JP2019106783A - Ｄｃ−ｄｃ降圧コンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】本明細書は、入力電圧の変動に対して高い電力変換効率を実現できるＤＣ−ＤＣ降圧コンバータを提供する。【解決手段】ＤＣ−ＤＣ降圧コンバータ２は、昇圧比可変倍率の昇圧コンバータ回路１０と、ＬＬＣ共振型コンバータ回路２０と、コントローラ１９を備える。昇圧コンバータ回路１０は、シリコン基板上に形成された窒化ガリウム系材料で構成される横型ＧａＮＨＥＭＴで作られた逆導通可能なスイッチング素子１１、１２を含む。ＬＬＣ共振型コンバータ回路２０は、昇圧コンバータ回路１０の出力端に接続されており、トランス３０を含む。コントローラ１９は、トランス３０の二次側巻線数に対する一次側巻線数の比をｎ、ＬＬＣ共振型コンバータ回路２０の目標出力電圧をＶＯＵＴ、としたときに、ＬＬＣ共振型コンバータ回路２０への入力電圧ＶＬＬＣｉｎ＝２×ｎ×ＶＯＵＴとなるように昇圧コンバータ回路１０の昇圧比を調整する。【選択図】図１

Description

本明細書が開示する技術は、ＤＣ−ＤＣ降圧コンバータに関する。

電気自動車は、走行用モータを駆動するための電気系と、電子機器を動作させるための電気系を備えている。前者は１００ボルト以上の高電圧系であり、後者は５０ボルト以下（典型的には１２ボルトあるいは２４ボルト）の低電圧系である。そのような電気自動車は、高電圧系用の直流電源と、低電圧系用の直流電源を搭載していることが多い。低電圧系用の直流電源はバッテリなどの充電可能な二次電池であり、高電圧系用の直流電源から電力供給を受けて充電される。そのため、高電圧系用の直流電源と低電圧系用の直流電源の間にＤＣ−ＤＣ降圧コンバータが必要となる。一方、電気自動車では、高電圧系用の直流電源は出力電圧の変動幅が大きい。変動幅が大きい入力電圧に対して変換効率のよいＤＣ−ＤＣ降圧コンバータが特許文献１に開示されている。

特許文献１のＤＣ−ＤＣ降圧コンバータは、変換効率の良いＬＬＣ共振型コンバータ回路を採用している。ただし、ＬＬＣ共振型コンバータ回路は、入力電圧が変動すると、目的の出力電圧を得るのに効率が著しく低下するという課題がある。この課題に対応するために、特許文献１のＤＣ−ＤＣ降圧コンバータでは、ＬＬＣ共振型コンバータ回路の前段に昇圧比可変の昇圧コンバータ回路を備える。特許文献１のＤＣ−ＤＣ降圧コンバータは、前段に昇圧比可変の昇圧コンバータを備えることによって、ＬＬＣ共振型コンバータへの入力電圧を一定に保つことができ、入力電圧変動に弱いというＬＬＣ共振型コンバータの短所を克服している。

特開２０１６−１００９８９号公報

特許文献１には、ＬＬＣ共振型コンバータ回路の前段の昇圧コンバータ回路の昇圧比をどのように決めると良いかが開示されていなかった。ＬＬＣ共振型コンバータ回路の前段の昇圧コンバータ回路を備えたＤＣ−ＤＣ降圧コンバータを効率良く動作させる技術が望まれている。

本明細書が開示するＤＣ−ＤＣ降圧コンバータは、昇圧コンバータ回路と、ＬＬＣ共振型コンバータ回路と、コントローラを備えている。昇圧コンバータ回路には、昇圧比可変のタイプを採用する。昇圧コンバータ回路は、シリコン基板上に形成された窒化ガリウム系材料で構成される横型ＧａＮＨＥＭＴで作られた逆導通可能なスイッチング素子を含んでいる。なお、「ＧａＮ」は窒化ガリウムの略であり、「ＨＥＭＴ」は、High Electron Mobility Transistor（高電子移動度トランジスタ）の略である。ＬＬＣ共振型コンバータ回路は、昇圧コンバータ回路の出力端に接続されている。ＬＬＣ共振型コンバータ回路は、トランスを含んでいる。コントローラは、トランスの二次側巻線数に対する一次側巻線数の比をｎ、ＬＬＣ共振型コンバータ回路の目標出力電圧をＶ_ＯＵＴ、としたときに、ＬＬＣ共振型コンバータ回路への入力電圧Ｖ_{ＬＬＣｉｎ}（即ち昇圧コンバータ回路の出力電圧）が、Ｖ_{ＬＬＣｉｎ}＝２×ｎ×Ｖ_ＯＵＴとなるように昇圧コンバータ回路の昇圧比を調整する。

