JP2016195511A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】負荷の変動により、出力側から電流が逆流した場合において、特別な回路を用いることなく、逆流電流を検知し、素子が故障することを防ぐ。
【解決手段】電力変換装置は、入力電源電圧を変換して任意の直流電圧を出力する非絶縁型コンバータ回路１５と、そこから出力される直流電圧を入力して負荷へ直流電圧を出力する絶縁型コンバータ回路１６と、非絶縁型コンバータ回路１５と絶縁型コンバータ回路１６を制御する制御部１７とを備え、制御部１７は、絶縁型コンバータ回路１６の負荷側から電流が逆流することを検知する逆流検知部を備え、逆流検知部の判定結果に基づいて非絶縁型コンバータ回路１５と絶縁型コンバータ回路１６を制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置に関し、特に、逆流電流の検知およびその抑制を行う電力変換装置に関するものである。

近年、環境に優しい自動車として、電気自動車（ＥＶ：Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｖｅｈｉｃｌｅ）、及び、ＨＥＶ（Ｈｙｂｒｉｄ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｖｅｈｉｃｌｅ）／ＰＨＥＶ（Ｐｌｕｇ−ｉｎ Ｈｙｂｒｉｄ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｖｅｈｉｃｌｅ）等のハイブリッド自動車が開発されている。

このような自動車は、従来の自動車にも搭載されていた、制御回路を動作させる補機用電池に加えて、充電された電力により走行用の電動モータを駆動させる駆動用電池を搭載している。また、このような自動車では、パワーエレクトロニクス技術の進歩を背景に、燃費（または電費）を向上させるために、電動パワートレインコンポーネントの低損失化および高効率化が望まれている。

ここで、走行用の電動モータに電力を供給する駆動用電池から補機用電池の充電を行うために必要な直流電力を得るための直流変換装置として、降圧用のコンバータ（以下、「降圧コンバータ」と称する）がある。従来技術として、入力電圧が変動しても、高効率な電力変換が可能となるスイッチング電源装置として、例えば特許文献１に開示された技術が知られている。これは、ＬＬＣ共振コンバータは固定のデューティで動作させるとともに、ＬＬＣ共振コンバータの前段に非絶縁の昇圧コンバータを備え、前段の昇圧コンバータのオンデューティ比を制御して、出力電圧を調整することで入力電圧が大きく変動してもそれに対応させることを可能にしたものである。

特開２０１３−２５８８６０号公報

一般的に、全範囲で高い電力変換効率を達成するためには、ＬＬＣ共振コンバータの整流回路は同期整流方式が求められる。その理由としては、ダイオード整流方式の場合、ダイオードのＶｆによる電圧降下の影響が、軽負荷においては大きく、効率の悪化を招いてしまうためである。
しかしながら、動作中の負荷変動、例えば、ユーザーが動作中に補機用電池に対して、ブースターケーブルによるジャンプスタートなどを行った際、補機用電池の電圧が急上昇する。このとき、同期整流方式では、電流が逆流する場合が考えられる。その場合には、例えば、過大な逆流電流が流れている最中に、スイッチング素子をオフすることで発生するターンオフサージにより、スイッチング素子の故障を引き起こす恐れがある。しかしながら、特許文献１に記載の従来のスイッチング電源装置では、軽負荷時での高効率化（同期整流方式）、および、負荷側変動により、電流が逆流し素子が故障してしまうという問題については考慮されていないため、当該問題には対応できないという課題があった。

本発明は、かかる課題を解決するためになされたものであり、特別な回路を用いることなく、逆流電流を検知し、素子が故障することを防ぐことのできる高効率な電力変換装置を提供することを目的とする。

本発明は、入力電源と負荷との間に接続される電力変換装置であって、前記入力電源の入力電圧を変換して任意の直流電圧を出力する非絶縁型コンバータ回路と、前記非絶縁型コンバータ回路から入力される前記直流電圧から出力電圧を発生させて、前記負荷へ前記出力電圧を出力する絶縁型コンバータ回路と、前記非絶縁型コンバータ回路および前記絶縁型コンバータ回路を制御する制御部とを備え、前記制御部は、前記絶縁型コンバータ回路の前記負荷側から電流が逆流することを検知する逆流検知部を備え、前記制御部は、前記逆流検知部の逆流発生有無の判定結果に基づいて、前記非絶縁型コンバータ回路および前記絶縁型コンバータ回路を制御する電力変換装置である。

本発明に係る電力変換装置によれば、制御部が、絶縁型コンバータ回路の負荷側から電流が逆流することを検知する逆流検知部を備え、逆流検知部の逆流発生有無の判定結果に基づいて、非絶縁型コンバータ回路および絶縁型コンバータ回路を制御するようにしたので、特別は回路を用いることなく、逆流電流を検知して、当該逆流電流を抑制し、素子が故障することを未然に防ぐことが可能となる。

本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の構成を示した構成図である。 本発明の実施の形態１に係る電力変換装置において、制御部１７が半導体スイッチング素子１をオン、オフさせたときの電流経路を示す説明図である。 本発明の実施の形態１に係る電力変換装置において、制御部１７が半導体スイッチング素子４をオン、オフさせたときの電流経路を示す説明図である。 本発明の実施の形態１に係る電力変換装置において、絶縁型コンバータ回路１６の動作時における各電圧・電流波形を示す説明図である。 本発明の実施の形態１に係る電力変換装置において、半導体スイッチング素子７，８がオン、オフしているときの電流経路を示す説明図である。 従来技術における共振コンバータ回路の課題について説明した説明図である。 図６の各電流・電圧に該当する回路内の位置について示した説明図である。 本発明の実施の形態１に係る電力変換装置において、逆流検知部の逆流検知時の動作時における各電圧・電流波形を示す説明図である。 本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の変形例の構成を示す構成図である。 本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の変形例の構成を示す構成図である。 本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の変形例の構成を示す構成図である。 本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の変形例の構成を示す構成図である。 図１２の電力変換装置において、逆流検知手段の逆流検知時の動作時における各電圧・電流波形を示す説明図である。 本発明の実施の形態２に係る電力変換装置において、逆流検知部の逆流検知時の動作時における各電圧・電流波形を示す説明図である。 本発明の実施の形態２に係る電力変換装置において、別の逆流検知部の逆流検知時の動作時における各電圧・電流波形を示す説明図である。 本発明の実施の形態２に係る電力変換装置において、別の逆流検知部の逆流検知時の動作時における各電圧・電流波形を示す説明図である。 本発明の実施の形態３に係る電力変換装置において、逆流検知部の逆流検知時の動作時における各電圧・電流波形を示す説明図である。 本発明の実施の形態３に係る電力変換装置の変形例の構成を示す構成図である。

以下、添付図面に従って本発明に係る電力変換装置の好ましい実施の形態について説明する。なお、各図面において、同一要素には同一符号を付し、重複する説明は省略する。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の概略構成図である。図１に示すように、電力変換装置は、絶縁型コンバータ回路１６の前段に非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５を設けたコンバータ２段構成である。非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５により入力電圧Ｖｉを任意の電圧に変換し、絶縁型コンバータ回路１６により当該任意の電圧から出力電圧Ｖｏを出力する。非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５および絶縁型コンバータ回路１６の動作は、制御部１７によって制御される。

