JP2010088152A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明は、スイッチングレギュレータの後段にフォワード型コンバータが配されることにより入出力間の絶縁性が確保された構成において、起動の際に、コンバータ内のトランスの一次側に過電流が流れることを防止できる、スイッチング電源装置の提供を目的とする。
【解決手段】スイッチングレギュレータ１０と、スイッチングレギュレータ１０の出力電圧をトランスＴ１の一次側に接続されたスイッチング素子２６の駆動により電圧変換して直流電圧を出力するコンバータ２０と、トランスＴ１の二次側から得られる信号をフィードバックすることによりスイッチングレギュレータ１０の出力電圧がレギュレートされるようにスイッチング素子１２Ａ，１２Ｂをオンオフするスイッチング制御を行うスイッチング制御部６とを備え、スイッチング制御が起動する前にスイッチングレギュレータ１０の入出力間が電気的に遮断されている、スイッチング電源装置。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチングレギュレータと、前記スイッチングレギュレータの出力電圧をトランスで電圧変換して直流電圧を出力するコンバータと、前記トランスの二次側から得られる信号をフィードバックすることにより前記スイッチングレギュレータのスイッチング制御を行う制御手段とを備える、スイッチング電源装置に関する。

従来、入力側と出力側で直流的な絶縁性を確保するため、電圧制御機能を有する昇圧チョッパレギュレータと、昇圧チョッパレギュレータの出力電圧が入力される直流絶縁用のプッシュプルコンバータと、プッシュプルコンバータの出力電圧を昇圧チョッパレギュレータに帰還する出力電圧帰還回路との組み合わせで構成されるスイッチング電源装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
特開平１１−５５９４８号公報

しかしながら、特許文献１に開示のスイッチング電源装置では、その起動前の状態で、昇圧チョッパレギュレータ内の出力段に位置するダイオードを介して昇圧チョッパレギュレータから電圧がすでに出力されているので、その起動の際にプッシュプルコンバータ内のコンバータトランスの一次巻線に接続されたスイッチング素子がオンすることにより、コンバータトランスの一次側に過大な電流が流れてしまう。仮に、その過電流を制限する制御を起動以後に行ったとしても、コンバータトランスの結合度次第ではその二次側に電力を供給できず、起動安定性を確保することができない。

そこで、本発明は、スイッチングレギュレータの後段にフォワード型コンバータが配されることにより入出力間の絶縁性が確保された構成において、起動の際に、コンバータ内のトランスの一次側に過電流が流れることを防止できる、スイッチング電源装置の提供を目的とする。

上記目的を達成するため、本発明に係るスイッチング電源装置は、
スイッチングレギュレータと、
前記スイッチングレギュレータの出力電圧をトランスの一次側に接続されたスイッチング素子の駆動により電圧変換して前記トランスの二次側に直流電圧を出力するフォワード型コンバータと、
前記トランスの二次側から得られる信号をフィードバックすることにより前記スイッチングレギュレータの出力電圧がレギュレートされるように前記スイッチングレギュレータのスイッチング制御を行う制御手段とを備え、
前記スイッチング制御が起動する前に前記スイッチングレギュレータの入出力間が電気的に遮断されていることを特徴とする。

また、上記目的を達成するため、本発明に係るスイッチング電源装置は、
スイッチングレギュレータと、
前記スイッチングレギュレータの出力電圧をトランスの一次側に接続されたスイッチング素子の駆動により電圧変換して前記トランスの二次側に直流電圧を出力するフォワード型コンバータと、
前記トランスの一次側から得られる信号をフィードバックすることにより前記スイッチングレギュレータの出力電圧がレギュレートされるように前記スイッチングレギュレータのスイッチング制御を行う制御手段とを備え、
前記スイッチングレギュレータの出力電圧の目標値と前記フォワード型コンバータのトランスの二次側の出力電圧の目標値が等しく設定されており、
前記スイッチング制御が起動する前に前記スイッチングレギュレータの入出力間が電気的に遮断されていることを特徴とする。

本発明によれば、スイッチングレギュレータの後段にフォワード型コンバータが配されることにより入出力間の絶縁性が確保された構成において、起動の際に、コンバータ内のトランスの一次側に過電流が流れることを防止できる。

以下、図面を参照しながら、本発明を実施するための最良の形態の説明を行う。

図１は、本発明の一実施形態であるスイッチング電源１００の回路構成を示した概略図である。スイッチング電源１００は、スイッチングレギュレータである降圧レギュレータ９０と、降圧レギュレータ９０の出力電圧を複数のトランス（図１の場合、Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３の３つのトランス）のそれぞれの一次側に接続されたスイッチング素子２６の駆動により電圧変換して直流電圧を出力するフォワード型コンバータ２０と、それらの複数のトランスのうち少なくとも一つのトランスの二次側の出力から得られる信号を誤差増幅部５によってフィードバックすることにより降圧レギュレータ９０の出力電圧がレギュレートされるように降圧レギュレータ９０内のスイッチング素子１２Ａ，１２Ｂをオンオフするスイッチング制御を行うスイッチング制御部６とを備える、スイッチングレギュレータである。