トランスを含んでいるＬＬＣ共振型コンバータ回路の場合、トランスの一次側に印加される電圧は、ＬＬＣ共振型コンバータ回路への入力電圧Ｖ_{ＬＬＣｉｎ}の半分になる。また、トランスの二次側の電圧は一次側の電圧の１／ｎになる。従って、出力端の電圧Ｖ_{ＬＬＣｉｎ}＝２×ｎ×Ｖ_ＯＵＴの関係が満足されるとき、ＬＬＣ共振型コンバータの簡易化した等価回路（共振を生じさせるコンデンサとリアクトルとトランス一次側のコイルで構成される簡潔な共振回路）のゲイン（電圧比）が１となる。ＬＬＣ共振型コンバータは、等価回路において、ゲイン＝１のときが最も変換効率がよい。コントローラが上記の通りに昇圧比を調整することで、本明細書が開示するＤＣ−ＤＣ降圧コンバータは、入力電圧の変動に対して常に高い変換効率で動作することができる。本明細書が開示するＤＣ−ＤＣコンバータは、前段の昇圧コンバータ回路に、シリコン基板上に形成された窒化ガリウム系材料で構成される横型ＧａＮＨＥＭＴで作られた逆導通可能なスイッチング素子を採用し、その逆導通特性を利用して同期整流による高効率化を実現する。本明細書が開示する技術の詳細とさらなる改良は以下の「発明を実施するための形態」にて説明する。

実施例のＤＣ−ＤＣ降圧コンバータを含む電気自動車の電力系のブロック図である。 昇圧コンバータ回路の同期整流動作を説明する回路図である（スイッチング素子１１がオフのとき）。 昇圧コンバータ回路の同期整流動作を説明する回路図である（スイッチング素子１１がオンのとき）。 実施例のＤＣ−ＤＣ降圧コンバータの等価回路図である。

図面を参照して実施例のＤＣ−ＤＣ降圧コンバータを説明する。以下、説明の便宜上、ＤＣ−ＤＣ降圧コンバータを単純にＤＣコンバータと称する。実施例のＤＣコンバータは、電気自動車１００に搭載されている。図１に、実施例のＤＣコンバータ２を含む電気自動車１００の電力系のブロック図を示す。電気自動車１００は、モータ６で走行する。

電気自動車１００は、モータ６の駆動電力を蓄えるメインバッテリ３と、コントローラやカーオーディオなどの電子機器の駆動電力を蓄えるサブバッテリ４を備えている。メインバッテリ３の出力電圧は１００ボルト以上であり、例えば２００ボルトである。サブバッテリ４の出力電圧は５０ボルト以下であり、例えば１２ボルトである。

サブバッテリ４は、メインバッテリ３によって充電される。ＤＣコンバータ２は、メインバッテリ３の出力電圧を降圧してサブバッテリ４に供給する。ＤＣコンバータ２は、昇圧コンバータ回路１０と、平滑コンデンサ７と、ＬＬＣ共振型コンバータ回路２０と、コントローラ１９を備えている。

なお、昇圧コンバータ回路１０の出力は、インバータ５にも供給される。インバータ５は、昇圧された直流電力を交流電力に変換してモータ６に供給する。一方、走行用のモータ６は、車両の慣性力を利用した発電器としても機能する。モータ６が発電した電力は回生電力と呼ばれる。インバータ５は、交流の回生電力を直流に変換する機能も有している。昇圧コンバータ回路１０は、インバータ５によって直流変換された回生電力を降圧してメインバッテリ３へ供給する機能も有する、いわゆる双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ回路である。しかし、本実施例では、昇圧機能に着目するので、符号１０が示す回路を「昇圧コンバータ回路」と称することにする。そして、便宜上、昇圧コンバータ回路１０のメインバッテリ３の側の端子を入力端１７（入力端正極１７ａと入力端負極１７ｂ）と称し、ＬＬＣ共振型コンバータ回路２０の側の端子を出力端１８（出力端正極１８ａ、出力端負極１８ｂ）と称することにする。