ここで、この電力変換装置が電気自動車やハイブリッド自動車に適用された場合には、例えば、入力側に駆動用電池が接続され、出力側に補機用電池が接続されることになる。

なお、以下の説明においては、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５が、入力電源である駆動用電池からの直流電圧を任意の直流電圧に変換して出力するＤＣ／ＤＣコンバータから構成され、絶縁型コンバータ回路１６が、ＬＬＣ（two inductors (LL) and a capacitor (C)）直列共振コンバータから構成されている場合を例に挙げて説明する。

非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５は、半導体スイッチング素子１と、ダイオード２と、リアクトル３と、半導体スイッチング素子４と、ダイオード５と、リンクコンデンサ６とで構成されている。半導体スイッチング素子１は、ドレイン端子が入力電圧Ｖｉの正極側に接続され、ソース端子がリアクトル３とダイオード２との接続点に接続されている。ダイオード２は、アノード端子に入力電圧Ｖｉの負極側およびリンクコンデンサ６の負極側が接続され、カソード端子に半導体スイッチング素子１とリアクトル３との接続点が接続されている。半導体スイッチング素子４は、ドレイン端子がリアクトル３に接続され、ソース端子が入力電圧Ｖｉの負極側とリンクコンデンサ６の負極側に接続されている。ダイオード５は、アノード端子には平滑リアクトル３と半導体スイッチング素子４との接続点が接続され、カソード端子にはリンクコンデンサ６の正極側が接続されている。制御部１７は半導体スイッチング素子１と半導体スイッチング素子４とをオン、オフ制御することで、リンクコンデンサ６の電圧を任意の値に調整する。

絶縁型コンバータ回路１６は、上述したように、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の後段に接続されている。絶縁型コンバータ回路１６は、トランス１１を備えている。トランス１１は、一次巻線と二次巻線とを備えている。以下では、一次巻線側を「一次側」、二次巻線側を「二次側」と呼ぶこととする。なお、図１においては、一次側が入力側、二次側が出力側である。トランス１１の一次側には、半導体スイッチング素子７，８と、共振用コンデンサ９と、共振用リアクトル１０とが備えられている。また、トランス１１の二次側には、整流回路である半導体スイッチング素子１２，１３を備えている。整流回路は、トランス１１の二次巻線側に誘起される電圧を整流して負荷へ出力するための回路である。整流回路は、高効率化のため、同期整流方式を採用している。整流回路の後段には、平滑用コンデンサ１４が設けられている。

半導体スイッチング素子７，８は直列に接続されており、半導体スイッチング素子７のソース端子に、半導体スイッチング素子８のドレイン端子が接続されている。また、半導体スイッチング素子７のドレイン端子はリンクコンデンサ６の正極側に接続され、半導体スイッチング素子８のソース端子はリンクコンデンサ６の負極側に接続されている。また、共振用コンデンサ９、共振用リアクトル１０、および、トランス１１は、半導体スイッチング素子７のソース端子と半導体スイッチング素子８のドレイン端子との接続点と、半導体スイッチング素子８のソース端子との間に、直列に接続されている。図１では、半導体スイッチング素子７のソース端子と半導体スイッチング素子８のドレイン端子との接続点から順に、共振用コンデンサ９→共振用リアクトル１０→トランス１１の順に接続されているが、これに限ることなく、共振用コンデンサ９はトランス１１と半導体スイッチング素子８のソース端子との間に接続されてもよい。

上述したように、トランス１１の二次巻線側に、半導体スイッチング素子１２、１３を備えている。トランス１１の二次巻線は中間タップを有し、中間タップが出力電圧Ｖｏの負側に接続されている。トランス１１の二次側巻線の両端には、それぞれ半導体スイッチング素子１２、１３のソース端子が接続されている。半導体スイッチング素子１２のドレイン端子と半導体スイッチング素子１３のドレイン端子とは互いに接続されており、その接続点と出力電圧Ｖｏの正側が接続されている。

入力電圧Ｖｉの電圧値を検出するために、入力ラインの母線間に入力電圧検出回路２１が接続されている。また、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の出力電圧値を検出するために、リンクコンデンサ６と並列に、リンクコンデンサ電圧検出回路２２が接続されている。さらに、出力電圧Ｖｏの電圧値を検出するために、出力電圧Ｖｏ間に並列に出力電圧検出回路２３が接続されている。また、出力側に流れる電流値を取得するために、平滑用コンデンサ１４の後段に、出力電流検出回路２４が接続されている。

ここで、制御部１７は、制御線３０ａ、３０ｂ、３０ｃ、３０ｄ、３０ｅ、３０ｆにより、それぞれ、半導体スイッチング素子１、４、７、８、１２、１３をオン、オフ制御する。また、制御部１７は、信号線３１ａ、３１ｂ、３１ｃ、３１ｄにより、それぞれ、入力電圧検出回路２１から電圧の検出値、リンクコンデンサ電圧検出回路２２から電圧の検出値、出力電圧検出回路２３から電圧の検出値、および、出力電流検出回路２４から電流の検出値を取得する。
また、制御部１７は、絶縁型コンバータ回路１６に接続された負荷側からの電流の逆流を検知する逆流検知部（図示せず）を有している。逆流検知部については後述する。制御部１７は、逆流検知部による逆流電流発生有無の判定結果に基づき、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５および絶縁型コンバータ回路１６の動作の制御を行う。

ここで、実施の形態１に係る電力変換装置の非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の動作原理について説明する。図１の非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５は、降圧時と昇圧時でスイッチングパターンが異なる。

降圧時は、半導体スイッチング素子１をオン、オフし、半導体スイッチング素子４を常時オフさせることにより、図２の電流経路を通る。図２において、実線の矢印は、半導体スイッチング素子１がＯＮ状態のときの電流の経路を示し、破線の矢印は、半導体スイッチング素子１がＯＦＦ状態のときの電流の経路を示している。すなわち、半導体スイッチング素子１がＯＮ状態のときは、入力電圧Ｖｉから、半導体スイッチング素子１→平滑リアクトル３→ダイオード５の順に電流が流れる。一方、半導体スイッチング素子１がＯＦＦ状態のときは、リンクコンデンサ６から、ダイオード２→平滑リアクトル３→ダイオード５→コンデンサ６の順に、電流が流れる。

一方、昇圧時は、半導体スイッチング素子１を常時オンし、半導体スイッチング素子４をオン、オフさせることにより、図３の電流経路を通る。図３において、実線の矢印は、半導体スイッチング素子４がＯＮ状態のときの電流の経路を示し、破線の矢印は、半導体スイッチング素子４がＯＦＦ状態のときの電流の経路を示している。すなわち、半導体スイッチング素子４がＯＮ状態のときは、入力電圧Ｖｉから、半導体スイッチング素子１→平滑リアクトル３→半導体スイッチング素子４→入力電圧Ｖｉの順に電流が流れる。一方、半導体スイッチング素子４がＯＦＦ状態のときは、入力電圧Ｖｉから、半導体スイッチング素子１→平滑リアクトル３→ダイオード５の順に電流が流れる。

