JP5475936B1 - 電力変換装置およびこれを用いたバッテリ充電装置 - Google Patents

Abstract

出力端子に誘導性素子が接続される電力変換装置において、第１電圧と第２電圧とが交互に誘起されるトランス、トランスと誘導性素子とを結ぶ電力供給路に挿入され、直列接続された複数の電界効果トランジスタからなる第１および第２アームが、互いに並列接続されてなるフルブリッジ回路、フルブリッジ回路を構成する各電界効果トランジスタのオンオフを制御する制御回路を備え、制御回路は、電圧Ｖ２が第１電圧である期間に第１および第２アームの少なくとも一方の各電界効果トランジスタをオンとし、このオンとするオン状態期間の長さＰ_on、電圧Ｖ２が第１電圧である期間の長さＰ_X、オン状態期間終期から、電圧Ｖ２が第１電圧から第２電圧へ遷移する時点までの長さＰ_S、各電界効果トランジスタのボディダイオードの立ち上がり時間の長さα、ボディダイオードの立ち下がり時間の長さβは、Ｐ_on＞（β／α）Ｐ_S、０≦Ｐ_S＜αおよびＰ_on＋Ｐ_S≦Ｐ_Xの関係を満たす。

Description

本発明は、電界効果トランジスタ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：以下、ＦＥＴと記載する。）で構成されるフルブリッジ回路を備える電力変換装置およびバッテリ充電装置に関する。

トランスおよび整流回路を備え、出力端子に誘導性素子が接続される電力変換装置がある（例えば、特許文献１）。図２０は特許文献１に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。特許文献１では、主バッテリおよび副バッテリを備える電気自動車に搭載されるバッテリ充電装置に、当該電力変換装置を用いる例が開示されている。

特許文献１に開示されるバッテリ充電装置は、外部電源９００１に接続された電源回路９００２、トランス９００３、２次側回路９００４、２次側回路９００４と主バッテリ９００５の間に挿入された平滑回路９００６、導通角調整回路９００７、導通角調整回路９００７と副バッテリ９００９の間に挿入された整流平滑回路９００８を備える。

主バッテリ９００５の充電時においては、リレー９０１０をコンデンサ９０１１側に接続する。そして、２次側回路９００４は、トランジスタ９００４ａ，９００４ｂの双方をオフとし、これらのボディダイオードを用いて、トランス９００３の２次巻線９００３ａに誘起された交流電圧を直流電圧に変換する整流回路としての動作を行う。一方、副バッテリ９００９の充電時はリレー９０１０を誘導性素子であるチョークコイル９０１２側に接続する。そして、２次側回路９００４は、トランジスタ９００４ａがオンでトランジスタ９００４ｂがオフの状態と、トランジスタ９００４ａがオフでトランジスタ９００４ｂがオンの状態とを繰り返すことで、直流電圧を交流電圧に変換する動作を行う。このように、トランス９００３および２次側回路９００４で構成される電力変換装置は、入力された電圧を交直変換することが可能となっている。

特開平８−１５４３１１号公報

上記従来の電力変換装置においては、電力変換装置から発生するノイズを抑制することが求められている。

そこで本発明は、ノイズの発生を抑制することが可能な電力変換装置およびバッテリ充電装置を提供することを目的とする。

本明細書において開示される電力変換装置は、出力端子に誘導性素子が接続される電力変換装置であって、基準電圧である第１電圧と当該第１電圧とは異なる第２電圧とが交互に誘起されるトランスと、前記トランスと前記誘導性素子とを結ぶ電力供給路に挿入され、直列接続された複数の電界効果トランジスタからなる第１および第２アームが、互いに並列接続されてなるフルブリッジ回路と、前記フルブリッジ回路を構成する前記各電界効果トランジスタのオンおよびオフを制御する制御回路と、を備え、前記制御回路は、前記トランスに誘起される電圧が前記第１電圧である期間に、前記第１および第２アームの少なくとも一方のアームを構成する前記各電界効果トランジスタをオンとし、前記第１および第２アームの少なくとも一方のアームを構成する前記各電界効果トランジスタをオンとするオン状態期間の長さをＰ_on、前記トランスに誘起される電圧が前記第１電圧である期間の長さをＰ_X、前記オン状態期間の終期から、前記トランスに誘起される電圧が前記第１電圧から前記第２電圧へ遷移する時点までの長さをＰ_S、前記各電界効果トランジスタが備えるボディダイオードの立ち上がり時間の長さをα、前記ボディダイオードの立ち下がり時間の長さをβ、と定義した場合に、Ｐ_on、Ｐ_X、Ｐ_S、αおよびβは、Ｐ_on＞（β／α）Ｐ_S、かつ、０≦Ｐ_S＜α、かつ、Ｐ_on＋Ｐ_S≦Ｐ_Xの関係を満たす。

本明細書において開示される電力変換装置によれば、トランスに発生するサージ電圧を低減することができる結果、電力変換装置から発生するノイズを低減することが可能である。

第１の実施形態に係るバッテリ充電装置１０００の全体構成を示す回路図である。 （ａ）〜（ｏ）第１の実施形態に係る第１期間のタイミングチャートを示す図である。 （ａ），（ｂ）図２に示すタイミングチャートの特徴部分を拡大して示す図と、（ｃ）トランジスタ４０１，４０４が備えるボディダイオードの状態をトランジスタ４０１〜４０４に対する制御信号波形（図３（ａ））および電圧Ｖ２の変化（図３（ｂ））と対応させて示す図と、（ｄ）トランジスタ４０２，４０３が備えるボディダイオードの状態を示す図である。 （ａ），（ｂ）トランジスタ４０１〜４０４が備えるボディダイオードの特性を説明するためのタイミングチャートである。 （ａ），（ｂ）理想状態での第１期間における電力変換装置に流れる電流を示す図である。 （ａ），（ｂ）理想状態での第１期間における電力変換装置に流れる電流を示す図である。 （ａ），（ｂ）実際の場合での第１期間における電力変換装置に流れる電流について説明するための図である。 （ａ）Ｄ期間の開始時点から正側のオン状態期間の開始時点までの期間における電力変換装置に流れる電流を示す図と、（ｂ）正側のオン状態期間における電力変換装置に流れる電流を示す図である。 オン状態期間の終期を変化させた場合における第１の２次巻線に発生するサージ電圧変化量を示すグラフである。 （ａ）〜（ｄ）比較例に係るタイミングチャートを示す図である。 （ａ）〜（ｄ）第１の実施形態の他の例に係るタイミングチャートを示す図である。 （ａ）〜（ｃ）第１の実施形態の他の例に係るタイミングチャートを示す図である。 （ａ）〜（ｄ）オン状態期間の位置を検討するための図である。 （ａ）〜（ｅ）サージ電圧低減効果が得られる場合のオン状態期間の一例をまとめた図である。 （ａ）〜（ｃ）サージ電圧低減効果が得られない場合のオン状態期間の一例をまとめた図である。 （ａ）〜（ｏ）第１の実施形態に係る第２期間のタイミングチャートを示す図である。 （ａ）〜（ｏ）第２の実施形態に係る第１期間のタイミングチャートを示す図である。 （ａ）トランジスタ４０１〜４０４をオンとしない場合の電圧Ｖ１，Ｖ２の波形を示す図と、（ｂ）第２の実施形態に係るタイミングチャート（図１７）に従ってバッテリ充電装置を動作させた場合の電圧Ｖ１，Ｖ２の波形を示す図である。 第３の実施形態に係るバッテリ充電装置３０００の全体構成を示す回路図である。 特許文献１に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。 本発明者が考えた、特許文献１に係る電力変換装置の改良例を示す回路図である。

特許文献１に係る電力変換装置においては、トランス９００３の２次巻線９００３ａがセンタータップ９０１３を含む構成となっている。そのため、トランス９００３から引き出される端子数が３本に増え、電力変換装置が大型化するという問題を有する。