昇圧コンバータ回路１０は、２個のスイッチング素子１１、１２、２個のダイオード１３、１４、フィルタコンデンサ１５、リアクトル１６、不図示の電圧センサを備えている。不図示の電圧センサは、入力端正極１７ａと入力端負極１７ｂの間、及び、出力端正極１８ａと出力端負極１８ｂの間に接続されている。

２個のスイッチング素子１１、１２は、炭化珪素あるいは窒化ガリウムを素材とするトランジスタである。別言すれば、２個のスイッチング素子１１、１２は、シリコン基板上に形成された窒化ガリウム系材料で構成される半導体で作られた逆導通可能なスイッチング素子である。２個のスイッチング素子１１、１２には、同じ特性を有している素子が採用される。２個のスイッチング素子１１、１２は、直列に接続されており、その高電位端が出力端正極１８ａに接続されており、低電位端が出力端負極１８ｂに接続されている。なお、出力端負極１８ｂは、入力端負極１７ｂに直接に接続されている。

ダイオード１３はスイッチング素子１１に逆並列に接続されており、ダイオード１４はスイッチング素子１２に逆並列に接続されている。リアクトル１６の一端は、２個のスイッチング素子１１、１２の直列接続の中点に接続されており、他端は入力端正極１７ａに接続されている。フィルタコンデンサ１５は、入力端正極１７ａと入力端負極１７ｂの間に接続されている。

スイッチング素子１１、１２は、コントローラ１９からのＰＷＭ信号を受けて動作する。コントローラ１９は、昇圧コンバータ回路１０の昇圧比を決定するとともに不図示の電圧センサから入力端１７と出力端１８の夫々の電圧を取得し、目標の昇圧比が実現されるようにＰＷＭ信号のデューティ比を決定する。昇圧コンバータ回路１０の昇圧比については後述する。

先に述べたように、昇圧コンバータ回路１０は、昇圧機能と降圧機能を備えている。スイッチング素子１１、１２に、シリコン基板上に形成された窒化ガリウム系材料で構成される半導体を用いた場合、それらはゲートにオン信号を与えることで、逆導通する。逆導通を利用した同期整流により低損失化を図るスイッチング動作をさせた場合、スイッチング素子１１、１２はともに、降圧機能、昇圧機能に関与する。コントローラ１９は相補的なＰＷＭ信号をスイッチング素子１１、１２へ送る。ここで、相補的なＰＷＭ信号とは、一方のスイッチング素子へ供給するＰＷＭ信号を反転させた信号が、他方のスイッチング素子へ供給するＰＷＭ信号となっている一対のＰＷＭ信号を意味する。そのような相補的なＰＷＭ信号を供給すると、昇圧コンバータ回路１０は、入力端１７に印加される電圧（メインバッテリ３の出力電圧）と、出力端１８に印加される電圧（回生電力による電圧）のパワーバランスにより、受動的に昇圧と降圧が切り換わるように動作する。

図２と図３を使って昇圧コンバータ回路１０の動作を説明する。図２は、スイッチング素子１１がオフし、スイッチング素子１２がオンしたときの電流の流れを示している。図３は、スイッチング素子１１がオンし、スイッチング素子１２がオフしたときの電流の流れを示している。太矢印線が電流の流れを示している。また、抵抗９０は、負荷を表している。ダイオード１３は、スイッチング素子１１のボディダイオード（寄生ダイオード）である。ダイオード１４は、スイッチング素子１２のボディダイオード（寄生ダイオード）である。

スイッチング素子１１がオフし、スイッチング素子１２がオンすると、図２に示されているように、電流はリアクトル４からスイッチング素子１２へ流れる。スイッチング素子１２では、電流は順方向に流れる。このとき、リアクトル４に電気エネルギが蓄積される。