制御部１７は、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の出力電圧を制御し、絶縁型コンバータ回路１６の出力電圧Ｖｏを目標値に近づくよう調整する。また、制御部１７は、絶縁型コンバータ回路１６の入力側の電流値を小さくし、導通損失が低減するよう、通常の電力変換動作では、一般的には昇圧モードで使用する。

制御部１７は、信号線３１ｃを介して取得した出力電圧検出回路２３の電圧値に基づいて、当該電圧値が目標値に近づくよう、非絶縁昇降圧コンバータ回路１５の電圧を調整する。ここで、具体的な制御方法について例をあげて説明する。非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の出力部のリンクコンデンサ６の電圧をＶlink、トランス１１の巻き数比をＮ：１：１とすると、以下の式が成り立つ。

式（１）より、出力電圧Ｖｏの目標値をＶｏ＊とすると、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の出力部のリンクコンデンサ６の電圧の制御目標値Ｖlink＊は式（２）のようになる。

非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５は、入力電圧Ｖｉを、リンクコンデンサ６の電圧Ｖlinkに変換する回路である。降圧動作時には半導体スイッチング素子１のオンデューティＤ１を用いると式（３）が成り立つ。

同様に、昇圧動作時には半導体スイッチング素子４のオンデューティＤ４を用いると式（４）が成り立つ。

以上から、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の制御目標値Ｖｃ＊を、式（２）で求めた制御目標値Ｖlink＊に近づくように制御する。

以上から、制御部１７は、出力電圧Ｖｏが目標値Ｖｏ＊に追従するように、半導体スイッチング素子１，４のデューティを制御し、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の出力電圧Ｖｃ（≒リンクコンデンサ６の電圧Ｖlink）を調整する。

以上が、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の出力電圧Ｖｃの制御方法である。実際は、絶縁型コンバータ回路１６の各回路素子の電圧降下や各電圧検出回路のセンサ誤差等により、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の出力電圧Ｖｃを制御しても、絶縁型コンバータ回路１６の出力電圧Ｖｏが目標値Ｖｏ＊よりも低い（または高い）場合がある。このときは、出力電圧Ｖｏの目標値をＶｏ＊、出力電圧検出回路２３によって取得した電圧値をＶｏ_monとおくと、式（５）で決まる、目標値Ｖｏ＊と電圧値Ｖｏ_monとの差分ΔＶｏに対し、比例ゲインまたは積分ゲインを加えたものを、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の制御目標値Ｖｃ＊に加えることで、最終的に絶縁型コンバータ回路１６の出力電圧Ｖｏが目標値Ｖｏ＊となるように制御する。

ここでは、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の出力電圧Ｖｃを制御する一例を説明したが、これに限るものではなく、例えば、制御部１７は、絶縁型コンバータ回路１６の出力電圧Ｖｏが目標値Ｖｏ＊に近づくように非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５の出力電圧Ｖｃを制御してもよい。

次に、絶縁型コンバータ回路１６の基本動作な動作について波形を用いて説明する。図４は本実施の形態１に係る電力変換装置の波形図である。

図４は、横軸を時間軸としている。時刻ｔ２，ｔ６は半導体スイッチング素子７がターンオンするタイミング、時刻ｔ３，ｔ７は、半導体スイッチング素子７がターンオフするタイミングである。また、時刻ｔ１，ｔ５は半導体スイッチング素子８がターンオフするタイミング、時刻ｔ４，ｔ８は半導体スイッチング素子８がターンオンするタイミングである。また、半導体スイッチング素子７、８がそれぞれターンオフ・ターンオンする間にはデッドタイムｔｄが設けられている。

また、図４において、縦軸は、上から順に、半導体スイッチング素子７、８のゲート・ソース間に印加されるゲート電圧Ｖｇｓ７、Ｖｇｓ８、半導体スイッチング素子７、８のドレイン・ソース間に印加される電圧Ｖｄｓ７、Ｖｄｓ８、トランス１１の一次側に印加される電圧Ｖｔｒ１、共振用コンデンサ９や共振用リアクトル１０に流れる電流（以下、共振電流）をＩ_Ｌｒ、トランス１１の励磁インダクタンスＬ_ｍに流れる励磁電流Ｉ_Ｌｍ、トランス二次側の整流回路の半導体スイッチング素子１２、１３に流れる電流Iｄｓ１２、Iｄｓ１３であり、図４はそれぞれの波形を示している。なお、一次側に流れる電流は、共振用コンデンサ９からトランス１１に流れる方向を正としている。

図４に示す各タイミングｔ０〜ｔ８で、制御部１７は、半導体スイッチング素子７、８をそれぞれオン、オフ制御する。半導体スイッチング素子７、８は、詳しくは、デッドタイムｔｄを挟んでほぼ５０％のデューティ比で、かつ、スイッチング周波数ｆｓｗで交互にオンされる。このスイッチング周波数ｆｓｗとは、共振用コンデンサ９と共振用リアクトル１０で構成される直列共振回路の直列共振周波数ｆｓｒの半周期にデッドタイムｔｄを加えた時間を半周期とするスイッチング周波数である。半導体スイッチング素子１２、１３は半導体スイッチング素子７、８にそれぞれ連動してオン、オフ制御する。実施の形態１において、半導体スイッチング素子１２は半導体スイッチング素子７に連動してオン、オフ制御され、半導体スイッチング素子１３は半導体スイッチング素子８に連動してオン、オフ制御される。ここで、半導体スイッチング素子１２、１３のオン時間は、半導体スイッチング素子７、８のオン時間より若干短くする。これは、ターンオン時のＺＶＳ（Zelo Voltage Switch）の成立確保とターンオフ時のサージを抑制するためである。

図５は、各時刻における電流の経路を示している。時刻ｔ１〜ｔ２において、半導体スイッチング素子８がターンオフした直後は、共振電流Ｉ_Ｌｒは、トランス１１→共振用リアクトル１０→共振用コンデンサ９→半導体スイッチング素子７のボディダイオードの経路で流れる。

時刻ｔ２〜ｔ３において、半導体スイッチング素子７は直前までボディダイオードに電流が流れており、従って、ドレイン・ソース間電圧Ｖ_ｄｓはゼロである。そのため、半導体スイッチング素子７はＺＶＳが成立する。図中の実線は時刻ｔ２〜ｔ３のときの電流経路であり、点線は直前まで流れていた共振電流Ｉ_Ｌｒの電流経路である。すなわち、時刻ｔ２〜ｔ３においては、図の実線で示されるように、半導体スイッチング素子７→共振用コンデンサ９→共振用リアクトル１０→トランス１１の経路で電流が流れる。

時刻ｔ３〜ｔ４において、半導体スイッチング素子７がターンオフした直後は、共振電流Ｉ_Ｌｒは、共振用コンデンサ９→共振用リアクトル１０→トランス１１→半導体スイッチング素子８のボディダイオードの経路で流れる。