そこで、本発明者は、２次側回路を次のような構成にすることを考えた。図２１は、本発明者が考えた、特許文献１に係る電力変換装置の改良例を示す回路図である。本改良例では、２次側回路９００４Ａを、トランジスタ９００４ｃ，９００４ｄからなる第１アームと、トランジスタ９００４ｅ，９００４ｆからなる第２アームとが互いに並列接続されてなるフルブリッジ回路としている。フルブリッジ回路の入力側端子は２本であるため、トランス９００３Ａの２次巻線９００３ｂから引き出される端子も２本で足りることになる。このように、交直変換機能をそのままに、トランス９００３Ａがセンタータップを含まない構成とすることができる。この結果、トランス９００３Ａを小型化することが可能である。さらに、トランス９００３Ａは電力変換装置を構成する部品の中では大型な部品であるため、トランス９００３Ａを小型化することで、電力変換装置全体の大幅な小型化が図られる。

主バッテリ９００５の充電時において２次側回路９００４Ａを整流回路として動作させる場合、トランジスタ９００４ｃ〜９００４ｆを全てオフとし、これらのボディダイオードに電流を流すようにする。しかしながら、本発明者は鋭意検討の結果、整流回路として動作させる際に単にこのような動作を行ったのでは、トランス９００３Ａに誘起される電圧が第１電圧から第２電圧へ遷移する瞬間に、トランス９００３Ａに大きなサージ電圧が発生するおそれがあることを見出した。サージ電圧はノイズ源となり得るため、電力変換装置から発生するノイズ増大の原因となり得る。さらに、本発明者は、この大きなサージ電圧は、トランス９００３Ａに誘起される電圧が第１電圧から第２電圧へ遷移する瞬間またはその直前において、トランジスタ９００４ｃ〜９００４ｆのボディダイオードに電流が流されていることが原因であるという知見も得た。

そこで、本明細書において開示される電力変換装置では、トランスに誘起される電圧が第１電圧である期間に含まれるオン状態期間において、第１および第２アームの少なくとも一方のアームを構成する各トランジスタをオンとする制御を行う。ここで、トランスに誘起される電圧が第１電圧である期間の長さをＰ_X、オン状態期間の終期から、トランスに誘起される電圧が第１電圧から第２電圧へ遷移する時点までの長さをＰ_S、トランジスタのボディダイオードの立ち上がり時間の長さをα、立ち下がり時間の長さをβ、とそれぞれ定義する。そして、オン状態期間の長さＰ_on、Ｐ_X、Ｐ_S、αおよびβは、（Ａ）Ｐ_on＞（β／α）Ｐ_S、（Ｂ）０≦Ｐ_S＜αおよび（Ｃ）Ｐ_on＋Ｐ_S≦Ｐ_Xの３つの関係全てを満たすように設定される。

上記定義に基づけば、オン状態期間におけるボディダイオードの立ち下がり量（電流の降下量）は、Ｐ_on／βで表される。一方、オン状態期間の終期から、トランスに誘起される電圧が第１電圧から第２電圧へ遷移する時点までの期間では、トランジスタがオフであり、ボディダイオードがオン状態に遷移する。そのため、オン状態期間終期から、トランスに誘起される電圧が第１電圧から第２電圧へ遷移する時点までの期間（Ｐ_S）における、ボディダイオードの立ち上がり量（電流の上昇量）は、Ｐ_S／αで表される。

本明細書に開示される電力変換装置では、オン状態期間の始期から、トランスに誘起される電圧が第１電圧から第２電圧へ遷移する時点までの期間における、ボディダイオードの立ち下がり量を、立ち上がり量より大きくする。つまり、（Ｐ_on／β）＞（Ｐ_S／α）の関係を満たすようにすることで、一般的な制御をした場合にボディダイオードに電流が流れている期間において、基本的にはボディダイオードが完全に立ち上がっていない状態とすることができる。このようにすることで、ボディダイオードが完全に立ち上がっている状態とする場合と比較して、トランジスタのボディダイオードに流れる電流量を減少させることができる。その結果、トランスに発生するサージ電圧を低減することが可能である。なお、上記（Ｐ_on／β）＞（Ｐ_S／α）の関係式をＰ_onについて整理することで、（Ａ）の関係式が得られる。

しかしながら、（Ａ）の関係式を満たしていたとしても、Ｐ_Sがボディダイオードの立ち上がり時間α以上である場合には、トランスに誘起される電圧が第１電圧から第２電圧へ遷移する時点において、ボディダイオードが完全に立ち上がってしまう。そのため、オン状態期間終期から、トランスに誘起される電圧が第１電圧から第２電圧へ遷移する時点までの期間（Ｐ_S）を、ボディダイオードの立ち上がり時間αより短くする。すなわち、上記（Ｂ）の関係式を満たすようにすることで、トランスに誘起される電圧が第１電圧から第２電圧へ遷移する時点において、ボディダイオードが完全に立ち上がっていない状態とすることができる。

また、上記（Ｃ）のようにＰ_onとＰ_Sの総和はＰ_X以下とする、すなわち、オン状態期間の始期は、トランスに誘起される電圧が第２電圧から第１電圧へ遷移する時点以後とする。仮に、トランスに誘起される電圧が第２電圧である期間においてアームを構成する各トランジスタをオンとした場合、これらのトランジスタ間が短絡してしまうが、（Ｃ）の関係式を満たすようにすることで、短絡を防止することができる。

したがって、本明細書において開示される電力変換装置によれば、トランスに発生するサージ電圧を低減することができる結果、電力変換装置から発生するノイズを低減することが可能となる。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら説明する。

≪第１の実施形態≫
［バッテリ充電装置の構成］
図１は、第１の実施形態に係るバッテリ充電装置１０００の全体構成を示す回路図である。

バッテリ充電装置１０００は、力率改善回路１、ＤＣ／ＡＣインバータ２、トランス３、２次側回路４、第１の平滑回路５、チョークコイル短絡回路６、導通角調整回路７、整流回路８、第２の平滑回路９、制御回路１０を備える。また、トランス３の第１の２次巻線３０２、２次側回路４および制御回路１０とで電力変換装置を構成している。

バッテリ充電装置１０００は、特許文献１に開示されているバッテリ充電装置と同様に、例えば、主バッテリＭＢＡおよび副バッテリＳＢＡを備える電気自動車に搭載される。主バッテリＭＢＡは副バッテリＳＢＡよりも高い電圧を出力する。主バッテリＭＢＡは走行用モータに給電するためのものであり、副バッテリＳＢＡは前照灯、ワイパー、各種電子機器などの補機類に給電するためのものである。

主バッテリＭＢＡは商用の外部電源ＡＣから充電回路を介して充電され、副バッテリＳＢＡは主バッテリＭＢＡから電力変換回路を介して充電される構成が一般的である。充電回路および電力変換回路は、入出力の電圧仕様が異なるものの、機能的・構成的に類似する点がある。そのため、２次側回路４に充電回路および電力変換回路の機能を併有させることにより、バッテリ充電装置の小型化、低コスト化が図られている。

バッテリ充電装置１０００も上記の一般構成と同様に、外部電源ＡＣと接続されている期間においては、外部電源ＡＣから主バッテリＭＢＡと副バッテリＳＢＡを充電する。外部電源ＡＣと接続されていない期間、例えば電気自動車の走行時においては、主バッテリＭＢＡから副バッテリＳＢＡを充電する。以下、外部電源ＡＣから主バッテリＭＢＡと副バッテリＳＢＡを充電する期間を第１期間、主バッテリＭＢＡから副バッテリＳＢＡを充電する期間を第２期間とする。