スイッチング素子１１がオンし、スイッチング素子１２がオフすると、図３に示されているように、電流はリアクトル４から出力端正極１８ａへと流れる。このとき、リアクトル４の電気エネルギが放出されて、出力端正極１８ａの電圧は、入力端正極１７ａよりも高くなる。先に述べたように、シリコン基板上に形成された窒化ガリウム系材料で構成される半導体を用いたスイッチング素子１１は、ゲートにオン信号を与えると、逆導通する。スイッチング素子１１の逆導通方向の抵抗は、ダイオード１３（ボディダイオード）の順方向電圧降下Ｖｆに対応する抵抗よりも低い。スイッチング素子１１がオンし、スイッチング素子１２がオフしたときに、内部抵抗が低いスイッチング素子１１の逆導通方向に電流が流れるので、導通損失を低減することができる。

スイッチング素子１１、１２を相補的なＰＷＭ信号で駆動することで、昇圧コンバータ回路１０は、同期整流動作を行う。ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）ではこのような動作はしない。また、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ（Silicon Metal Oxide Field Effect Transistor）でも耐圧の高い素子は、スイッチングのオン抵抗に比べて電圧降下Ｖｆに対応する抵抗が相対的に低いため、同期整流にならない。なお、先に述べたように、昇圧コンバータ回路１０は、降圧動作も行うことができるが、降圧動作のときも同様に同期整流動作を行う。

昇圧コンバータ回路１０の出力端１８にＬＬＣ共振型コンバータ回路２０が接続されている。昇圧コンバータ回路１０とＬＬＣ共振型コンバータ回路２０の間には、平滑コンデンサ７が並列に接続されている。平滑コンデンサ７は、昇圧コンバータ回路１０とＬＬＣ共振型コンバータ回路２０の間を流れる電流の脈動を抑えるために挿入されている。

ＬＬＣ共振型コンバータ回路２０は、２個のスイッチング素子２１、２２、４個のダイオード２３、２４、３３、３４、コンデンサ２５、３５、リアクトル２６、トランス３０を備えている。２個のスイッチング素子２１、２２は、直列に接続されており、その高電位端がＬＬＣ共振型コンバータ回路２０の入力端正極２８ａに接続されており、低電位端が入力端負極２８ｂに接続されている。２個のスイッチング素子２１、２２は、炭化珪素、あるいは、窒化ガリウムを素材とするトランジスタであることが望ましい。２個のスイッチング素子２１、２２は、同じ特性を有している。ダイオード２３は、スイッチング素子２１に逆並列に接続されており、ダイオード２４は、スイッチング素子２２に逆並列に接続されている。

コンデンサ２５とリアクトル２６は、直列に接続されており、その直列接続の一端は２個のスイッチング素子２１、２２の直列接続の中点に接続されており、他端はトランス３０の一次側コイル３１の一端に接続されている。図１では、コンデンサ２５がスイッチング素子２１、２２の側に配置され、リアクトル２６がトランス３０の側に配置されているが、コンデンサ２５がトランス３０の側に配置され、リアクトル２６がスイッチング素子２１、２２の側に配置されていてもよい。トランス３０の一次側コイル３１の他端は入力端負極２８ｂに接続されている。

トランス３０の二次側コイル３２の一端３２ａは整流用のダイオード３３を介して出力端正極２９ａに接続されている。なお、グランド２９ｂが、ＬＬＣ共振型コンバータ回路２０の出力端負極に相当する。二次側コイル３２の他端３２ｂも整流用のダイオード３４を介して出力端正極２９ａに接続されている。トランス３０の二次側コイル３２は、中間タップ３２ｃを備えており、その中間タップ３２ｃは、グランド２９ｂ（即ち、ＬＬＣ共振型コンバータ回路２０の出力端負極）に接続されている。ＬＬＣ共振型コンバータ回路２０の出力端正極２９ａとグランド２９ｂの間にはコンデンサ３５が接続されている。コンデンサ３５は、出力電力の脈動を抑える平滑コンデンサとして機能する。図１のＬＬＣ共振型コンバータ回路２０の回路構造は、非対称ハーフブリッジ型と呼ばれる。非対称ハーフブリッジ型のＬＬＣ共振型コンバータ回路２０では、トランス３０の一次側コイル３１に印加される電圧は、入力端２８に印加される入力電圧Ｖ_{ＬＬＣｉｎ}の半分となる。