スイッチング電源１００は、降圧レギュレータ９０に入力される一の入力電圧Ｖｉに基づいて、互いに独立した複数の系統の出力電圧（図１の場合、負荷供給用の出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２，フィードバック制御のモニタ用の出力電圧Ｖｏｍ）をフォワード型コンバータ２０から出力する、一入力多出力の電源装置である。そして、スイッチング電源１００は、入力電圧Ｖｉの電圧変動や電気負荷の消費電流（負荷電流）の変動が生じても、複数の出力電圧のうち少なくとも一つの出力電圧（図１の場合、Ｖｏｍ）をフィードバックする電圧フィードバックを行うことによって、一定の電圧（図１の場合、Ｖｏ１，Ｖｏ２）を電気負荷側に出力する。

スイッチング電源１００が車載される場合であれば、例えば、入力端子１から入力される入力電圧Ｖｉは、車載バッテリ又は車載バッテリに接続される電源回路などの基準電源によって供給され、生成される出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２は、車載の各電気負荷に印加される。

例えば、出力電圧Ｖｏ１はインバータやＤＣ−ＤＣコンバータ内のハイサイドのスイッチング素子の駆動回路の電源電圧として供給され、出力電圧Ｖｏ２はインバータやＤＣ−ＤＣコンバータ内のローサイドのスイッチング素子の駆動回路の電源電圧として供給される。また、例えば、出力電圧Ｖｏ１は低圧系電圧から高圧系電圧に昇圧する昇圧回路の電源電圧として供給され、出力電圧Ｖｏ２は走行用モータ（例えば、ハイブリッド車や電気自動車などのモータ）の駆動回路の電源電圧として供給される。

降圧レギュレータ９０は、入力電圧Ｖｉを降圧して所定の目標電圧にレギュレートする。目標電圧は、入力電圧Ｖｉがとり得る電圧範囲の下限値より低い電圧に設定される。例えば、入力電圧Ｖｉの電圧範囲が６〜１２Ｖの場合、目標電圧は４〜５．５Ｖに設定される。レギュレータ９０は、ハイサイドのスイッチング素子１２Ａと、ローサイドのスイッチング素子１２Ｂと、一端を素子１２Ａと素子１２Ｂとの接続点に接続され他端をレギュレータ９０の出力端子２に接続される誘導素子であるインダクタ１３とから構成されるハーフブリッジ回路と、ハーフブリッジ回路の入力段に接続された平滑コンデンサ１１と、ハーフブリッジ回路の出力段に接続された平滑コンデンサ１４とを備える。レギュレータ９０は、このハーフブリッジ回路のスイッチング動作によって、入力端子１から入力される入力電圧Ｖｉを所定の目標電圧になるように降圧した出力電圧を出力端子２から出力する。

なお、ハーフブリッジ回路内のスイッチング素子は、ＩＧＢＴ，ＭＯＳＦＥＴ，バイポーラトランジスタ等の半導体から構成されるスイッチング素子であればよい。ハーフブリッジ回路以外の回路に構成される後述のスイッチング素子についても同様である。

フォワード型コンバータ２０は、その入出力間に複数のトランスを並列に備える、絶縁型の一入力多出力のＤＣ−ＤＣコンバータである。コンバータ２０は、レギュレータ９０の出力端子２から出力された出力電圧を一次側の入力電圧Ｖｒとして、入力電圧Ｖｒを複数のトランスのそれぞれで交流の電圧に変換し、各トランスの二次側に設けられた整流平滑回路による変換動作により入力電圧Ｖｒに対して昇圧又は降圧した直流の出力電圧を生成する。

図１では、入力電圧Ｖｒは、３つのトランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３でそれぞれ交流の電圧に変換され、トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３のそれぞれの二次側に設けられた整流平滑回路により直流の３系統の出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２，Ｖｏｍが生成される。トランスＴ１の二次巻線２４Ａには出力ダイオード２１Ａと平滑コンデンサ２２Ａを構成する整流平滑回路が接続され、トランスＴ２の二次巻線２４Ｂには出力ダイオード２１Ｂと平滑コンデンサ２２Ｂを構成する整流平滑回路が接続され、トランスＴ３の二次巻線２４Ｃには出力ダイオード２１Ｃと平滑コンデンサ２２Ｃを構成する整流平滑回路が接続される。それらの整流平滑回路によって整流平滑された電圧が、それぞれ、入力電圧ＶｉやＶｒと絶縁した出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２，Ｖｏｍに相当する。出力電圧Ｖｏ１は、出力端子３Ａ，４Ａを介して、第１の電力供給先の所定の負荷に印加され、出力電圧Ｖｏ２は、出力端子３Ｂ，４Ｂを介して、第１の電力要求先と異なる第２の電力供給先の所定の負荷に印加される。出力電圧Ｖｏｍは、抵抗素子等の擬似負荷２５に印加される。