時刻ｔ４〜ｔ５において、半導体スイッチング素子８は直前までボディダイオードに電流が流れており、従って、ドレイン・ソース間電圧Ｖ_ｄｓはゼロであるため、半導体スイッチング素子８はＺＶＳが成立する。図中の実線は時刻ｔ４〜ｔ５のときの電流経路であり、点線は直前まで流れていた共振電流Ｉ_Ｌｒの電流経路である。すなわち、時刻ｔ４〜ｔ５においては、図の実線で示されるように、半導体スイッチング素子８→トランス１１共振用リアクトル１０→共振用コンデンサ９の経路で電流が流れる。

以上が、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５、及び、絶縁型コンバータ回路１６の制御方法である。本実施の形態１で説明した電力変換器は、絶縁型コンバータ回路１６がほぼ一定の昇降圧比で出力できるよう、非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５により、入力電圧Ｖｉを所定の電圧に変換する。そのため、一般的に昇降圧比が１に近いほど効率が良くなる。

高効率化のために、制御部１７は、入力電圧Ｖｉと非絶縁型昇降圧コンバータ回路１５が出力する電圧とが予め設定された範囲内のとき、半導体スイッチング素子１を常時オンするとともに、半導体スイッチング素子４を常時オフし、絶縁型コンバータ回路１６のみ動作させる。これにより、余計なスイッチング損失を防ぐことができ、高効率化につながる。

制御部１７は、ＶｏがＶｏ*より著しく高いときなど負荷に電力を伝送する必要がない場合、半導体スイッチング素子１を常時オフすることで、余計な電力を伝送することがなくなり、Ｖｏが過電圧になるのを防ぐ。

以上のように、実施の形態１に電力変換の基本的な動作について説明した。

次に、本実施の形態１の効果をより理解するために、まずはじめに、図６及び図７を用いて、上記の従来の課題である動作中の負荷変動時における電流の逆流現象について説明する。例えば、実車において負荷側の電圧が急変する例として、例えば、上記の従来技術で説明した、補機用電池に行うブースターケーブルによるジャンプスタートが考えられる。これは負荷電圧が急峻に変化する。そのため、例えば、電力変換器の動作中に、ジャンプスタートのように負荷電圧が急上昇すると、出力電流は逆流する。このときの各電圧・電流波形のイメージ図を図６に示す。図６は、横軸を時間軸としている。図６の縦軸は、順に、Ｖｏ，Ｖlink，Ｖｉ，Ｉｏｕｔ，Ｉ_ｔｒ２，Ｉｉｎ，Ｖｃｒとしている。図６のこれらの各電流・電圧に該当する部位を、図７に示す。図６において、時刻ｔ０にて負荷電圧が急上昇する。図６のＩ_ｔｒ２は、図４のＩ_ｄｓ１２とＩ_ｄｓ１３とを合成させた電流である。

図６の従来技術における電流・電圧波形について説明する。出力電圧Ｖｏが上昇すると、まず、出力段直近に配置されている平滑用コンデンサ１４が充電される。また、負荷と平滑用コンデンサ１４の間には大きなインピーダンス成分がないため、出力電流Ｉｏは負荷側から平滑用コンデンサ１４側に過大な電流が流れる。次に、平滑用コンデンサ１４が充電されることにより、平滑用コンデンサ１４の電圧が上昇すると、ＶｏとＶlinkとの関係は、式（１）より、下記の式（６）となる。

そのため、トランス二次側電流（Ｉ_ｔｒ２）は電流が逆流する。このとき、トランス二次側電流は、図６に示すように、正方向にも流れる。これは、半導体スイッチング素子１２または１３がオフしたとしても、トランス一次側の共振用リアクトル１０が電流を維持しようと働くため、例えば、半導体スイッチング素子１２がオフした瞬間、半導体スイッチング素子１３のボディダイオードを通って電流が流れる。次に、逆流した電流は、リンクコンデンサ６を充電するため、リンクコンデンサ６の電圧Ｖlinkも上昇する。また、共振用コンデンサ９の電圧Ｖｃｒは振幅が増加する。

図６より、動作中に上記のような現象が発生すると、半導体スイッチング素子の電流定格オーバーによる素子故障やリンクコンデンサ６の耐圧オーバーによる故障が考えられる。

これを防ぐために、本実施の形態１では、制御部１７は、内部に、電流が逆流していることを検知する逆流検知部を備えている。逆流検知部が逆流電流が発生していることを検知すると、制御部１７は、半導体スイッチング素子をオフすることで逆流電流を抑制する。実施の形態１では、制御部１７の逆流検知部は、出力電流検出回路２４で検出される出力電流Iｏに対して閾値（Ｉ_ｔｈ）を予め設けておき、出力電流Ｉｏが、閾値（I_ｔｈ）以上の値で、かつ、逆方向に流れたときに、逆流検知部は逆流電流が発生していることを検知し、半導体スイッチング素子７，８，１２，１３をオフする。このときの本実施の形態１における動作を図８に示す。

図８より、時刻ｔ＝ｔ０において、出力電流Ｖｏが上昇し始め、時刻ｔ＝ｔ１において、出力電流Ｉｏが閾値（Ｉ_ｔｈ）以上の逆流電流として流れると、制御部１７の逆流検知部が、出力電流検出回路２４の出力値Ｉｏを逆流電流として検知する。次に、時刻ｔ＝ｔ２において、制御部１７は、フェール信号を電力変換装置外部のメイン制御ユニット（図示なし）に出力し、逆流過電流の発生により停止することを通知するとともに、半導体スイッチング素子７，８，１２，１３をオフすることで、逆流電流を抑制し、負荷側の電圧上昇が１次側に影響しない。これにより、半導体スイッチング素子１２、１３に過大な電流が流れることなく、また、リンクコンデンサ６の電圧Ｖlinkの上昇が抑えられ、素子の破壊を未然に防ぐことができる。ここで、時刻ｔ１〜ｔ２の時間は、逆流を検知してから、実際に半導体スイッチング素子をオフするまでにかかる遅延時間を表している。

本実施の形態では、逆流検知部が逆流を検知したとき、制御部１７は、全ての半導体スイッチング素子７，８，１２，１３をオフしているが、これに限るものではなく一般的に、このような逆流現象は同期整流構成により発生するため、例えば、全ての半導体スイッチング素子７，８，１２，１３をオフせずに、同期整流回路を構成している同期整流素子である半導体スイッチング素子１２，１３のみをオフするようにしてもよい。

本実施の形態１では、共振用リアクトル１０はトランス１１の外付け部品としたが、これに限るものではなく、例えば、トランス１１のリーケージインダクタンスであってもよい。トランス１１のリーケージインダクタンスを用いることで、部品点数減による小型化、および低コスト化が図れる。