ＬＬＣ共振型コンバータ回路２０を高い電力変換効率で動作させるための昇圧コンバータ回路１０の昇圧比について説明する。ＬＬＣ共振型コンバータ回路２０のスイッチング素子２１、２２は、コントローラ１９からのＰＷＭ信号で駆動される。ＬＬＣ共振型コンバータ回路２０の共振周波数ｆｒは、１／｛２π（√Ｃｒ・Ｌｒ）｝で与えられる。ここで、記号Ｃｒはコンデンサ２５の容量を表し、記号Ｌｒはリアクトル２６のインダクタンスを表している。ＬＬＣ共振型コンバータ回路２０は、トランス３０の一次側コイル３１に入力される交流の周波数ｆｃが共振周波数ｆｒに一致するように、スイッチング素子２１、２２を動作させる。そのためにコントローラ１９は、デューティ比が約５０％であり、オン時間が共振周波数ｆｒの周期の半分となる相補的ＰＷＭ信号をスイッチング素子２１、２２に与える。そうすると、ソフトスイッチングが実現され、スイッチング損失が極めて小さくなる。

図４に、図１のＬＬＣ共振型コンバータ回路２０の等価回路５０を示す。コンデンサ５２は図１のＬＬＣ共振型コンバータ回路２０のコンデンサ２５に対応し、リアクトル５３は図１のリアクトル２６に対応する。リアクトル５４は、図１のトランス３０の一次側コイル３１に対応する。なお、交流源５１は、２個のスイッチング素子２１、２２によって実現される交流出力に対応するものであり、その電圧Ｖｉｎは、ＬＬＣ共振型コンバータ回路２０への入力電圧Ｖ_{ＬＬＣｉｎ}の半分となる。また、抵抗５５は、負荷をトランス３０の一次側換算で示しており、Ｖｏｕｔは、ＬＬＣ共振型コンバータ回路２０の出力電圧（目標出力電圧Ｖ_ＯＵＴ）のｎ倍となる。ここで、記号ｎは、トランス３０の二次側コイル３２の巻線数Ｎ２に対する一次側コイル３１の巻線数Ｎ１の比（ｎ＝Ｎ１／Ｎ２）を表している。図４の等価回路５０が成立するときがＬＬＣ共振型コンバータ回路２０の電力変換効率が最も高いとき（損失が最も小さいとき）である。このとき、図４の等価回路における電圧ゲインＶｏｕｔ／Ｖｉｎは１である。この電圧比をＬＬＣ共振型コンバータ回路２０の入力電圧Ｖ_{ＬＬＣｉｎ}比と目標出力電圧Ｖ_ＯＵＴで表すと、Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ＝（２×ｎ×Ｖ_ＯＵＴ）／Ｖ_{ＬＬＣｉｎ}＝１となる。従って、Ｖ_{ＬＬＣｉｎ}＝２×ｎ×Ｖ_ＯＵＴの関係が成立するときが、ＬＬＣ共振型コンバータ回路２０の電力変換効率が最も高くなる。なお、ＬＬＣ共振型コンバータ回路は、上記の関係から離れると、電力変換効率が著しく低下する。

ＬＬＣ共振型コンバータ回路２０は、高い電力変換効率を実現できる一方、降圧比が変わると、著しく電力変換効率が低下する。他方、電気自動車のメインバッテリ３は出力電圧が変動する。ＤＣコンバータ２では、ＬＬＣ共振型コンバータ回路２０の入力電圧が一定となるように、ＬＬＣ共振型コンバータ回路２０の前段に昇圧比可変の昇圧コンバータ回路１０を備えている。ＤＣコンバータ２に入力されるメインバッテリ３の電圧が変動しても、ＬＬＣ共振型コンバータ回路２０への入力電圧が一定となるように昇圧コンバータ回路１０を制御することで、メインバッテリ３の出力電圧の変動に関わらず、高い電力変換効率が得られる。コントローラ１９は、昇圧コンバータ回路１０の出力（即ち、ＬＬＣ共振型コンバータ回路２０への入力電圧Ｖ_{ＬＬＣｉｎ}）が、上記した関係、Ｖ_{ＬＬＣｉｎ}＝２×ｎ×Ｖ_ＯＵＴの関係を満たすように、昇圧比を調整する。そのような昇圧比調整により、ＤＣコンバータ２は、入力電圧の変動に対して常に高い電力変換効率を実現することができる。ＤＣコンバータ２は、前段の昇圧コンバータ回路１０に、シリコン基板上に形成された窒化ガリウム系材料で構成される横型ＧａＮＨＥＭＴで作られた逆導通可能なスイッチング素子１１、１２を採用し、その逆導通特性を利用して同期整流による高効率化を実現することができる。