出力電圧Ｖｏ１は、入力電圧Ｖｒと、トランスＴ１の一次巻線２３Ａと二次巻線２４Ａの巻線比とによって定まる。出力電圧Ｖｏ２は、入力電圧Ｖｒと、トランスＴ２の一次巻線２３Ｂと二次巻線２４Ｂの巻線比とによって定まる。出力電圧Ｖｏｍは、入力電圧Ｖｒと、トランスＴ３の一次巻線２３Ｃと二次巻線２４Ｃの巻線比とによって定まる。

一つのスイッチング素子２６のスイッチング動作によって、入力電圧Ｖｒが共通に印加される三つの一次巻線２３Ａ，２３Ｂ，２３Ｃに同時に脈動電圧を生成しているので、各出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２，Ｖｏｍは、それぞれの巻線比に応じて定まる。したがって、各巻線比を同じに設定すれば、各出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２，Ｖｏｍは同じ電圧値になるようにすることができ、各巻線比を互いに異なるように設定すれば、出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２，Ｖｏｍが互いに異なる電圧値になるようにすることができる。トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の巻線比を等しくすることによって、出力ダイオード２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃの温度特性の違いをキャンセルすることができる。

なお、スイッチング素子２６は、その一端が各トランスの一次巻線の下流側に接続され且つその他端が接地されたものとなっている。スイッチング素子２６がＮチャンネルＩＧＢＴの場合、コレクタが一次巻線の下流側に接続され且つエミッタが接地される。

また、トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の磁気飽和を防ぐため、リセットトランスＴｒとフリーホイールダイオード（リセットダイオード）２７が、トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の一次側に接続されている。スイッチング素子２６がオンすると、フォワード式のトランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の一次巻線に逆起電力が発生しトランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の二次巻線に誘導起電力が発生して、出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２，Ｖｏｍが生成される一方で、リセットトランスＴｒの一次巻線２９に電流が流れることによりリセットトランスＴｒのコアにエネルギーが蓄積される。スイッチング素子２６がオフすると、リセットトランスＴｒのコアに蓄積されたエネルギーが解放されて、ダイオード２７を介して電流が流れることにより、トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の電力を回生する。

誤差増幅器５は、複数の出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２，Ｖｏｍのうちの一つの出力電圧であるモニタ出力電圧Ｖｏｍとその閾値電圧との誤差を所定の増幅度で増幅した増幅電圧をスイッチング制御部６にフィードバックする。スイッチング制御部６は、中央演算処理装置等を有するマイクロコンピュータやアナログＩＣによって、上述のハーフブリッジ回路やスイッチング素子２６のスイッチングを制御する。

スイッチング制御部６は、誤差増幅部５によってフィードバックされた増幅電圧と所定の目標設定電圧とを比較した差が零になるようにレギュレータ９０内のスイッチング素子１２Ａ，１２Ｂのスイッチング周波数を一定のままそのスイッチング周期のデューティ比を可変させるＰＷＭ制御を行うことにより、スイッチング素子１２Ａ，１２Ｂ及びインダクタ１３から構成されるハーフブリッジ回路を降圧動作させることによって、入力電圧Ｖｉを所定の目標電圧に降圧調整された出力電圧Ｖｒ（レギュレート電圧）をレギュレータ９０の出力端子２から出力させる。

また、スイッチング制御部６は、一次巻線２３Ａ，２３Ｂ，２３Ｃに流す電流を制御するスイッチング素子２６を一定のデューティ比（例えば、５０％）でオンオフさせることによって、入力電圧Ｖｒに対して昇圧又は降圧した直流の出力電圧をコンバータ２０の出力端子から出力させる。

したがって、実施例１によれば、トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３によってコンバータ１０の入力側とコンバータ２０の出力側との絶縁性が確保される。そして、スイッチング電源１００の起動前の状態でスイッチング素子１２Ａがオフしていることによって、レギュレータ９０の入出力間が電気的に遮断されているので、起動時にスイッチング制御部６がスイッチング素子２６をオンしても、コンバータ２０内のトランスの一次側に過電流が流れることを防止することができる。特に、スイッチング制御部６がスイッチング素子１２Ａのオン時間を徐々に長くするスイッチング制御を行うことによって、コンバータ２０内のトランスの一次側に過電流が流れることを確実に防止できる。さらに、スイッチングレギュレータの後段のコンバータをフォワード型にすることによって、フライバック型の場合に比べ、位相遅れによる影響（例えば、出力電圧の追従性）を改善できる。

図２は、本発明の一実施形態であるスイッチング電源２００の回路構成を示した概略図である。図１のスイッチング電源１００と同様の構成については、同一の符号を付して、その説明を省略又は簡略する。なお、後述の他の実施例についても同様である。