本実施の形態１で説明した図１の構成においては、絶縁型コンバータ回路１６の共振用コンデンサ９を、半導体スイッチング素子７のソース端子と半導体スイッチング素子８のドレイン端子との接続点と、共振用リアクトル１０との間に配置しているが、これに限るものではない。例えば、半導体スイッチング素子８のソース端子とトランス１１との間に共振用コンデンサ９を配置してもよい。あるいは、図９に示すように、コンデンサ９のコンデンサ容量を分割（＝Cr/2）して、それぞれ、コンデンサ９ａ，９ｂとして、２つに分けて配置しても同等の効果が得られる。図９では、コンデンサ９ａ，９ｂは、半導体スイッチング素子７のドレイン端子と半導体スイッチング素子８のソース端子との間に、直列に接続され、９ａ，９ｂの接続点とトランスの一端が接続されている。

本実施の形態１では、トランス１１の二次巻線の中間タップが、出力電圧Ｖｏの負側に接続され、トランス１１の二次側巻線の両端にはそれぞれ半導体スイッチング素子１２、１３のソース端子が接続されていたが、これに限るものではなく、例えば、図１０に示すように、中間タップが出力電圧Ｖｏの正側に接続され、トランス二次側巻線の両端には半導体スイッチング素子１２、１３のドレイン端子がそれぞれ接続され、半導体スイッチング素子１２、１３のソース端子が平滑用コンデンサ１４の負極側（または出力電圧Ｖｏの負側）に接続されている構成でもよい。

本実施の形態１では、非絶縁型コンバータ回路１５は昇降圧回路としたが、これに限るものではなく、例えば、図１１に示すように、昇圧回路でもよい。すなわち、図１１の構成は、図１の構成から、半導体スイッチング素子１とダイオード２とを削除した構成となっている。図１１の回路構成により、実施の形態１と同等の効果を奏するとともに、降圧の必要性がない場合は、本回路の方が、半導体スイッチング素子１の損失が少ないため、高効率構成となる。

本実施の形態１では、出力電流検出回路２４は、平滑用コンデンサ１４の後段側に配置されているが、これに限るものではなく、例えば、図１２に示す構成としてもよい。図１２においては、図１に示した出力電流検出回路２４の代わりに、平滑用コンデンサ１４の前段に出力電流検出回路２４Ａを配置している。これは、平滑用コンデンサ１４の前段は、図６を見てもわかるように、電流Ｉ_ｔｒ２は交流成分である。このため、出力電流検出回路が取得する値を使って制御する場合に、図１２に示すように、出力電流検出回路２４の代わりに、平滑用コンデンサ１４の前段に、出力電流検出回路２４Ａを配置することで、交流電流として電流をモニタすることができ、制御応答性が向上する。一方、平滑用コンデンサ１４の後段側に出力電流検出回路２４を配置すると、絶縁型コンバータ回路１６内部での反応が平滑用コンデンサ１４によって遅延する。

このように、図１２の構成においては、出力電流検出回路２４Ａは、整流回路である半導体スイッチング素子１２，１３と平滑用コンデンサ１４との間に設けられ、そこを流れる共振電流（Ｉ_ｔｒ２）を検出する共振電流検出回路を構成している。

実施の形態１の変形例である図１２の構成において、逆流現象が起きる場合は、実施の形態１と同様に、出力電流検出回路２４Ａが検出した共振電流Ｉ_ｔｒ２が、負荷側から流れる逆流電流で、かつ、その値が閾値（Ｉ_ｔｈ）以上の場合に、逆流検知部が逆流電流が発生していると判定し、制御部１７は、当該判定結果に基づき、半導体スイッチング素子７，８，１２，１３をオフにする。このときの動作を図１３に示す。

図１３より、時刻ｔ＝ｔ０において、出力電流Ｖｏが上昇し、時刻ｔ＝ｔ１において、出力電流検出回路２４Ａが検出した共振電流が、閾値（Ｉ_ｔｈ）以上で、かつ、逆流電流であった場合に、出力電流検出回路２４Ａの共振電流の出力値を制御部１７の逆流検知部が逆流電流として検知する。時刻ｔ＝ｔ２において、制御部１７は、フェール信号を発生するとともに、半導体スイッチング素子７，８，１２，１３をオフすることで、逆流電流を抑制し、負荷側の電圧上昇が１次側に影響しない。これにより、半導体スイッチング素子１２、１３に過大な電流が流れることなく、また、リンクコンデンサ６の電圧Ｖlinkの上昇が抑えられ、素子の破壊を未然に防ぐことができる。ここで、時刻ｔ１〜ｔ２の時間は逆流を検知してから実際に半導体スイッチング素子をオフするまでにかかる遅延時間を表している。このように、図１２に示す実施の形態１の変形例においても、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。

以上のように、本実施の形態によれば、入力電源である駆動用電池の入力電圧を変換して任意の直流電圧を出力する非絶縁型コンバータ回路１５と、非絶縁型コンバータ回路１５から入力される直流電圧から出力電圧を発生させて負荷へ出力電圧を出力する絶縁型コンバータ回路１６と、非絶縁型コンバータ回路１５および絶縁型コンバータ回路１６を制御する制御部１７とを備え、制御部１７は、絶縁型コンバータ回路１６の負荷側から電流が逆流することを検知する逆流検知部を備え、制御部１７は、逆流検知部の逆流発生有無の判定結果に基づいて、非絶縁型コンバータ回路１５および絶縁型コンバータ回路１６を制御するようにしたので、特別な回路を用いることなく、逆流電流を検知し、半導体スイッチング素子が故障することを防ぐことができる。

実施の形態２．
本発明の実施の形態２に係る電力変換装置は、上記実施の形態１で説明した電力変換装置と同じ回路構成を有している。従って、図１を参照することとし、ここでは、その説明を省略する。また、本実施の形態２では、制御部１７の逆流検知部は、リンクコンデンサ電圧検出回路２２が検出する電圧値Ｖlinkを用いることを特徴とする。実施の形態１で説明したように、出力電圧Ｖｏが上昇するに伴い、式（１）より、リンクコンデンサ６の電圧Ｖlinkも上昇する。制御部１７の逆流検知部は、リンクコンデンサ電圧検出回路２２が検出する電圧Ｖlinkが、制御目標値Ｖlink＊から大きく外れて、それらの差分が予め設定された閾値以上の電圧となった場合、逆流検知部は逆流電流が発生していることを検知し、半導体スイッチング素子７，８，１２，１３をオフする。このときの動作を図１４に示す。なお、この場合の閾値を、実施の形態１の閾値（Ｉ_ｔｈ）と区別するために、以下では、閾値（Ｖ_ｔｈ）と呼ぶこととする。

図１４より、時刻ｔ＝ｔ１において、リンクコンデンサ６の電圧Ｖlinkが制御目標値Ｖlink＊から乖離し、ＶlinkとＶlink＊との差分が閾値（Ｖ_ｔｈ）以上の電圧に達したとき、制御部１７の逆流検知部が逆流電流として検知する。時刻ｔ＝ｔ２において、制御部１７は、フェール信号を発生するとともに、半導体スイッチング素子７，８，１２，１３をオフすることで、逆流電流をある程度抑制し、負荷側の電圧上昇を抑制する。ここで、時刻ｔ１〜ｔ２の時間は逆流電流を検知してから実際に半導体スイッチング素子７，８，１２，１３をオフするまでにかかる遅延時間を表している。