＜外部電源ＡＣ＞
外部電源ＡＣは、例えば、住宅等に設置されているＡＣ１００〜２５０［Ｖ］の商用電源である。

＜主バッテリＭＢＡ＞
主バッテリＭＢＡは、例えば、複数のリチウムイオンバッテリセルを接続して構成されており、自身の充電状態に応じて、例えば２５０〜３５０［Ｖ］の電圧を発生する。第１期間において、主バッテリＭＢＡは、例えば３５０［Ｖ］まで充電される。

＜副バッテリＳＢＡ＞
副バッテリＳＢＡは、例えば、定格１２［Ｖ］の鉛バッテリである。副バッテリＳＢＡは、第１期間においては外部電源ＡＣから、第２期間においては主バッテリＭＢＡから充電される。

＜力率改善回路１＞
力率改善回路１は外部電源ＡＣに接続されており、ダイオードブリッジ１０１、チョークコイル１０２、トランジスタ１０３、ダイオード１０４、コンデンサ１０５で構成される。力率改善回路１は一般的な力率改善回路である。

力率改善回路１は、第１期間には、制御回路１０からの信号に基づきトランジスタ１０３をオンオフすることで、外部電源ＡＣから供給される交流電圧を例えば３８０［Ｖ］の直流電圧に変換する。第２期間には、交流電圧を直流電圧に変換する動作を行わない、停止状態とする。

トランジスタ１０３としては、例えば、金属−絶縁体−半導体電界効果トランジスタ（Ｍｅｔａｌ−Ｉｎｓｕｌａｔｏｒ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ，ＭＩＳＦＥＴ）、金属−酸化物−半導体電界効果トランジスタ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ，ＭＯＳＦＥＴ）、金属−半導体電界効果トランジスタ（Ｍｅｔａｌ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ，ＭＥＳＦＥＴ）、接合型電界効果トランジスタ（Ｊｕｎｃｔｉｏｎ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ，ＪＦＥＴ）、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ，ＩＧＢＴ）等が挙げられる。

＜ＤＣ／ＡＣインバータ２＞
ＤＣ／ＡＣインバータ２は、直列に接続されたトランジスタ２０１，２０２からなるアームと、直列に接続されたトランジスタ２０３，２０４からなるアームとが並列接続されてなるフルブリッジ回路で構成されている。トランジスタ２０１〜２０４の各々にはボディダイオードが内蔵されている。力率改善回路１とＤＣ／ＡＣインバータ２とで、外部電源に接続され交流電圧を発生させる電源回路を構成している。電源回路は、主バッテリＭＢＡを充電するように外部電源ＡＣから供給される交流電圧を昇圧する。

トランジスタ２０１〜２０４としては、例えば、金属−絶縁体−半導体電界効果トランジスタ、金属−酸化物−半導体電界効果トランジスタ、金属−半導体電界効果トランジスタ、接合型電界効果トランジスタ、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタが用いられている。

ＤＣ／ＡＣインバータ２は、第１期間には、制御回路１０からの信号に基づき、トランジスタ２０１，２０４がオンでありトランジスタ２０２，２０３がオフである期間、トランジスタ２０１〜２０４が全てオフである期間、トランジスタ２０１，２０４がオフでありトランジスタ２０２，２０３がオンである期間、トランジスタ２０１〜２０４が全てオフである期間を、例えば１００［ｋＨｚ］の周波数で順に繰り返す。これにより、力率改善回路１から供給される直流電圧が、例えば１００［ｋＨｚ］の交流電圧に変換される。

第２期間は、制御回路１０からの信号に基づき、トランジスタ２０１，２０２，２０３，２０４の全てをオフとし、直流電圧を交流電圧に変換する動作を行わない、停止状態とする。

＜トランス３＞
トランス３は１次巻線３０１、第１の２次巻線３０２、第２の２次巻線３０３を有し、１次巻線３０１がＤＣ／ＡＣインバータ２に接続されている。

１次巻線３０１の両端は、トランジスタ２０１とトランジスタ２０２との接続点およびトランジスタ２０３とトランジスタ２０４との接続点にそれぞれ接続される。

第１の２次巻線３０２の両端は、トランジスタ４０１とトランジスタ４０２との接続点およびトランジスタ４０３とトランジスタ４０４との接続点にそれぞれ接続される。第１の２次巻線３０２は、基準電圧である第１電圧と当該第１電圧とは異なる第２電圧とが交互に誘起される。さらに、第２電圧には、第１電圧を超える有限値である正側の第２電圧と、第１電圧未満の有限値である負側の第２電圧とがある。本実施形態においては、一例として第１電圧（基準電圧）を０［Ｖ］、正側の第２電圧を３８０［Ｖ］、負側の第２電圧を−３８０［Ｖ］としている。

第２の２次巻線３０３の両端は、導通角調整回路７を構成するトランジスタ７０１，７０２のドレイン端子にそれぞれ接続される。本実施形態においては、１次巻線３０１、第１の２次巻線３０２、第２の２次巻線３０３の巻数比は、５：５：１であるとする。

トランス３は、第１期間には１次巻線３０１に誘起された電圧を、第１の２次巻線３０２および第２の２次巻線３０３に伝達する。第２期間には、第１の２次巻線３０２に誘起された電圧を、第２の２次巻線３０３に伝達する。

＜２次側回路４＞
２次側回路４は、トランス３と後述する誘導性素子としてのチョークコイル５０１とを結ぶ電力供給路に挿入される。より詳しくは、第１の２次巻線３０２と主バッテリＭＢＡとを結ぶ電力供給路に挿入される。２次側回路４は、直列に接続されたトランジスタ４０１，４０２からなる第１アームと、直列に接続されたトランジスタ４０３，４０４からなる第２アームとが互いに並列接続されてなるフルブリッジ回路で構成されている。トランジスタ４０１〜４０４としては、例えば、金属−絶縁体−半導体電界効果トランジスタ、金属−酸化物−半導体電界効果トランジスタ、金属−半導体電界効果トランジスタ、接合型電界効果トランジスタ等の電界効果トランジスタが用いられており、それぞれボディダイオードが内蔵されている。また、トランジスタ４０１〜４０４には、全て仕様が同じものが用いられている。

トランジスタ４０１，４０２からなる第１アームは、第１の２次巻線３０２の一端に接続されており、トランジスタ４０３，４０４からなる第２アームは、第１の２次巻線３０２の他端に接続されている。

上述したように、２次側回路４をフルブリッジ回路で構成することにより、特許文献１に係るバッテリ充電装置が有する、主バッテリと副バッテリへの同時充電機能、および主バッテリから副バッテリへの充電機能をそのままに、第１の２次巻線３０２がセンタータップを含まない構成とすることができる。第１の２次巻線３０２から引き出される端子数を削減することができる結果、トランス３を小型化することが可能である。

また、電流量は小さいものの電圧が高い主バッテリへの電力供給路に相当する第１の２次巻線３０２においては、絶縁の観点から第１の２次巻線３０２から引き出される端子同士の距離を長くする必要がある。そのため、第１の２次巻線３０２から引き出される端子数を削減することによる、トランス３の小型化の効果はより大きなものとなる。さらに、トランス３は電力変換装置を構成する部品の中では大型な部品であるため、トランス３を小型化することで、電力変換装置全体の大幅な小型化が期待できる。

なお、２次側回路４をフルブリッジ回路とすることで２次側回路４に含まれるトランジスタの数が増えるが、トランジスタは電力変換装置を構成する部品の中では小型な部品であるため、電力変換装置の大きさに与える影響は小さい。

２次側回路４は、第１期間には制御回路１０からの信号に基づき、第１の２次巻線３０２に誘起された交流電圧を整流する。そして、整流後の電圧を第１の平滑回路５に供給する。この整流動作はトランジスタ４０１〜４０４のオンおよびオフを制御することで行われるが、このとき、本実施形態においては特別な制御を行う。この特別な制御を行うことで、トランス３の第１の２次巻線３０２に発生するサージ電圧を低減することができる結果、電力変換装置から発生するノイズを低減することが可能である。この特別な制御の詳細については、後の［バッテリ充電装置の動作］の項で詳細に説明する。