スイッチング電源２００は、フルブリッジ型昇降圧レギュレータ１０と、フォワード型コンバータ２０と、誤差増幅部５と、スイッチング制御部６とを備える。

フルブリッジ型昇降圧レギュレータ１０は、入力電圧Ｖｉを昇圧又は降圧して所定の目標電圧にレギュレートする。レギュレータ１０は、ハイサイドのスイッチング素子１２Ａと、ローサイドのスイッチング素子１２Ｂと、ハイサイドのスイッチング素子１２Ｃと、ローサイドのスイッチング素子１２Ｄと、一端を素子１２Ａと素子１２Ｂとの接続点に接続され他端を素子１２Ｃと素子１２Ｄとの接続点に接続されるインダクタ１３とから構成されるフルブリッジ回路と、フルブリッジ回路の入力段に接続された平滑コンデンサ１１と、フルブリッジ回路の出力段に接続された平滑コンデンサ１４とを備える。レギュレータ１０は、このフルブリッジ回路のスイッチング動作によって、入力端子１から入力される入力電圧Ｖｉを所定の目標電圧になるように昇圧又は降圧した出力電圧を出力端子２から出力する。なお、電流が負荷側の一方向にしか流れない場合は、入力側のローサイドのスイッチング素子１２Ｂと出力側のハイサイドのスイッチング素子１２Ｃをダイオードに置き換えても良い。

スイッチング制御部６は、誤差増幅部５によってフィードバックされた増幅電圧と所定の目標設定電圧とを比較した差が零になるようにレギュレータ１０内のスイッチング素子１２Ａ〜１２ＣをＰＷＭ制御することにより、フルブリッジ回路を降圧動作又は昇圧動作させることによって、入力電圧Ｖｉを所定の目標電圧に自在に昇圧調整又は降圧調整された出力電圧Ｖｒ（レギュレート電圧）をレギュレータ１０の出力端子２から出力させる。

したがって、実施例２によれば、上述の実施例と同様に、絶縁性が確保される。そして、スイッチング電源２００の起動前の状態で少なくともスイッチング素子１２Ｃがオフしていることによって、レギュレータ１０の入出力間が電気的に遮断されているので、起動時にスイッチング制御部６がスイッチング素子２６をオンしても、コンバータ２０内のトランスの一次側に過電流が流れることを防止することができる。特に、スイッチング制御部６がスイッチング素子１２Ｃのオン時間を徐々に長くするスイッチング制御を行うことによって、コンバータ２０内のトランスの一次側に過電流が流れることを確実に防止できる。また、レギュレータ部にフルブリッジ型昇降圧レギュレータを使用しているため、スイッチング制御部６は入力電圧Ｖｉの０Ｖからの立ち上がりから電圧を調整できるので、トランスの二次側に電力を確実に供給でき、起動の安定性を確保することができる。

さらに、レギュレータ部にフルブリッジ型昇降圧レギュレータを使用しているため、入力電圧範囲にかかわらずレギュレータ１０の目標電圧を任意の値に設定することができる。すなわち、電圧が変動しやすい車載用１２Ｖバッテリから一定電圧を生成するシステムのように、入力電圧範囲が大きいシステムの場合、降圧レギュレータでは、その出力を入力電圧範囲の下限値を下回るように設計する必要がある。しかしながら、レギュレータの出力電圧を下げると、その後段に配置されたコンバータの一次側の電圧を下げることになるため、電圧に反比例する１次側の電流値は増加する。このとき、寄生インダクタンスを含むインダクタンス分（例えば、図１のＬｐ１〜ＬＰ３）では、（Ｌ×Ｉ^２）／２のエネルギーが蓄えられることになるため、この蓄え分は二次側には伝送できない。

しかしながら、レギュレータ部にフルブリッジ型昇降圧レギュレータを使用することで、トランスの一次側の電圧を上げ、一次側の電流を下げることができる。例えば、レギュレータの出力を５Ｖから１５Ｖに変更するだけで、理論的には、電流は１／３となり、Ｌｐ１〜ＬＰ３に蓄えられるエネルギーは１／９となるため、負荷変動に対する耐性を大幅に改善することができる。

図８は、レギュレータ１０のレギュレート電圧Ｖｒの目標値を１５Ｖにした場合と５Ｖにした場合のコンバータ２０の出力電圧の負荷変動特性を示した図である。図８に示されるように、レギュレート電圧が高いほうが負荷変動に対する耐性があることがわかる。なお、理論的には負荷変動の変化は１／９になるはずであるが、図８では１／３程度になっている。これは、負荷変動が寄生インダクタンスだけでなく、ダイオードの順方向電圧などにも影響されることを示している。

図３は、本発明の一実施形態であるスイッチング電源３００の回路構成を示した概略図である。スイッチング電源３００は、フルブリッジ型昇降圧レギュレータ１０と、フォワード型コンバータ３０と、誤差制御部５と、スイッチング制御部６とを備える。

フォワード型コンバータ３０は、一つのコアに複数の巻線を巻いてトランスを構成している。入力電圧Ｖｒは、２つのトランスＴ４，Ｔ５でそれぞれ交流の電圧に変換され、トランスＴ４，Ｔ５のそれぞれに設けられた複数の二次巻線に接続された整流平滑回路により直流の６系統の出力電圧（Ｖｏ１〜Ｖｏ５，Ｖｏｍ）が生成される。スイッチング制御部６によってスイッチング制御される一つのスイッチング素子３６のスイッチング動作によって、一次巻線３８Ａ，３８Ｃに同時に脈動電圧を生成しているので、各出力電圧Ｖｏ１〜Ｖｏ５，Ｖｏｍは、それぞれの巻線比に応じて定まる。