実施の形態２では、リンクコンデンサ電圧検出回路２２を使用するため、例えば、出力電流検出回路２４は設けなくてもよい。これにより、回路の小型化、低コスト化が図れる。

本実施の形態２では、制御部１７の逆流検知部の検知処理に、リンクコンデンサ電圧検出回路２２を使用したが、これに限るものではなく、例えば、出力電圧検出回路２３を使用してもよい。この場合、制御部１７の逆流検知部は、出力電圧検出回路２３の電圧値が予め設定された閾値（Ｖ_ｔｈ２）以上の電圧となった場合、逆流検知部は逆流電流が発生していることを検知し、半導体スイッチング素子７，８，１２，１３をオフする。このときの動作を図１５に示す。なお、この場合の閾値を、実施の形態１の閾値（Ｉ_ｔｈ）および実施の形態２の閾値（Ｖ_ｔｈ）と区別するために、以下では、閾値（Ｖ_ｔｈ２）と呼ぶこととする。

図１５より、時刻ｔ＝ｔ０において、出力電圧Ｖｏが上昇し、時刻ｔ＝ｔ１において、出力電圧検出回路２３で検出された出力電圧Ｖｏが閾値（Ｖ_ｔｈ２）以上の電圧に達したとき、制御部１７の逆流検知部がそれを検知する。時刻ｔ＝ｔ２において、制御部１７は、フェール信号を発生するとともに、半導体スイッチング素子７，８，１２，１３をオフすることで、逆流電流をある程度抑制し、負荷側の電圧上昇を抑制する。ここで、時刻ｔ１〜ｔ２の時間は逆流電流を検知してから、実際に半導体スイッチング素子７，８，１２，１３をオフするまでにかかる遅延時間を表している。

図１５に示す実施の形態２の変形例では、制御部１７の逆流検知部の検知処理に、出力電圧検出回路２３を使用したが、さらに、これに限るものではなく、例えば、共振用コンデンサ９に対して、並列に、共振用コンデンサ電圧検出回路（図示せず）を設けて、それにより、共振用コンデンサ９の電圧をモニタし、共振用コンデンサ９の電圧の振幅値を逆流検知に使用してもよい。この場合、共振用コンデンサ９の電圧に対して予め上限および下限を示す閾値（Ｖ_ｔｈ１，Ｖ_ｔｈ２）を設けておき、動作中の共振用コンデンサ９の電圧が、閾値（Ｖ_ｔｈ１，Ｖ_ｔｈ２）のいずれか一方に達したとき、制御部１７の逆流検知部は、逆流電流が発生していることを検知し、半導体スイッチング素子７，８，１２，１３をオフする。このときの動作を図１６に示す。

図１６より、時刻ｔ＝ｔ０において、出力電流Ｖｏが上昇し、時刻ｔ＝ｔ１において、共振用コンデンサ９の電圧の振幅が増加し、上限の閾値（Ｖ_ｔｈ１）以上の電圧（または、下限の閾値（Ｖ_ｔｈ２））に達したとき、制御部１７の逆流検知部が逆流電流として検知する。時刻ｔ＝ｔ２において、制御部１７は、フェール信号を発生するとともに、半導体スイッチング素子７，８，１２，１３をオフすることで、逆流電流をある程度抑制し、負荷側の電圧上昇を抑制する。ここで、時刻ｔ１〜ｔ２の時間は逆流電流を検知してから実際に半導体スイッチング素子７，８，１２，１３をオフするまでにかかる遅延時間を表している。

上記各実施の形態では、制御部１７の逆流検知部の逆流抑制の方法として、半導体スイッチング素子７，８，１２，１３をオフ（または、半導体スイッチング素子１２、１３をオフ）することで、逆流電流を抑制しているが、これに限るものではなく、制御部１７は、逆流検知部が逆流を検知した場合、リンクコンデンサ６の電圧Ｖlinkを上昇させてもよい。これは、リンクコンデンサ電圧６と出力電圧Ｖｏは式（１）の関係で連動しているため、リンクコンデンサ６の電圧Ｖlinkを増加させることで、出力側から電流が逆流することを抑制する。

実施の形態３．
本発明の実施の形態３に係る電力変換装置は、上記実施の形態１で説明した電力変換装置と同じ回路構成を有している。従って、図１を参照することとし、ここでは、その説明は省略する。上記実施の形態１、２からもわかるように、式（１）より、リンクコンデンサ６の電圧Ｖlinkと出力電圧Ｖｏとは連動しているこのため、例えば、素子の故障などでリンクコンデンサ６の電圧Ｖlinkが低下し、以下の式（７）を満たす関係になってしまったとき、出力側から電流が逆流してしまう。

実施の形態３では、このような素子故障時の逆流電流を抑制する。半導体スイッチング素子７，８が短絡故障した場合、リンクコンデンサ６の電圧Ｖlinkが低下する。このとき、リンクコンデンサ６の電圧Ｖlinkと出力電圧Ｖｏとは式（７）の関係になるため、負荷側から出力側に電流が流れる。これを抑制するため、実施の形態３では、リンクコンデンサ電圧検出回路２２が検出する電圧Ｖlinkが制御目標値Ｖlink＊から大きく外れて、ＶlinkとＶlink＊との差分が予め設定された閾値（Ｖ_ｔｈ３）以下の電圧となった場合に、制御部１７の逆流検知部は逆流電流が発生していることを検知し、半導体スイッチング素子７，８，１２，１３をオフする。このときの動作を図１７に示す。

図１７より、時刻ｔ＝ｔ０において、半導体スイッチング素子７，８が短絡故障し、リンクコンデンサ６の電圧Ｖlinkが低下する。リンクコンデンサ６の電圧Ｖlinkが低下すると、負荷側に流れていた電流が減少し、逆流する。一方、リンクコンデンサ６の電圧Ｖlinkが低下すると、入力側の電流は増加する。リンクコンデンサ６の電圧Ｖlinkが制御目標値Ｖlink＊から乖離していき、時刻ｔ＝ｔ１において、ＶlinkとＶlink＊との差分が閾値（Ｖ_ｔｈ３）以上の電圧に達したとき、制御部１７の逆流検知部が逆流電流を検知する。時刻ｔ＝ｔ２において、制御部１７はフェール信号を発生するとともに、半導体スイッチング素子７，８，１２，１３をオフすることで、逆流および入力過電流を抑制する。ここで、時刻ｔ１〜ｔ２の時間は逆流電流を検知してから実際に半導体スイッチング素子７，８，１２，１３をオフするまでにかかる遅延時間を表している。