電力変換の損失が小さいということは、発熱量が小さいということを意味する。従って、ＬＬＣ共振型コンバータ回路を採用すると、冷却システムを小型化することができ、この点も低コスト化と装置の小型化に貢献する。なお、ディーティ比５０％、オン時間が共振周波数ｆｒの周期の半分、という設定は、理想的な値であり、現実には、所々の事情により、デューティ比には５０％から少しずれた値が設定され、オン時間も共振周波数の周期の半分から少しずれた値に設定されることがある。損失を抑えるためのデューティ比の選定やオン時間の選定の例については他の公知の文献を参照されたい。

スイッチング素子１１、１２、２１、２２は、炭化珪素系、あるいは、窒化ガリウム系のスイッチング素子であると良い。それらの素子は、定常損失が小さい（オン抵抗が小さい）。特にＬＬＣ共振型コンバータ回路２０では、スイッチング損失は極めて小さくなるが、スイッチング素子２１、２２には共振電流が流れるため、定常損失の小さい炭化珪素系、あるいは、窒化ガリウム系のスイッチング素子が適している。

昇圧コンバータ回路１０でも、定常損失の小さい炭化珪素系、あるいは、窒化ガリウム系のスイッチング素子を採用し、高周波スイッチング動作を行わせることで、リアクトル１６を小型軽量化することができる。昇圧コンバータ回路１０のリアクトル１６を適切に設計することで、昇圧コンバータ回路１０を電流不連続モードで動作させ、スイッチング素子１１、１２のドレイン／ソース間の寄生容量を介した突入電流を抑制することもできる。さらに、炭化珪素系、あるいは、窒化ガリウム系のスイッチング素子の逆導通特性を利用することで、スイッチング素子２１、２２に逆並列に接続されているダイオード２３、２４の導通時間を最小限に留めることができ、ダイオードの導通損失を低減することができる。

以上、本発明の具体例を詳細に説明したが、これらは例示に過ぎず、特許請求の範囲を限定するものではない。特許請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例を様々に変形、変更したものが含まれる。本明細書または図面に説明した技術要素は、単独であるいは各種の組合せによって技術的有用性を発揮するものであり、出願時請求項記載の組合せに限定されるものではない。また、本明細書または図面に例示した技術は複数目的を同時に達成し得るものであり、そのうちの一つの目的を達成すること自体で技術的有用性を持つものである。

２：ＤＣ−ＤＣ降圧コンバータ（ＤＣコンバータ）
３：メインバッテリ
４：サブバッテリ
５：インバータ
６：モータ
７：平滑コンデンサ
１０：昇圧コンバータ回路
１１、１２、２１、２２：スイッチング素子
１３、１４、２３、２４、３３、３４：ダイオード
１５：フィルタコンデンサ
１６：リアクトル
１９：コントローラ
２０：ＬＬＣ共振型コンバータ回路
２５、３５：コンデンサ
２６：リアクトル
３０：トランス
３１：一次側コイル
３２：二次側コイル
５０：等価回路
５１：交流源
５２：コンデンサ
５３、５４：リアクトル
５５：抵抗
１００：電気自動車

Claims (1)

1. 昇圧比可変倍率の昇圧コンバータ回路と、
   前記昇圧コンバータ回路の出力端に接続されており、トランスを含んでいるＬＬＣ共振型コンバータ回路と、
   前記トランスの二次側巻線数に対する一次側巻線数の比をｎ、前記ＬＬＣ共振型コンバータ回路の目標出力電圧をＶ_ＯＵＴ、としたときに、前記ＬＬＣ共振型コンバータ回路への入力電圧Ｖ_{ＬＬＣｉｎ}＝２×ｎ×Ｖ_ＯＵＴとなるように前記昇圧コンバータ回路の昇圧比を調整するコントローラと、
   を備えており、
   前記昇圧コンバータ回路は、シリコン基板上に形成された窒化ガリウム系材料で構成される横型ＧａＮＨＥＭＴで作られた逆導通可能なスイッチング素子を含んでいるＤＣ−ＤＣ降圧コンバータ。

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