また、トランスＴ４，Ｔ５の磁気飽和を防ぐため、リセットコイル３８Ｂとフリーホイールダイオード（リセットダイオード）３７ＡをトランスＴ４の一次側に結合し、リセットコイル３８Ｄとフリーホイールダイオード３７ＢをトランスＴ５の一次側に結合している。また、このように結合することによって、リセットトランスが不要となり、小型化が実現できる。もちろん、上述の実施例と同様に、絶縁性が確保され、起動時の過電流を防止できる。

図４は、本発明の一実施形態であるスイッチング電源４００の回路構成を示した概略図である。スイッチング電源４００は、フルブリッジ型昇降圧レギュレータ１０と、フォワード型コンバータ４０と、誤差制御部５と、スイッチング制御部６とを備える。

フォワード型コンバータ４０は、トランスの一次側の駆動回路を、入力電圧Ｖｒを昇圧又は降圧して所定の目標電圧にレギュレートするフルブリッジ回路で構成している。このフルブリッジ回路は、出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２を生成するためのトランスＴ６の一次巻線４８Ａと出力電圧Ｖｏｍを生成するためのトランスＴ７の一次巻線４８Ｂとを並列接続した並列回路を有しており、その並列回路の一端をハイサイドのスイッチング素子４６Ａとローサイドのスイッチング素子４６Ｂとの接続点に接続され他端をハイサイドのスイッチング素子４６Ｃとローサイドのスイッチング素子４６Ｄとの接続点に接続されて構成されている。スイッチング制御部６はこのフルブリッジ回路を回生駆動することでトランスの磁束をキャンセルする。この構成によって、リセットトランスが不要となり、小型化が実現できる。もちろん、上述の実施例と同様に、絶縁性が確保され、起動時の過電流を防止できる。

図５は、本発明の一実施形態であるスイッチング電源５００の回路構成を示した概略図である。スイッチング電源５００は、フライバック型レギュレータ５０と、フォワード型コンバータ６０と、誤差増幅部５と、スイッチング制御部６とを備える。

フライバック型レギュレータ５０は、一次側の入力電圧ＶｉをフライバックトランスＴｓで電圧変換（昇圧又は降圧）し、二次側の直流の出力電圧Ｖｒを生成し出力する。レギュレータ５０は、入力端子１に接続された平滑コンデンサ５１と、フライバックトランスＴｓと、フライバックトランスＴｓの一次巻線５３に流れる電流を制御するスイッチング素子５２と、フライバックトランスＴｓの二次巻線５４にアノードが接続されたダイオード５５と、ダイオード５５のカソードに接続された平滑コンデンサ５６とを有するフライバック式スイッチング回路を備える。ダイオード５５と平滑コンデンサ５６とで構成される整流平滑回路の出力電圧がＶｒに相当する。なお、ダイオード５５を効率改善のためスイッチング素子に置き換えて、同期整流してもよい。

スイッチング制御部６は、誤差増幅部５によってフィードバックされた増幅電圧と所定の目標設定電圧とを比較した差が零になるようにレギュレータ５０内のスイッチング素子５２をＰＷＭ制御することにより、フライバック式スイッチング回路を降圧動作又は昇圧動作させることによって、入力電圧Ｖｉを所定の目標電圧に昇圧調整又は降圧調整された出力電圧Ｖｒ（レギュレート電圧）をレギュレータ５０の出力端子２から出力させる。

また、フライバックトランスＴｓの一次側が、フライバックトランスＴｓの二次側及びフォワード型コンバータ６０のトランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の一次側と接地基準が異なる。図５では、フライバックトランスＴｓの一次側はＧＮＤ１を接地基準とし、フライバックトランスＴｓの二次側とフォワード型コンバータ６０の一次側はＧＮＤ２を共通の接地基準としている。平滑コンデンサ５１は、ＧＮＤ１に接地される。フライバックトランスＴｓの一次巻線５３は、スイッチング素子５２を介してＧＮＤ１に接地される。二次巻線５４と平滑コンデンサ５６はＧＮＤ２に接地される。コンバータ６０のトランスＴ１〜Ｔ３の一次巻線２３Ａ〜２３ＣとリセットトランスＴｒの一次巻線２９は、スイッチング素子２６を介してＧＮＤ２に接地される。リセットトランスＴｒの二次巻線２８は、ＧＮＤ２に接地される。

このように、フライバックトランスＴｓの二次側とフォワード型コンバータ６０の一次側の接地基準を、フライバックトランスＴｓの一次側の接地基準と切り離すことにより、スイッチング素子５２のオンオフによりフライバックトランスＴｓの二次側に流れるスイッチング電流とスイッチング素子２６のオンオフによりフォワード型コンバータ６０の一次側に流れるスイッチング電流をスイッチング電源５００内に閉じ込めることができ、外部へのスイッチングノイズの影響を抑えることができる。したがって、レギュレータ５０の入力側の電源ライン−ＧＮＤから外部に放射されるラジオノイズを低減することができる。