このように、実施の形態３では、逆流抑制するとともに、素子故障時のフェール検出効果も奏する。

実施の形態３では、絶縁型コンバータ回路１６の一次側半導体スイッチング素子７，８の故障時の対応について説明したが、これに限るものではなく、例えば、非絶縁型昇降圧（または昇圧）コンバータ回路１５のダイオード５が短絡故障した場合についても同様のことが考えられる。ダイオード５が故障したとき、昇圧動作中のリンクコンデンサ６の電圧Ｖlinkは入力電圧Ｖｉまで低下する。このとき、式（７）が成立するため、逆流現象が発生する。このときにおいても、リンクコンデンサ電圧検出回路２２が検出する電圧Ｖlinkが、予め設定された閾値以下の電圧となった場合、制御部１７の逆流検知部は逆流電流が発生していることを検知し、半導体スイッチング素子７，８，１２，１３をオフする。

実施の形態３においての非絶縁型昇降圧（または昇圧）コンバータ回路１５のダイオード５が短絡故障時における、制御部１７の逆流検知部の検知方法の別手段として、図１８のように、電力変換装置が入力電流検出回路２５を備えるようにしてもよい。入力電流検出回路２５は、図１８に示すように、半導体スイッチング素子１とリアクトル３との接続点とリアクトル３との間に接続され、入力電流Ｉinを検出する。但し、入力電流検出回路２５を設ける位置は、この場合に限らず、入力電流Iinを検出することができる位置であれば、任意の位置に入力電流検出回路２５を設置するようにしてもよい。

図１８の構成において、入力電流検出回路２５が検出する電流Iinの値が０Ａを下回り、予め設定された閾値に達したとき、制御部１７の逆流検知部は、逆流電流が発生していることを検知し、半導体スイッチング素子７，８，１２，１３をオフする。これは、ダイオード５が短絡故障したとき、リンクコンデンサ６の電圧Ｖlinkが低下し、逆流電流が流れる。このとき、ダイオード５は短絡しているため、入力側に向かって電流が流れる。入力電流検出回路２５はこれを検出し逆流電流を抑制する。

上記各実施の形態１〜３では、入力電流検出回路を設けることを記載しなかったが、これに限るものではなく、図１８に示す実施の形態３の別例のように、入力電流検出回路２５を追加した構成でもよい。

上記各実施の形態１〜３では、特定の電流検出回路または電圧検出回路の値が所定の値に達したか否かについて逆流検知をしていたが、これに限るものではなく、例えば、電力変換装置は、図１８のように、入力側と出力側にそれぞれ電流検出回路および電圧検出回路を備え、制御部１７は各電流・電圧検出回路から効率を求め、効率が予め設定された値に達したときに、制御部１７の逆流検知部は逆流を検知するようにしてもよい。
このことを、さらに詳細に説明する。
図１８に示すように、非絶縁型昇降圧（または昇圧）コンバータ回路１５は、入力電源からの入力電圧を検出する入力電圧検出回路２１と、入力電源からの入力電流を検出する入力電流検出回路２５とを備えている。また、絶縁型コンバータ回路１６は、負荷へ出力される出力電圧を検出する出力電圧検出回路２３と、負荷へ出力される出力電流を検出する出力電流検出回路２４とを備えている。また、制御部１７は、電力変換装置の効率を求める効率演算部（図示せず）を内部に備えている。効率演算部は、検出された入力電圧と入力電流とに基づいて入力電力を求めるとともに、検出された出力電圧と出力電流とに基づいて出力電力を求めて、当該入力電力に対する出力電力の比率（＝出力電力／入力電力）を、電力変換装置の効率として求める。効率演算部が演算した当該効率の値が閾値に達したときに、逆流検知部は逆流が発生したと判定する。

上記各実施の形態１〜３では、制御部１７の逆流抑制部が、半導体スイッチング素子をオフする、あるいは、リンクコンデンサ６を上昇する等、電力変換装置内の素子で対応していたが、これに限るものではない。例えば、電力変換装置が、絶縁型コンバータ回路１６と出力側の負荷との間に接続されて、絶縁型コンバータ回路１６の出力と負荷とを接離するための出力リレーを備えているシステムの場合、制御部１７は、逆流検知部が逆流電流が発生したと判定した場合、当該出力リレーを遮断するようにシステム側に要求し、当該出力リレーを切断するようにしてもよい。

同様に、例えば、電力変換装置が、入力側の駆動用電池と非絶縁型昇降圧（または昇圧）コンバータ回路１５との間に接続されて、駆動用電池と非絶縁型昇降圧（または昇圧）コンバータ回路１５とを接離するための入力リレーを備えているシステムの場合、制御部１７は、逆流検知部が逆流電流が発生したと判定した場合、少なくとも駆動用電池への逆流を防ぐため、この入力リレーを切断するようにシステム側に要求し、当該入力リレーを切断するようにしてもよい。

また、上記各実施の形態１〜３では、半導体スイッチング素子７，８，１２，１３がＭＯＳＥＴから構成されるとした。しかしながら、これに限定されず、半導体スイッチング素子は、例えば、ＩＧＢＴであってもよい。

なお、本発明は、上述した実施の形態１〜３およびその変形例に示した構成のみに限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲において、実施の形態１〜３およびその変形例の構成を適宜組み合わせたり、それらの構成に一部変形を加えたり、構成を一部省略することが可能である。

１，４ 半導体スイッチング素子、２，５ ダイオード、３ リアクトル、６ リンクコンデンサ、７，８ 半導体スイッチング素子、９ 共振用コンデンサ、１０ 共振用リアクトル、１１ トランス、１２，１３ 半導体スイッチング素子、１４ 平滑用コンデンサ、１５ 非絶縁型昇降圧コンバータ回路（または、非絶縁型昇圧コンバータ回路）、１６ 絶縁型コンバータ回路、１７ 制御部、２１ 入力電圧検出回路、２２ リンクコンデンサ電圧検出回路、２３ 出力電圧検出回路、２４ 出力電流検出回路、２５ 入力電流検出回路、３０ａ，３０ｂ，３０ｃ，３０ｄ，３０ｅ，３０ｆ 制御線、３１ａ，３１ｂ，３１ｃ，３１ｄ 信号線、Ｖｉ 入力電圧、Ｖｏ 出力電圧。

本発明は、入力電源と負荷との間に接続される電力変換装置であって、前記入力電源の入力電圧を変換して任意の直流電圧を出力する非絶縁型コンバータ回路と、前記非絶縁型コンバータ回路から入力される前記直流電圧から出力電圧を発生させて、前記負荷へ前記出力電圧を出力する絶縁型コンバータ回路と、前記非絶縁型コンバータ回路および前記絶縁型コンバータ回路を制御する制御部とを備え、前記制御部は、前記絶縁型コンバータ回路の前記負荷側から電流が逆流することを検知する逆流検知部を備え、前記制御部は、前記逆流検知部の逆流発生有無の判定結果に基づいて、前記非絶縁型コンバータ回路および前記絶縁型コンバータ回路を制御するものであって、前記非絶縁型コンバータはＤＣ／ＤＣコンバータから構成され、前記絶縁型コンバータは、一次巻線及び二次巻線を備えるトランスと、共振用コンデンサと、共振用リアクトルと、前記一次巻線側に設けられた第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子と、前記二次巻線側に設けられ、前記一次巻線との磁界結合により前記二次巻線側に誘起される電圧を整流して前記負荷へ出力する整流回路とを有するＬＬＣ直列共振コンバータから構成され、前記絶縁型コンバータの前記整流回路は、２以上のスイッチング素子で構成されている同期整流回路であり、前記逆流検知部が前記逆流が発生したと判定したときに、前記制御部は、前記同期整流回路の前記スイッチング素子を停止する電力変換装置である。