第２期間には、制御回路１０からの信号に基づき、トランジスタ４０１，４０４がオンでありトランジスタ４０２，４０３がオフである期間、トランジスタ４０１〜４０４全てがオフである期間、トランジスタ４０１，４０４がオフでありトランジスタ４０２，４０３がオンである期間、トランジスタ４０１〜４０４全てがオフである期間を、例えば１００［ｋＨｚ］の周波数で順に繰り返す。これにより、副バッテリＳＢＡを充電するように、主バッテリＭＢＡからの直流電圧を１００［ｋＨｚ］の交流電圧に変換し、第１の２次巻線３０２に供給する。

＜第１の平滑回路５、チョークコイル短絡回路６＞
平滑回路５は、誘導性素子としてのチョークコイル５０１とコンデンサ５０２との直列回路で構成される。チョークコイル短絡回路６はリレーで構成される。

第１期間には、制御回路１０からの信号に基づき、チョークコイル短絡回路６は開放動作を行う。この結果、平滑回路５は、チョークコイル５０１とコンデンサ５０２とのフィルタ回路として作用し、コンデンサ５０２に所定の直流電圧が発生する。

第２期間には、制御回路１０からの信号に基づき、チョークコイル短絡回路６は短絡動作を行う。これにより、チョークコイル５０１がチョークコイル短絡回路６に短絡され、平滑回路５は単なるコンデンサとして機能する。

＜導通角調整回路７＞
導通角調整回路７は、第２の２次巻線３０３と副バッテリＳＢＡとを結ぶ電力供給路に挿入され、トランジスタ７０１，７０２で構成される。導通角調整回路７の入力側が第２の２次巻線３０３に接続され、出力側が整流回路８に接続される。トランジスタ７０１，７０２それぞれのドレイン端子は、第２の２次巻線３０３の両端に接続される。トランジスタ７０１，７０２には、例えば、金属−絶縁体−半導体電界効果トランジスタ、金属−酸化物−半導体電界効果トランジスタ、金属−半導体電界効果トランジスタ、接合型電界効果トランジスタ、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタが用いられている。

導通角調整回路７は、第１期間には、副バッテリＳＢＡを充電するように、第２の２次巻線３０３に誘起される交流電圧の導通角を調整する。具体的には、制御回路１０からの信号に基づきトランジスタ７０１，７０２のオンオフ動作を行うことで、導通状態と非導通状態を繰り返す。導通状態においては、第２の２次巻線３０３に誘起される交流電圧を整流回路８に供給するようにし、非導通状態においては、当該交流電圧の整流回路８への供給は行わない。

本実施形態における第１期間では、２次側回路４で特別な制御が行われるのに合わせて、導通角調整回路７を導通状態とするように制御される。このような制御を行うことで、第１の２次巻線３０２に発生するサージ電圧が第２の２次巻線３０３に分散されるため、第１の２次巻線３０２に発生するサージ電圧をさらに低減することができる。この詳細についても後の［バッテリ充電装置の動作］の項で説明する。

第２期間には、制御回路１０からの信号に基づき、副バッテリＳＢＡに供給するための交流電圧が得られるように、第２の２次巻線３０３に誘起される交流電圧の導通角を調整する。具体的には、トランジスタ７０１，７０２をオンとし、第２の２次巻線３０３に誘起される交流電圧をそのまま整流回路８に供給する。

＜整流回路８＞
整流回路８は、ダイオード８０１，ダイオード８０２のそれぞれのアノード端子が互いに接続された直列回路である。ダイオード８０１のカソード端子がトランジスタ７０１のソース端子に、ダイオード８０２のカソード端子がトランジスタ７０２のソース端子に接続されている。

整流回路８は、第１期間、第２期間によらず、導通角調整回路７からの交流電圧を整流し第２の平滑回路９に供給する。

＜第２の平滑回路９＞
第２の平滑回路９は、チョークコイル９０１，９０２、コンデンサ９０３とで構成される。チョークコイル９０１とチョークコイル９０２の一端は互いに接続されており、それぞれの他端がトランジスタ７０１とダイオード８０１との接続点、トランジスタ７０２とダイオード８０２との接続点に接続される。コンデンサ９０３は、チョークコイル９０１，９０２の接続点と、ダイオード８０１，８０２の接続点に接続される。

第２の平滑回路９は、第１期間、第２期間によらず、第２の２次巻線３０３に誘起される交流電圧の極性に応じて、チョークコイル９０１とコンデンサ９０３とで構成されるフィルタ回路、およびチョークコイル９０２とコンデンサ９０３とで構成されるフィルタ回路として作用し、コンデンサ９０３の両端に所定の直流電圧を発生させる。

＜制御回路１０＞
制御回路１０は、力率改善回路１、ＤＣ／ＡＣインバータ２、２次側回路４、チョークコイル短絡回路６、導通角調整回路７の動作を制御する。

制御回路１０は、例えば、マイコン（Ｍｉｃｒｏ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ Ｕｎｉｔ（ＭＣＵ））等のデジタル回路と、バッテリ充電装置１０００に含まれる各トランジスタを駆動する駆動回路とで構成される。また、制御回路１０は、コンデンサ１０５、コンデンサ５０２およびコンデンサ９０３の両端電圧を読み取る手段も備える。

第１期間には、コンデンサ１０５の両端電圧が３８０［Ｖ］になるように力率改善回路１のトランジスタ１０３のオンオフ動作を制御する。また、コンデンサ５０２の両端電圧が主バッテリＭＢＡの充電状態に応じた電圧になるように、ＤＣ／ＡＣインバータ２のトランジスタ２０１〜２０４のオンオフ動作を制御する。

２次側回路４に対する制御については、上述した特別な制御が行われる期間を除き、基本的にはトランジスタ４０１〜４０４を全てオフとし、これらのボディダイオードを使った整流動作を行わせるように制御する。

さらに、制御回路１０は、導通角調整回路７のトランジスタ７０１，７０２のオンオフを制御し、導通角調整回路７の導通状態および非導通状態を制御することで、コンデンサ９０３の両端電圧が例えば１４［Ｖ］となるようにする。このとき、２次側回路４において特別な制御が行われるのに合わせて、導通角調整回路７を導通状態とするように制御する。そして、チョークコイル短絡回路６は開放状態とする。

第２期間には、コンデンサ９０３の両端電圧が例えば１４［Ｖ］になるように、２次側回路４のトランジスタ４０１〜４０４のオンオフ動作を制御する。また、力率改善回路１およびＤＣ／ＡＣインバータ２を停止状態にするように、トランジスタ１０３，２０１〜２０４をオフとする。チョークコイル短絡回路６は短絡状態とし、第２の２次巻線３０３に誘起される交流電圧が副バッテリＳＢＡに供給されるように、導通角調整回路７のトランジスタ７０１，７０２をオンとする。

［バッテリ充電装置の動作］
＜第１期間＞
（概略）
図２は、第１の実施形態に係る第１期間のタイミングチャートを示す図である。

図２（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）はそれぞれ、制御回路１０から出力されるトランジスタ２０１，２０２，２０３，２０４に対する制御信号の波形を示すものである。図２（ｅ），（ｆ），（ｇ），（ｈ）はそれぞれ、制御回路１０から出力されるトランジスタ４０１，４０２，４０３，４０４に対する制御信号の波形を示すものである。図２（ｉ）は、チョークコイル短絡回路６に対する制御信号の波形を示すものである。図２（ｊ），（ｋ）はそれぞれ、トランジスタ７０１，７０２に対する制御信号の波形を示すものである。図２（ｌ），（ｍ），（ｎ），（ｏ）はそれぞれ、１次巻線３０１に誘起される電圧（１次巻線３０１の両端電圧）Ｖ１、第１の２次巻線３０２に誘起される電圧（第１の２次巻線３０２の両端電圧）Ｖ２、第２の２次巻線３０３に誘起される電圧（第２の２次巻線３０３の両端電圧）Ｖ３、導通角調整回路７通過後の電圧Ｖ４の変化を示すものである。なお、この電圧Ｖ１〜Ｖ４は、図１にも図示している。