なお、フォワード型コンバータ６０のトランスＴ３の二次側の接地基準は、レギュレータ５０の一次側と同一の接地基準（図５の場合、ＧＮＤ１）とするとよい。このように、フィードバック経路の接地基準を共通にすることによって、スイッチング電源５００の出力電圧の追従精度の低下や誤作動などを防ぐことができる。

したがって、実施例５によれば、上述の実施例と同様に、絶縁性が確保され、起動時の過電流を防止できる。また、レギュレータ５０の二次側及びコンバータ６０のスイッチングのノイズが回り込み難くなり、放射ノイズを低減することができる。

図６は、本発明の一実施形態であるスイッチング電源６００の回路構成を示した概略図である。スイッチング電源６００は、フォワード型レギュレータ７０と、フォワード型コンバータ６０と、誤差増幅部５と、スイッチング制御部６とを備える。

フォワード型レギュレータ７０は、一次側の入力電圧Ｖｉをフォワード型トランスＴｔで電圧変換（昇圧又は降圧）し、二次側の直流の出力電圧Ｖｒを生成し出力する。レギュレータ７０は、入力端子１に接続された平滑コンデンサ７１と、フォワード型トランスＴｔと、トランスＴｔの一次巻線７３Ａに流れる電流を制御するスイッチング素子７２と、トランスＴｔの磁気飽和を防ぐ磁気飽和防止回路と、トランスＴｔの二次巻線７４に接続された二次側レギュレート回路とを有するフォワード式スイッチング回路を備える。トランスＴｔの一次側に結合した磁気飽和防止回路は、リセットコイル７３Ｂとフリーホイールダイオード（リセットダイオード）７４とから構成される。二次側レギュレート回路は、アノードを二次巻線７４に接続されたダイオード７５と、アノードがグランドに接続されカソードがダイオード７５のカソードに接続されたフリーホイールダイオード７６と、一端がフリーホイールダイオード７６のカソードに接続され他端が出力端子２に接続されたインダクタ７７と、インダクタ７７の他端に接続された平滑コンデンサ７８とから構成される。

スイッチング制御部６は、誤差増幅部５によってフィードバックされた増幅電圧と所定の目標設定電圧とを比較した差が零になるようにレギュレータ７０内のスイッチング素子７２をＰＷＭ制御することにより、フォワード式スイッチング回路を降圧動作又は昇圧動作させることによって、入力電圧Ｖｉを所定の目標電圧に昇圧調整又は降圧調整された出力電圧Ｖｒ（レギュレート電圧）をレギュレータ７０の出力端子２から出力させる。

また、フライバックトランスＴｔの一次側が、フライバックトランスＴｔの二次側及びフォワード型コンバータ６０のトランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の一次側と接地基準が異なる。図６では、フライバックトランスＴｔの一次側はＧＮＤ１を接地基準とし、フライバックトランスＴｔの二次側とフォワード型コンバータ６０の一次側はＧＮＤ２を共通の接地基準としている。また、フォワード型コンバータ６０のトランスＴ３の二次側の接地基準は、レギュレータ７０の一次側と同一の接地基準（図６の場合、ＧＮＤ１）とするとよい。

したがって、実施例６によれば、上述の実施例と同様に、絶縁性が確保され、起動時の過電流を防止できる。また、レギュレータ７０の二次側及びコンバータ６０のスイッチングのノイズが回り込み難くなり、放射ノイズを低減し、スイッチング電源６００の出力電圧の追従精度の低下や誤作動などを防ぐことができる。

また、レギュレータ７０のトランスＴｒとコンバータ６０のトランスＴ１〜Ｔ３は共にフォワード型であるため、それらのトランスのコアはギャップレスのコアである。したがって、部品を共用化でき、その結果、コスト削減も可能となる。

すなわち、フライバック型レギュレータでは転送電力が（Ｌ×Ｉ^２）／２で定まるため、インダクタンスＬを下げても電流値Ｉを上げることで転送電力を賄うことができる。したがって、一般的にはエアギャップのある磁気飽和電流の比較的高いコアを用いてインダクタンスＬを小さくすることによってトランスの小型化を行う。一方、フォワード型コンバータでは、ＥＴ積を稼ぐため、インダクタンスＬを大きくする。インダクタンスＬを大きくするために大きな磁気飽和電流が必要ないため、ギャップレスコアを使用する。したがって、フライバック型レギュレータとフォワード型コンバータでは同一のコアを仕様できないが、実施例６のように、レギュレータ部を、その後段のコンバータ部と同じフォワード型にすることによって、専用の磁気コアを設けることなく、ギャップレスコアの仕様の共用化を実現でき、コスト削減が可能となる。

図７は、本発明の一実施形態であるスイッチング電源７００の回路構成を示した概略図である。スイッチング電源７００は、フルブリッジ型昇降圧レギュレータ１０と、フォワード型コンバータ８０と、誤差増幅部５と、スイッチング制御部６とを備える。