Claims (16)

1. 入力電源と負荷との間に接続される電力変換装置であって、
   前記入力電源の入力電圧を変換して任意の直流電圧を出力する非絶縁型コンバータ回路と、
   前記非絶縁型コンバータ回路から入力される前記直流電圧から出力電圧を発生させて、前記負荷へ前記出力電圧を出力する絶縁型コンバータ回路と、
   前記非絶縁型コンバータ回路および前記絶縁型コンバータ回路を制御する制御部と
   を備え、
   前記制御部は、前記絶縁型コンバータ回路の前記負荷側から電流が逆流することを検知する逆流検知部を備え、
   前記制御部は、前記逆流検知部の逆流発生有無の判定結果に基づいて、前記非絶縁型コンバータ回路および前記絶縁型コンバータ回路を制御する
   電力変換装置。
2. 前記非絶縁型コンバータはＤＣ／ＤＣコンバータから構成され、
   前記絶縁型コンバータは、
   一次巻線及び二次巻線を備えるトランスと、
   共振用コンデンサと、
   共振用リアクトルと、
   前記一次巻線側に設けられた第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子と、
   前記二次巻線側に設けられ、前記一次巻線との磁界結合により前記二次巻線側に誘起される電圧を整流して前記負荷へ出力する整流回路と
   を有するＬＬＣ直列共振コンバータから構成されている
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記絶縁型コンバータは、
   前記整流回路の後段に設けられた平滑用コンデンサと、
   前記平滑用コンデンサの後段に設けられ、前記負荷に流れる電流値を検出する出力電流検出回路と
   をさらに備え、
   前記出力電流検出回路が検出する前記電流値が第１の閾値に達したときに、前記逆流検知部は前記逆流が発生したと判定する
   請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記絶縁型コンバータは、
   前記整流回路の後段に設けられた平滑用コンデンサと、
   前記整流回路と前記平滑用コンデンサとの間に設けられ、そこを流れる共振電流を検出する共振電流検出回路と
   を備え、
   前記共振電流検出回路が検出する前記共振電流の値が第２の閾値に達したときに、前記逆流検知部は前記逆流が発生したと判定する
   請求項２に記載の電力変換装置。
5. 前記非絶縁型コンバータと前記絶縁型コンバータとの間に設けられた平滑用のリンクコンデンサと、
   前記リンクコンデンサの電圧値を検出するリンクコンデンサ電圧検出回路と
   をさらに備え、
   前記リンクコンデンサ電圧検出回路が検出する前記リンクコンデンサの電圧値が第３の閾値に達したとき、前記逆流検知部は前記逆流が発生したと判定する
   請求項２に記載の電力変換装置。
6. 前記非絶縁型コンバータと前記絶縁型コンバータとの間に設けられた平滑用のリンクコンデンサと、
   前記リンクコンデンサの電圧値を検出するリンクコンデンサ電圧検出回路と
   をさらに備え、
   前記リンクコンデンサ電圧検出回路が検出する前記リンクコンデンサの電圧値と前記制御部が設定した制御目標値との差分が第４の閾値以上になったときに、前記逆流検知部は前記逆流が発生したと判定する
   請求項２に記載の電力変換装置。
7. 前記絶縁型コンバータは、
   前記整流回路の後段に設けられた平滑用コンデンサと、
   前記平滑用コンデンサと並列に設けられ、前記出力電圧を検出する出力電圧検出回路と
   をさらに備え、
   前記出力電圧検出回路が検出する出力電圧の値が第５の閾値に達したときに、前記逆流検知部は前記逆流が発生したと判定する
   請求項２に記載の電力変換装置。
8. 前記ＬＬＣ直列共振コンバータは、
   共振用コンデンサと、
   前記共振用コンデンサの電圧を検出する共振用コンデンサ電圧検出回路と
   を備え、
   前記共振用コンデンサ電圧検出回路が検出する電圧の値が第６の閾値に達したときに、前記逆流検知部は前記逆流が発生したと判定する
   請求項２に記載の電力変換装置。
9. 前記非絶縁型コンバータは、
   前記入力電源からの入力電圧を検出する入力電圧検出回路と、
   前記入力電源からの入力電流を検出する入力電流検出回路と
   を備え、
   前記絶縁型コンバータは、
   前記負荷へ出力される前記出力電圧を検出する出力電圧検出回路と、
   前記負荷へ出力される出力電流を検出する出力電流検出回路と
   を備え、
   前記制御部は、
   前記入力電圧と前記入力電流とに基づいて入力電力を求めるとともに、前記出力電圧と前記出力電流とに基づいて出力電力を求めて、前記入力電力に対する前記出力電力の比率を効率として求める効率演算部
   をさらに備え、
   前記効率演算部が演算した前記効率の値が第７の閾値に達したときに、前記逆流検知部は前記逆流が発生したと判定する
   請求項２に記載の電力変換装置。
10. 前記非絶縁型コンバータは、前記入力電源からの入力電流を検出する入力電流検出回路を備え、
    前記入力電流検出回路が検出する入力電流の値が第８の閾値に達したときに、前記逆流検知部は前記逆流が発生したと判定する
    請求項２に記載の電力変換装置。
11. 前記絶縁型コンバータの前記整流回路は、２以上のスイッチング素子で構成されている同期整流回路であり、
    前記逆流検知部が前記逆流が発生したと判定したときに、前記制御部は、前記同期整流回路の前記スイッチング素子を停止する
    請求項２に記載の電力変換装置。
12. 前記逆流検知部が前記逆流が発生したと判定したときに、前記制御部は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータが出力する前記直流電圧を上昇させる
    請求項２に記載の電力変換装置。
13. 前記絶縁型コンバータ回路と前記負荷との間に接続され、前記絶縁型コンバータ回路の出力と前記負荷とを接離する出力リレーをさらに備え、
    前記逆流検知部が前記逆流が発生したと判定したときに、前記制御部は、前記出力リレーを遮断する
    請求項２に記載の電力変換装置。
14. 前記入力電源と前記非絶縁型コンバータ回路との間に接続され、前記入力電源と前記非絶縁型コンバータ回路とを接離する入力リレーをさらに備え、
    前記逆流検知部が前記逆流が発生したと判定したときに、前記制御部は、前記入力リレーを遮断する
    請求項２に記載の電力変換装置。
15. 前記非絶縁型コンバータは昇圧コンバータである
    請求項１から１４までのいずれか１項に記載の電力変換装置。
16. 前記非絶縁型コンバータは昇降圧コンバータである
    請求項１から１４までのいずれか１項に記載の電力変換装置。

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