図２（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）に示すように、制御回路１０は、コンデンサ５０２の両端電圧が主バッテリの充電状態に応じた電圧となるように、トランジスタ２０１〜２０４のオンデューティーを制御する。これにより１次巻線３０１には図２（ｌ）に示す波形が印加される。電圧Ｖ１の波高値は力率改善回路１の出力電圧に依存し、ここでは３８０［Ｖ］であるとする。

第１期間においては、２次側回路４はボディダイオードを使った整流動作を行う。そのため、図２（ｅ），（ｆ），（ｇ），（ｈ）に示すように、一部の期間を除き、基本的にはトランジスタ４０１〜４０４を全てオフとする。この「一部の期間」において、上述した特別な制御が行われる。

第１期間においては、チョークコイル短絡回路６を開放状態とするため、図２（ｉ）に示すようにチョークコイル短絡回路はオフである。

第１の２次巻線３０２、第２の２次巻線３０３には、それぞれ図２（ｍ）、（ｎ）に示す波形の電圧が誘起される。電圧Ｖ２の波高値は、１次巻線３０１と第１の２次巻線３０２との巻数比に依存する。上述したように、本実施形態においては１次巻線３０１と第１の２次巻線３０２の巻数比を５：５としているため、電圧Ｖ２の波高値は、電圧Ｖ１と同じく３８０［Ｖ］となっている。

電圧Ｖ３の波高値は、１次巻線３０１と第２の２次巻線３０３との巻数比に依存する。上述したように、１次巻線３０１と第２の２次巻線３０３の巻数比は５：１であるため、電圧Ｖ３の波高値は、３８０／５＝７６［Ｖ］となる。

また、図２（ｊ），（ｋ）に示すように、制御回路１０は、コンデンサ９０３の両端電圧が１４［Ｖ］となるように、トランジスタ７０１，７０２のオンデューティーを制御する。このとき、２次側回路４で特別な制御が行われるのに合わせて、導通角調整回路７を導通状態、すなわち、トランジスタ７０１，７０２がオンとなるように制御される。さらに、図２（ｏ）に示すように、導通角調整回路７を通過後の電圧Ｖ４は、電圧Ｖ３と波高値が同じであるが、波形は導通角を絞られたものとなる。

（２次側回路４の詳細動作）
次に、本実施形態の特徴部分である、２次側回路４における特別な制御について説明する。

図３（ａ），（ｂ）は、図２に示すタイミングチャートの特徴部分を拡大して示す図である。図３（ａ）は、制御回路１０から出力されるトランジスタ４０１〜４０４に対する制御信号の波形を示しており、図２（ａ）〜（ｄ）に対応するものである。本実施形態の第１期間においては、トランジスタ４０１〜４０４に対する制御信号の波形は共通であるため、図３（ａ）ではこれらの制御信号をまとめて１つで示している。図３（ｂ）は、電圧Ｖ２を示しており、図２（ｍ）に対応するものである。

また、図２および図３に示すように、以下の説明において電圧Ｖ２が０［Ｖ］から３８０［Ｖ］に遷移する時点を始期とし、３８０［Ｖ］から０［Ｖ］に遷移する時点を終期とする期間をＡ期間とする。また、電圧Ｖ２が３８０［Ｖ］から０［Ｖ］に遷移する時点を始期とし、０［Ｖ］から−３８０［Ｖ］に遷移する時点を終期とする期間をＢ期間とする。そして、電圧Ｖ２が０［Ｖ］から−３８０［Ｖ］に遷移する時点を始期とし、−３８０［Ｖ］から０［Ｖ］に遷移する時点を終期とする期間をＣ期間とする。最後に、電圧Ｖ２が−３８０［Ｖ］から０［Ｖ］に遷移する時点を始期とし、０［Ｖ］から３８０［Ｖ］に遷移する時点を終期とする期間をＤ期間とする。

つまり、Ａ期間は、第１の２次巻線３０２に第１電圧である０［Ｖ］を超える有限値である正側の第２電圧が誘起される期間であり、Ｃ期間は、第１の２次巻線３０２に第１電圧（０［Ｖ］）未満の有限値である負側の第２電圧が誘起される期間である。一方、Ｂ期間およびＤ期間は、第１の２次巻線３０２に第１電圧（０［Ｖ］）が誘起される期間である。

本実施形態においては、図２（ｅ），（ｆ），（ｇ），（ｈ）および図３に示すように、第１の２次巻線３０２に誘起される電圧が第１電圧である期間のうち、第１の２次巻線３０２に誘起される電圧が第１電圧から第２電圧へ遷移する時点からトランジスタ４０１〜４０４が備えるボディダイオードの立ち上がり時間α分遡った時点までの期間Ｐ_Aの一部または全部を含む期間であって、ボディダイオードの立ち下がり時間β以上の所定期間において、２次側回路４のトランジスタ４０１〜４０４を全てオンとする。以下、このトランジスタ４０１〜４０４をオンとする期間を「オン状態期間」と記載する。以下、トランジスタ４０１〜４０４が備えるボディダイオードの立ち上がり時間αを、単に「立ち上がり時間α」、トランジスタ４０１〜４０４が備えるボディダイオードの立ち下がり時間βを、単に「立ち下がり時間β」と記載する。

オン状態期間は、第１の２次巻線３０２に誘起される電圧が第１電圧である期間、すなわち、Ｂ期間およびＤ期間にそれぞれ含まれる２次側オン状態期間である。オン状態期間には、Ｂ期間に含まれる負側のオン状態期間と、Ｄ期間に含まれる正側のオン状態期間とがある。本実施形態においては、負側のオン状態期間は、電圧Ｖ２が第１電圧から負側の第２電圧へ遷移する時点から立ち上がり時間αの分遡った時点までの期間Ｐ_Aの全部を含む。一方、本実施形態においては、正側のオン状態期間は、電圧Ｖ２が第１電圧から正側の第２電圧へ遷移する時点から立ち上がり時間αの分遡った時点までの期間Ｐ_Aの全部を含む。

本実施形態においては、この負側のオン状態期間および正側のオン状態期間において、２次側回路４のトランジスタ４０１〜４０４を全てオンとする。このような制御を行うことで、第１の２次巻線３０２に発生するサージ電圧の低減が可能である。

ここで、図４を用いて、立ち上がり時間αについて説明する。図４は、トランジスタ４０１〜４０４が備えるボディダイオードの特性を説明するためのタイミングチャートである。図４（ａ）はトランジスタ４０１〜４０４の状態を、図４（ｂ）は各トランジスタが備えるボディダイオードの状態を示している。ここでは、ボディダイオードの特性を説明するため、図４（ａ）に示すように、トランジスタ４０１〜４０４がオフである期間について図示している。

以下、「順バイアス」および「逆バイアス」という文言を用いて説明するが、本明細書における「順バイアス」および「逆バイアス」は、特記しない限りトランジスタにとっての順バイアスおよび逆バイアスの意味である。トランジスタにとっての順バイアスはダイオードにとっての逆バイアスに相当し、トランジスタにとっての逆バイアスはダイオードにとっての順バイアスに相当する。また、「順方向」および「逆方向」の語についても、特記しない限りトランジスタにとっての順方向および逆方向の意味とする。