フォワード型コンバータ８０は、レギュレータ１０の出力端子２から出力された出力電圧を一次側の入力電圧Ｖｒとして、入力電圧Ｖｒを複数のトランスのそれぞれで交流の電圧に変換し、各トランスの二次側に設けられた整流平滑回路による変換動作により入力電圧Ｖｒに対して昇圧又は降圧した直流の出力電圧を生成する。

図７では、入力電圧Ｖｒは、２つのトランスＴ１，Ｔ２でそれぞれ交流の電圧に変換され、トランスＴ１，Ｔ２のそれぞれの二次側に設けられた整流平滑回路により直流の２系統の出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２が生成される。トランスＴ１の二次巻線２４Ａにはダイオード２１Ａと平滑コンデンサ２２Ａを構成する整流平滑回路が接続され、トランスＴ２の二次巻線２４Ｂにはダイオード２１Ｂと平滑コンデンサ２２Ｂを構成する整流平滑回路が接続される。それらの整流平滑回路によって整流平滑された電圧が、それぞれ、入力電圧ＶｉやＶｒと絶縁した出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２に相当する。

ところで、例えば図１のスイッチング電源１００では、コンバータ２０の出力電圧と同じ電圧を出力する信号線を用意し、その信号線にモニタ出力専用の巻線又はトランス等のモニタ回路が設けられている。この理由は、コンバータ２０より前段のレギュレータ９０の出力をそのままフィードバックすると、回路の温度特性により、コンバータ２０の出力電圧の精度が低下するためである。回路の温度特性として最も顕著に表れるのがコンバータ２０の二次側に設けられた出力ダイオードの順方向電圧である。図１のようなモニタ回路を独立に設けた構成では、この温度特性のバラツキをキャンセルするため、モニタ回路にも同等の温度特性を有するダイオードを使用するとよい。

しかしながら、モニタ回路として専用の巻線やトランスを設けると、サイズやコストの低減の点で妨げとなる。

そこで、図７のスイッチング電源７００は、後述のように回路定数を設定した上で、コンバータ８０の一次側から得られるレギュレータ１０の出力電圧を基準にフィードバックをかける。フィードバック制御のモニタ用ダイオード８１と抵抗素子等の擬似負荷８５とを直列に接続した直列回路が、出力電圧Ｖｒが入力される一次巻線２３Ａ，２３Ｂの上流側に接続される。

誤差増幅部５は、擬似負荷８５の両端電圧を検出することにより得られるモニタ出力電圧Ｖｏｍとその閾値電圧との誤差を所定の増幅度で増幅した増幅電圧をスイッチング制御部６にフィードバックする。

誤差増幅器５での増幅度とスイッチング制御部６でのデューティ制御における増幅度とを合わせたフィードバックゲインをＡ、レギュレータ１０の出力電圧Ｖｒの目標値（参照電圧）をＶｒｅｆ、モニタ用ダイオード８１の順方向電圧をＶｆとすると、レギュレータ１０の出力電圧Ｖｒは、Ａが十分大きいとすれば、
Ｖｒ＝Ｖｒｅｆ／（１＋１／Ａ）＋Ｖｆ
≒Ｖｒｅｆ＋Ｖｆ ・・・（１）
で与えられる。一方、一次巻線２３Ａと二次巻線２４Ａとの巻線比を（ｎ１／ｎ２）、出力ダイオード２１Ａの順方向電圧をＶｆとすると、コンバータ８０の出力電圧Ｖｏ１は、
Ｖｏ１＝Ｖｒ×（ｎ１／ｎ２）−Ｖｆ ・・・（２）
で与えられる。（２）式は、（１）式を代入すると、
Ｖｏ１＝（Ｖｒｅｆ＋Ｖｆ）×（ｎ１／ｎ２）−Ｖｆ
＝Ｖｒｅｆ×（ｎ１／ｎ２）＋（ｎ１／ｎ２−１）×Ｖｆ ・・・（３）
と書き換えることができる。つまり、モニタ用ダイオード８１と出力ダイオード２１Ａの順方向電圧Ｖｆの特性（例えば、温度特性や電流特性）が互いに等しければ、（ｎ１／ｎ２）を１又はその近似値に設定することによって、順方向電圧Ｖｆの項をキャンセルすることができる。この関係は、出力電圧Ｖｏ２についても同様である。

したがって、トランスＴ１，Ｔ２の巻線比を１又はその近似値に設定することによって、レギュレータ１０の出力電圧Ｖｒがコンバータ８０の出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２と等しくなる。この設定値で、コンバータ８０のトランスＴ１，Ｔ２の二次側に接続された出力ダイオード２１Ａ，２１Ｂに等しい順方向電圧の特性を有するモニタ用ダイオード８１とモニタ用ダイオード８１に直列に接続された擬似負荷８５とを備えた直列回路をコンバータ８０の一次側に接続して、擬似負荷８５の両端に生ずる電圧をフィードバックしてレギュレータ１０のスイッチング制御を行えば、巻線やトランスを使用した専用のモニタ回路を設けることなく、精度良くフィードバック制御ができる。順方向電圧の特性が同じダイオードを、出力ダイオードとモニタ用ダイオードとして選定することで、その特性が互いに揃わないダイオードを選定する場合に比べ、フィードバック制御の精度を向上させることができる。なお、モニタ用ダイオード８１は、出力ダイオード２１Ａ，２１Ｂとほぼ同じ温度特性を持つものであれば同一品番を使用する必要はない。また、モニタ用ダイオード８１は、消費電流の低減のためには、出力ダイオードよりもチップ面積の小さいものを使用するとよい。もちろん、上述の実施例と同様に、絶縁性が確保され、起動時の過電流を防止できる。

