従って、入出力電圧の変動範囲が大きい環境等に対し、柔軟に対応して安定した電力供給を行うことができる。
本実施例３によれば、以下の（１Ｂ），（２Ｂ）のような効果がある。
（１Ｂ） 実施例１の効果（１）と同様の効果がある。
（２Ｂ） スイッチ素子４２－１、接続点Ｎ１１及びスイッチ素子４２－２により構成される第１直列回路と、スイッチ素子４２－３、接続点Ｎ１２及びスイッチ素子４２－４により構成される第２直列回路と、を別々に駆動できる特徴を持つ。そのため、例えば、第１直列回路は、デューティ比固定（例えば、０．５）で動作させることにより、降圧チョッパ回路として動作させ、第２直列回路は、可変のデューティ比制御を行い、可変周波数のＬＬＣコンバータとして動作させることができる。従って、入出力電圧の変動範囲が大きい環境等に対し、柔軟に対応して安定した電力供給を行うことができる。
（実施例１～３の変形例）
本発明は、上記実施例１～３に限定されず、他の利用形態や変形が可能である。この利用形態や変形例としては、例えば、次の（ｉ），（ｉｉ）のようなものがある。
（ｉ） 電力変換部４０は、図示以外の構成に変形しても良い。例えば、後段のハーフブリッジコンバータ４０ｂにおいて、変圧器４５の１次側に、インダクタを設ける、あるいは、変圧器４５の２次側に設けられたインダクタ４７を省略等しても良い。又、ハーフブリッジコンバータ４０ｂを、非絶縁型のコンバータに変更しても良い。
（ｉｉ） 制御部５０，５０Ａ，５０Ｂは、図示以外の構成に変形しても良い。
本発明は、上記実施例１～３に限定されず、他の利用形態や変形が可能である。この利用形態や変形例としては、例えば、次の（ｉ），（ｉｉ）のようなものがある。
（ｉ） 電力変換部４０は、図示以外の構成に変形しても良い。例えば、後段のハーフブリッジコンバータ４０ｂにおいて、変圧器４５の１次側に、インダクタを設ける、あるいは、変圧器４５の２次側に設けられたインダクタ４７を省略等しても良い。又、ハーフブリッジコンバータ４０ｂを、非絶縁型のコンバータに変更しても良い。
（ｉｉ） 制御部５０，５０Ａ，５０Ｂは、図示以外の構成に変形しても良い。
４０ 電力変換部
４０ａ Ｈ型ブリッジコンバータ
４０ｂ ハーフブリッジコンバータ
４２－１～４２－４ 第１、第２、第３、第４スイッチ素子
４３ インダクタ
４４－１，４４－２ 第１、第２コンデンサ
５０，５０Ａ，５０Ｂ 制御部
５１ 誤差部
５２，５２Ａ，５２Ｂ 補償部
５３，５４ 駆動パルス生成部
５５，５５Ｂ 固定デューティ比設定部
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３ 電源線
４０ａ Ｈ型ブリッジコンバータ
４０ｂ ハーフブリッジコンバータ
４２－１～４２－４ 第１、第２、第３、第４スイッチ素子
４３ インダクタ
４４－１，４４－２ 第１、第２コンデンサ
５０，５０Ａ，５０Ｂ 制御部
５１ 誤差部
５２，５２Ａ，５２Ｂ 補償部
５３，５４ 駆動パルス生成部
５５，５５Ｂ 固定デューティ比設定部
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３ 電源線
Claims (7)
- 第１スイッチ素子、第１接続点、及び第２スイッチ素子が直列に接続され、入力電圧が印加される第１直列回路と、
前記第１接続点に分岐接続されたインダクタと、
第３スイッチ素子、前記インダクタを介して前記第１接続点に接続された第２接続点、及び第４スイッチ素子が直列に接続された第２直列回路と、
前記第２直列回路に対して並列に接続され、第１コンデンサ、第３接続点、及び第２コンデンサが直列に接続された第３直列回路と、
前記第２接続点及び前記第３接続点間の電圧を変換して出力電圧を送出するコンバータと、
を備えることを特徴とする電力変換装置。 - 請求項１記載の電力変換装置は、更に、
前記出力電圧の測定値と目標出力電圧値との誤差を減少するような可変のデューティ比を求め、前記可変のデューティ比に基づき、前記第１、第２、第３及び第４スイッチ素子のオン／オフ動作を制御する、
又は、前記可変のデューティ比と固定のデューティ比とに基づき、前記第１、第２、第３及び第４スイッチ素子のオン／オフ動作を制御する、
制御部を備えることを特徴とする電力変換装置。 - 前記制御部は、
前記可変のデューティ比に基づいて、前記第１及び第２スイッチ素子の相補的なオン／オフ動作を制御し、且つ、前記第３及び第４スイッチ素子の相補的なオン／オフ動作を制御する構成になっている、
ことを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。 - 前記制御部は、
前記誤差を求める誤差部と、
前記誤差を減少するようなフィードバック制御を行って前記可変のデューティ比を求める補償部と、
前記可変のデューティ比に基づいて、前記第１、第２、第３及び第４スイッチ素子をオン／オフ動作させる駆動パルスを生成する駆動パルス生成部と、
を有することを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。 - 前記制御部は、
前記可変のデューティ比に基づいて前記第１及び第２スイッチ素子の相補的なオン／オフ動作を制御し、且つ、前記固定のデューティ比に基づいて前記第３及び第４スイッチ素子の相補的なオン／オフ動作を制御する構成になっている、
ことを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。 - 前記制御部は、
前記固定のデューティ比に基づいて前記第１及び第２スイッチ素子の相補的なオン／オフ動作を制御し、且つ、前記可変のデューティ比に基づいて前記第３及び第４スイッチ素子の相補的なオン／オフ動作を制御する構成になっている、
ことを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。 - 前記制御部は、
前記誤差を求める誤差部と、
前記誤差を減少するようなフィードバック制御を行って前記可変のデューティ比を求める補償部と、
前記固定のデューティ比を設定する固定デューティ比設定部と、
前記可変のデューティ比及び前記固定のデューティ比に基づいて、前記第１、第２、第３及び第４スイッチ素子をオン／オフ動作させる駆動パルスを生成する駆動パルス生成部と、
を有することを特徴とする請求項５又は６記載の電力変換装置。
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