図４（ｂ）に示すように、トランジスタに順バイアスの電圧が印加されているときは、ボディダイオードはオフであるが、逆バイアスの電圧が印加されるとオンとなる。ただし、順バイアスの状態から逆バイアスの状態に遷移すると、直ちにボディダイオードが立ち上がるのではない。ボディダイオードが完全に立ち上がる、すなわち、ボディダイオードがオンになるには所定の時間を要する。このトランジスタ４０１〜４０４が備えるボディダイオードが完全に立ち上がるまでに要する時間が、「立ち上がり時間α」に相当する。なお、ボディダイオードの立ち上がり時間は、トランジスタの仕様やその他の回路素子の定数等によって異なる。なお、「ボディダイオードが完全に立ち上がっている状態」とは、ボディダイオードがオフからオンへの遷移時間にある状態を含まない。

同様に、ボディダイオードが完全に立ち下がる、すなわち、ボディダイオードがオフになるには所定の時間を要する。このトランジスタ４０１〜４０４が備えるボディダイオードが完全に立ち下がるまでに要する時間が、「立ち下がり時間β」に相当する。なお、ボディダイオードの立ち下がり時間は、トランジスタの仕様やその他の回路素子の定数等によって異なる。なお、「ボディダイオードが完全に立ち下がっている状態」とは、ボディダイオードがオンからオフへの遷移にある状態を含まない。

（サージ電圧低減原理）
まず、図５，図６を用い、理想状態での第１期間における電力変換装置に流れる電流について説明する。

図５および図６は、理想状態での第１期間における電力変換装置に流れる電流を示す図である。図５（ａ）、図５（ｂ）、図６（ａ）および図６（ｂ）はそれぞれ、図２に示すＡ期間、Ｂ期間、Ｃ期間およびＤ期間において流れる電流を示している。また、図５および図６の各図において、第１の２次巻線３０２に含まれる漏れインダクタンスを「Ｌｅ」の符号で示している。

図５（ａ）に示すＡ期間においては、第１の２次巻線３０２から漏れインダクタンスＬｅ、トランジスタ４０１のボディダイオード、チョークコイル５０１、コンデンサ５０２、トランジスタ４０４のボディダイオードの経路に沿って電流が流れる。図５（ｂ）に示すＢ期間においては、チョークコイル５０１からコンデンサ５０２、トランジスタ４０２のボディダイオード、トランジスタ４０１のボディダイオードの経路、およびチョークコイル５０１からコンデンサ５０２、トランジスタ４０４のボディダイオード、トランジスタ４０３のボディダイオードの経路に沿って電流が流れる。

図６（ａ）に示すＣ期間においては、第１の２次巻線３０２からトランジスタ４０３のボディダイオード、チョークコイル５０１、コンデンサ５０２、トランジスタ４０２のボディダイオード、漏れインダクタンスＬｅの経路に沿って電流が流れる。図６（ｂ）に示すＤ期間においては、チョークコイル５０１からコンデンサ５０２、トランジスタ４０２のボディダイオード、トランジスタ４０１のボディダイオードの経路、およびチョークコイル５０１からコンデンサ５０２、トランジスタ４０４のボディダイオード、トランジスタ４０３のボディダイオードの経路に沿って電流が流れる。

理想状態においては、図５（ａ）、図５（ｂ）、図６（ａ）、図６（ｂ）に示した状態が順に繰り返される。しかしながら、実際は、図５および図６に示した状態が単純に繰り返されるのではなく、Ｄ期間からＡ期間に遷移する瞬間およびＢ期間からＣ期間に遷移する瞬間には、図５および図６に示した電流とは異なる電流が流れてしまう。以下、Ｄ期間からＡ期間に遷移する瞬間を取り上げて説明する。

図７は、実際の場合での第１期間における電力変換装置に流れる電流について説明するための図である。

図７（ａ）は、実際の場合におけるＤ期間からＡ期間に遷移する瞬間での、電力変換装置に流れる電流を示す図である。Ｄ期間からＡ期間に遷移する瞬間、すなわち、電圧Ｖ２が０［Ｖ］から３８０［Ｖ］へ遷移する瞬間には、破線で示すように、第１の２次巻線３０２から漏れインダクタンスＬｅ、トランジスタ４０１のボディダイオード、トランジスタ４０３のボディダイオードの経路に沿って短絡電流が流れる。この破線で示す短絡電流は、リカバリ電流とも称され、トランジスタ４０３のボディダイオードを逆流して流れる。さらに、一点鎖線で示すように、第１の２次巻線３０２から漏れインダクタンスＬｅ、トランジスタ４０２のボディダイオード、トランジスタ４０４のボディダイオードに沿った経路においても短絡電流が流れる。この一点鎖線で示す短絡電流は、トランジスタ４０２のボディダイオードを逆流して流れる。

短絡電流が流れるという現象自体は、ダイオードとしてショットキーバリアダイオード等のリカバリタイムの短い高速ダイオードを用いた場合であっても発生するものである。しかしながら、トランジスタのボディダイオードは、バイポーラ型である上にリカバリタイムが長いダイオードであるため特に多くの短絡電流が流れ、また、短絡電流が流れている時間も長い。

ここで、リカバリタイムについて簡単に説明する。ダイオードにとって順バイアス（トランジスタにとって逆バイアス）の状態から逆バイアス（トランジスタにとって順バイアス）の状態に変化した場合を考える。ダイオードにとって逆バイアスの状態であるとき、本来であればダイオードには電流が流れない。しかし、実際には、ダイオードにとって逆バイアスの状態になっても、しばらくの間はダイオードにとって逆方向の電流（トランジスタにとって順方向）がダイオードに流れる。この電流が短絡電流であり、短絡電流が流れる期間がリカバリタイムである。このリカバリタイムは、ダイオード中に存在する少数キャリアが主な原因で生じるものであり、いわゆる少数キャリア蓄積効果によるものである。

図７（ｂ）は、短絡電流が流れる期間経過後の電力変換装置に流れる電流を示す図である。短絡電流が流れ切った後は、図７（ｂ）に示すように理想状態（図５（ａ）に示すＡ期間）に戻る。しかし、理想状態に戻った際には、短絡電流が流れている期間において漏れインダクタンスＬｅに蓄えられたエネルギーを放出するように、漏れインダクタンスＬｅに図７（ｂ）において「＋」および「−」で示すような極性の電圧が発生する。この電圧がＡ期間において第１の２次巻線３０２に誘起される電圧Ｖ２に加えられるために、第１の２次巻線３０２にサージ電圧が発生する。上述したように、ダイオードとしてトランジスタのボディダイオードを用いた場合には特に大きな短絡電流が流れるため、漏れインダクタンスＬｅに蓄えられるエネルギーもその分大きくなる。その結果、第１の２次巻線３０２で、より大きなサージ電圧が発生する。大きなサージ電圧は、電力変換装置から発生するノイズの原因となる。

なお、図７においては、Ｄ期間からＡ期間に遷移する瞬間の状態を示した。特に図示しないが、Ｂ期間からＣ期間に遷移する瞬間において流れる短絡電流の向きおよび漏れインダクタンスＬｅに発生する電圧の極性は、図７に示したものとは逆となる。

本発明者は、第１の２次巻線３０２に誘起される電圧Ｖ２が第１電圧から第２電圧に遷移する瞬間またはその直前において、トランジスタのボディダイオードに電流を流すように制御していることが、大きな短絡電流を発生させる原因となっていると考えた。そこで本発明者は、電圧Ｖ２が第１電圧から第２電圧に遷移する瞬間またはその直前において、トランジスタをオンとし、トランジスタのボディダイオードではなくチャネルに電流を流すような制御を行うことで、第１の２次巻線３０２に発生するサージ電圧を抑制するという発明を着想するに至った。