以上、本発明の好ましい実施例について詳説したが、本発明は、上述した実施例に制限されることはなく、本発明の範囲を逸脱することなく、上述した実施例に種々の変形及び置換を加えることができる。

例えば、上述の実施例にて例示した数種のレギュレータとコンバータの組み合わせを変えたスイッチング電源を構成することができる。具体例として、実施例７のコンバータ８０を他の実施例のコンバータに置き換えてもよい。

本発明の一実施形態であるスイッチング電源１００の回路構成図である。 本発明の一実施形態であるスイッチング電源２００の回路構成図である。 本発明の一実施形態であるスイッチング電源３００の回路構成図である。 本発明の一実施形態であるスイッチング電源４００の回路構成図である。 本発明の一実施形態であるスイッチング電源５００の回路構成図である。 本発明の一実施形態であるスイッチング電源６００の回路構成図である。 本発明の一実施形態であるスイッチング電源７００の回路構成図である。 レギュレータ１０のレギュレート電圧Ｖｒの目標値を１５Ｖにした場合と５Ｖにした場合のコンバータ２０の出力電圧の負荷変動特性を示した図である。

符号の説明

５ 誤差増幅部
６ スイッチング制御部
１０ フルブリッジ型昇降圧レギュレータ
２０，３０，４０，６０，８０ フォワード型コンバータ
２５，３５，４５，８５ 擬似負荷
５０ フライバック型レギュレータ
７０ フォワード型レギュレータ
９０ 降圧レギュレータ
Ｔ１〜Ｔ７，Ｔｔ フォワード型トランス
Ｔｒ リセットトランス
Ｔｓ フライバックトランス

Claims (10)

1. スイッチングレギュレータと、
   前記スイッチングレギュレータの出力電圧をトランスの一次側に接続されたスイッチング素子の駆動により電圧変換して前記トランスの二次側に直流電圧を出力するフォワード型コンバータと、
   前記トランスの二次側から得られる信号をフィードバックすることにより前記スイッチングレギュレータの出力電圧がレギュレートされるように前記スイッチングレギュレータのスイッチング制御を行う制御手段とを備え、
   前記スイッチング制御が起動する前に前記スイッチングレギュレータの入出力間が電気的に遮断されている、スイッチング電源装置。
2. 前記スイッチング制御によって入力電圧を昇降圧自在に調整可能であって前記スイッチングレギュレータの入出力間を電気的に遮断可能なスイッチング回路が、前記スイッチングレギュレータの入出力間に構成されている、請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記スイッチング回路は、トランスと該トランスの一次側に設けられたスイッチング素子とを備える、請求項２に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記スイッチング回路のトランスの一次側が、前記スイッチング回路のトランスの二次側及び前記フォワード型コンバータのトランスの一次側と接地基準が異なる、請求項３に記載のスイッチング電源装置。
5. 前記スイッチング回路のトランスは、フライバックトランスである、請求項３又は４に記載のスイッチング電源装置。
6. 前記スイッチング回路のトランスは、フォワード型トランスである、請求項３又は４に記載のスイッチング電源装置。
7. 前記スイッチング回路は、フルブリッジ回路である、請求項２に記載のスイッチング電源装置。
8. 前記フォワード型コンバータは前記トランスの複数の二次巻線によって複数の直流電圧を出力し、該複数の出力のうち少なくとも一つの出力がフィードバックされる、請求項１から７のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。
9. スイッチングレギュレータと、
   前記スイッチングレギュレータの出力電圧をトランスの一次側に接続されたスイッチング素子の駆動により電圧変換して前記トランスの二次側に直流電圧を出力するフォワード型コンバータと、
   前記トランスの一次側から得られる信号をフィードバックすることにより前記スイッチングレギュレータの出力電圧がレギュレートされるように前記スイッチングレギュレータのスイッチング制御を行う制御手段とを備え、
   前記スイッチングレギュレータの出力電圧の目標値と前記フォワード型コンバータのトランスの二次側の出力電圧の目標値が等しく設定されており、
   前記スイッチング制御が起動する前に前記スイッチングレギュレータの入出力間が電気的に遮断されている、スイッチング電源装置。
10. 前記フォワード型コンバータのトランスの二次側に出力ダイオードが接続され、該トランスの一次側にダイオードと該ダイオードに直列に接続された擬似負荷とを備えた直列回路が接続されており、
    前記フォワード型コンバータの出力電圧は前記出力ダイオードを介して出力され、
    前記擬似負荷によって検出される電圧がフィードバックされて前記スイッチング制御が行われる、請求項９に記載のスイッチング電源装置。

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