ここで、「電圧Ｖ２が第１電圧から第２電圧に遷移する瞬間またはその直前」とは、「トランスに誘起される電圧が第１電圧である期間のうち、トランスに誘起される電圧が第１電圧から第２電圧へ遷移する時点から各電界効果トランジスタが備えるボディダイオードの立ち上がり時間分遡った時点までの期間の一部または全部を含む期間であって、ボディダイオードの立ち下がり時間以上の期間」に相当する。本実施形態では、オン状態期間が「電圧Ｖ２が第１電圧から第２電圧に遷移する瞬間またはその直前」に対応する期間を含むようにトランジスタ４０１〜４０４の制御を行う。第１の２次巻線３０２に発生するサージ電圧が抑制される原理について、図３および図８を用いて説明する。

図３（ｃ）は、トランジスタ４０１，４０４が備えるボディダイオードの状態を、トランジスタ４０１〜４０４に対する制御信号波形（図３（ａ））および電圧Ｖ２の変化（図３（ｂ））と対応させて示す図である。本実施形態においては、トランジスタ４０１，４０４の動作は共通であるため、図３（ｃ）ではこれらをまとめて１つで示している。一方、図３（ｄ）は、トランジスタ４０２，４０３が備えるボディダイオードの状態を示す図である。トランジスタ４０２，４０３についても同様に動作が共通しているため、まとめて１つで示している。

図８（ａ）は、Ｄ期間の始期から正側のオン状態期間の始期までの期間における電力変換装置に流れる電流を示す図である。図８（ｂ）は、正側のオン状態期間における電力変換装置に流れる電流を示す図である。

図３（ａ）および図８（ａ）に示すように、Ｄ期間の始期から正側のオン状態期間の始期までの期間においては、図６（ｂ）で説明した理想状態と同様に、トランジスタ４０１〜４０４の全てのボディダイオードはオン状態である。そして、図３（ａ）に示すように、オン状態期間においてトランジスタ４０１〜４０４を全てオンとするように制御する。すると、一般にボディダイオードよりもチャネルの方がオン抵抗は小さいため、トランジスタ４０１〜４０４をオンとすることで、図８（ｂ）に示すように、トランジスタのボディダイオードに流れていた電流のほとんどはチャネルを流れるようになる。そのため、図３（ｃ），（ｄ）に示すように、負側および正側のオン状態期間においては、トランジスタ４０１〜４０４のボディダイオードはオフとなる。各トランジスタのボディダイオードにはほとんど電流が流れていない状態で、電圧Ｖ２が第１電圧から第２電圧に遷移すれば（Ｄ期間からＡ期間に遷移すれば）、リカバリタイムはほとんど発生しないことになる。リカバリタイムがほとんど存在しないことで、短絡電流もほとんど流れないことになる。その結果、漏れインダクタンスＬｅに蓄えられるエネルギーは大幅に低減され、第１の２次巻線３０２に大きなサージ電圧が発生することを防止することができる。

なお、言うまでもなく、オン状態期間においては、トランジスタ４０１〜４０４のボディダイオードに流れる電流と同じ向きの電流をトランジスタ４０１〜４０４のチャネルに流れるようにする。すなわち、トランジスタ４０１〜４０４に逆方向の電流が流されるようにする。トランジスタ４０１〜４０４に逆方向の電流を流す場合には、トランジスタ４０１〜４０４のドレイン端子−ソース端子間電圧は逆バイアスである必要がある。したがって、オン状態期間において「トランジスタ４０１〜４０４をオンとする」とは、正確には「トランジスタ４０１〜４０４のドレイン端子−ソース端子間電圧を、トランジスタにとって逆バイアスにした上でオンとする」の意味である。しかしながら、オン状態期間を除くＢ期間およびＤ期間においては、ボディダイオードに電流が流れるようにしているため、既にトランジスタ４０１〜４０４のドレイン端子−ソース端子間電圧は逆バイアスとなっている。そのため、制御的には単にトランジスタ４０１〜４０４をオンとするだけで、トランジスタ４０１〜４０４のチャネルには逆方向の電流が流れることになる。

（オン状態期間）
本実施形態におけるオン状態期間は、以下の３条件を満たす期間を少なくとも含んでいる。

（１）オン状態期間が、第１の２次巻線３０２に誘起される電圧Ｖ２が第１電圧となる期間の一部または全部を含む。

（２）オン状態期間が、第１の２次巻線３０２に誘起される電圧Ｖ２が第１電圧から第２電圧へ遷移する時点から立ち上がり時間αの分だけ遡った時点までの期間Ｐ_Aの一部または全部を含む。

（３）オン状態期間の長さが、立ち下がり時間β以上である。

以下、各条件の意義について説明する。

条件（１）は、本実施形態が、Ｂ期間からＣ期間に遷移する瞬間またはその直前（すなわち、Ｂ期間内）、および、Ｄ期間からＡ期間に遷移する瞬間またはその直前（すなわち、Ｄ期間内）においてトランジスタ４０１〜４０４をオンすることにより、ボディダイオードに電流を流さないようにしようとしていることから、当然満たされるべき条件である。

また、条件（３）を満たすことにより、オン状態期間内にボディダイオードを完全に立ち下げることができる。

条件（２）は、オン状態期間の終期が期間Ｐ_A内に設定されていることと等価である。オン状態期間の終期が期間Ｐ_A内に設定されているので、オン状態期間の終期からＢ期間の終期までの期間、および、オン状態期間の終期からＤ期間の終期までの期間がボディダイオードの立ち上がり時間αよりも短い。したがって、オン状態期間の終期においてボディダイオードを完全に立ち下げておけば、条件（２）を満たすことにより、Ｂ期間の終期およびＤ期間の終期においてボディダイオードが再び完全に立ち上がっているという事態を回避することができる。

図９は、オン状態期間の終期を変化させた場合における第１の２次巻線に発生するサージ電圧変化量を示すグラフである。ここでは、オン状態期間の始期は、電圧Ｖ２が第２電圧から第１電圧に遷移する時点（すなわち、期間Ａから期間Ｂに遷移する時点、および、期間Ｃから期間Ｄに遷移する時点）に固定されている。

横軸は時間［ｎｓ］を示しており、横軸の値が正に大きくなるほどオン状態期間の終期を遅らせることを意味し、横軸の値が負に大きくなるほどオン状態期間の終期を早めることを意味する。横軸における０［ｎｓ］は、電圧Ｖ２が第１電圧から第２電圧に遷移する時点に対応している。したがって、時刻が正の値である領域（０を示す破線から右側の領域）は、オン状態期間の終期がＡ期間またはＣ期間に存在することを意味する。一方、時刻が負の値である領域（０［ｎｓ］を示す破線から左側の領域）は、オン状態期間の終期がＢ期間またはＤ期間に存在することを意味する。一方、縦軸はサージ電圧変化量［％］を示しており、横軸が０［ｎｓ］の場合のサージ電圧量に対する変化量を示している。

図９のグラフから分かるように、時刻が正の値である領域にオン状態期間の終期を設定すると、サージ電圧変化量が急峻に増加することが分かる。これは、トランジスタのチャネル側に大電流が流れることで、漏れインダクタンスに蓄えられるエネルギーが大きくなったためであると考えられる。したがって、本実施形態においては、オン状態期間の終期を電圧Ｖ２が第１電圧から第２電圧に遷移する時点としている。

一方、図１０の比較例に係るタイミングチャートで制御した場合について考える。図３と同様に、（ａ）は制御回路１０から出力されるトランジスタ４０１〜４０４に対する制御信号の波形を、（ｂ）は第１の２次巻線３０２に誘起される電圧Ｖ２を、（ｃ）はトランジスタ４０１，４０４が備えるボディダイオードの状態を、（ｄ）はトランジスタ４０２，４０３が備えるボディダイオードの状態をそれぞれ示している。

本比較例では、図１０（ａ）に示すように、電圧Ｖ２が第１電圧から第２電圧に遷移する時点から立ち上がり時間αの分遡った時点よりも前にオン状態期間を設けている。この場合、オン状態期間の終期から立ち上がり時間α経過後には、トランジスタ４０１〜４０４の各ボディダイオードは完全に立ち上がり、再びオン状態となる。そうすると、電圧Ｖ２が第１電圧であるＢ期間およびＤ期間の終期付近において、ボディダイオードに電流が流れるＹ期間が発生してしまう。そのため、電圧Ｖ２が第１電圧から第２電圧に遷移する瞬間、すなわち、Ｄ期間からＡ期間へ遷移する瞬間およびＢ期間からＣ期間へ遷移する瞬間においては、トランジスタ４０１〜４０４の各ボディダイオードがオンとなる。これは、図７で説明したような、第１の２次巻線３０２に大きなサージ電圧が発生する場合と同じ状態である。

一方、電圧Ｖ２が第１電圧から第２電圧に遷移する時点から立ち上がり時間αの分遡った時点までの期間Ｐ_A内にオン状態期間の終期を設定した場合、オン状態期間が終了して再びボディダイオードが立ち上がり始めるが、電圧Ｖ２が第１電圧から第２電圧に遷移する時点ではボディダイオードが完全には立ち上がらない。そのため、電圧Ｖ２が第１電圧から第２電圧に遷移する時点ではボディダイオードに流れる電流が抑制され、サージ電圧は抑制される。実際、図９に示すように、オン状態期間の終期が０〜−３００［ｎｓ］付近の範囲内であれば、サージ電圧変化量が略０［％］であることが分かった。しかし、オン状態期間の終期を−３００［ｎｓ］よりも早めた場合、サージ電圧変化量は急峻に増加する。また、略０［％］のサージ電圧変化量が維持されるこの３００［ｎｓ］という時間幅は、図９に係る実験で用いたトランジスタが備えるボディダイオードの立ち上がり時間と略対応したものである。なお、トランジスタの仕様やその他の回路素子の定数等によってボディダイオードの立ち上がり時間は異なるため、これに応じて略０［％］のサージ電圧変化量が維持される期間は変化し得る。

（その他）
（１）図２および図３においては、オン状態期間が期間Ｐ_Aの全部を含む例を示したが、本実施形態はこれに限定されるものではない。オン状態期間が期間Ｐ_Aの一部を含みさえすれば、このような制御を行わない場合と比較して、第１の２次巻線３０２に発生するサージ電圧の低減効果を得ることができる。これについて図１１を用いて説明する。

図１１は、第１の実施形態の他の例に係るタイミングチャートを示す図である。図３と同様に、（ａ）は制御回路１０から出力されるトランジスタ４０１〜４０４に対する制御信号の波形を、（ｂ）は第１の２次巻線３０２に誘起される電圧Ｖ２を、（ｃ）はトランジスタ４０１，４０４が備えるボディダイオードの状態を、（ｄ）はトランジスタ４０２，４０３が備えるボディダイオードの状態をそれぞれ示している。

本例では、オン状態期間の長さは図３の例と同じとし、オン状態期間の始期を図３の例よりも早めている。このような場合であっても、図１１（ｃ），（ｄ）に示すように、Ｂ期間からＣ期間に遷移する時点においては、トランジスタ４０１，４０４のボディダイオードが完全には立ち上がっていない。また、Ｄ期間からＡ期間に遷移する時点においても、トランジスタ４０２，４０３のボディダイオードが完全に立ち上がっていない。そのため、ボディダイオードが完全に立ち上がっている場合と比較して、ボディダイオードに流れる電流は少ない。したがって、オン状態期間を設けない場合と比較して、サージ電圧は低減される。

（２）図２，図３，図１１に示すタイミングチャートでは、オン状態期間の長さを立ち下がり時間β以上としているが、場合によってはオン状態期間の長さがボディダイオードの立ち下がり時間β未満でも効果が得られることがある。

図１２は、Ｂ期間からＣ期間に遷移する時点付近を示すタイミングチャートである。ここでは、オン状態期間の長さは、ボディダイオードの立ち下がり時間β未満である。この場合でも、Ｂ期間の終期においてトランジスタ４０１、４０４のボディダイオードをある程度立ち下げておくことができる。したがって、オン状態期間を設けない場合と比較して、サージ電圧を低減することができる。

図１３は、図１２とオン状態期間の長さは同じとし、Ｂ期間内におけるオン状態期間の位置を変化させた場合を示す。

図１３（ｂ）は、図１２の場合と同じである。

図１３（ｃ）は、オン状態期間を早めた場合である。この場合、オン状態期間の終期からＢ期間の終期までの期間にトランジスタ４０１，４０４のボディダイオードが再び立ち上がる。しかしながら、オン状態期間でのボディダイオードの立ち下がりの分量（電流の降下量）が、オン状態期間終了後のボディダイオードの立ち上がりの分量（電流の上昇量）よりも大きい。そのため、Ｂ期間の終期においてトランジスタ４０１，４０４のボディダイオードをある程度立ち下げておくことができる。したがって、オン状態期間を設けない場合と比較して、サージ電圧を低減することができる。

図１３（ｄ）は、さらにオン状態期間を早めた場合である。この場合、オン状態期間でボディダイオードがある程度立ち下がるものの、オン状態期間の終了後にボディダイオードが再び立ち上がり、Ｂ期間の終期までに完全に立ち上がっている。したがって、サージ電圧を低減する効果が得られない。

以上のことを考慮すると、第１の２次巻線３０２に誘起される電圧が第１電圧となる期間内での負側のオン状態期間の位置、および、負側のオン状態期間の長さは、負側のオン状態期間でのボディダイオードの立ち下がりの分量が負側のオン状態期間の終期から第１の２次巻線３０２に誘起される電圧が第１電圧から第２電圧に遷移する時点までの期間にボディダイオードが立ち上がる分量よりも大きくなるように設定されていればよいことが分かる。この条件さえ満たしていれば、負側のオン状態期間の長さがボディダイオードの立ち下がり時間β以上か否かにかかわらず、サージ電圧を低減する効果を得ることができる。以下、図１４および図１５を参照しながら、サージ電圧低減効果を得ることができるオン状態期間について、数式化する。

図１４は、サージ電圧低減効果が得られる場合のオン状態期間の一例をまとめた図である。図１４（ａ）は、第１の２次巻線３０２に誘起される電圧Ｖ２の変動を示している。図１４（ｂ）〜（ｅ）は、サージ電圧低減効果が得られるように負側のオン状態期間を設定した場合におけるトランジスタ４０１，４０４のボディダイオードの状態を示しており、実施形態に対応する。図１４（ｂ）の実施形態は図３のものに対応し、図１４（ｃ）の実施形態は図１２および図１３（ｂ）のものに対応する。また、図１４（ｄ）の実施形態は図１１のものに対応する。さらに、図１４（ｅ）の実施形態は、図１３（ｃ）のものに対応する。

上述したように、Ｂ期間からＣ期間に遷移する時点において、トランジスタ４０１，４０４のボディダイオードが完全に立ち上がっていない状態にあれば、サージ電圧を低減することができる。そこで、図１４を参照しながら、Ｂ期間からＣ期間に遷移する時点においてトランジスタ４０１，４０４のボディダイオードが完全に立ち上がっていない状態にするための、負側のオン状態期間の設定条件について説明する。以下、ボディダイオードの立ち上がり時間の長さαおよび立ち下がり時間の長さβの他、負側のオン状態期間の長さをＰ_on2、Ｂ期間の長さをＰ_X、負側のオン状態期間の終期から、Ｂ期間からＣ期間に遷移する時点までの長さをＰ_S、とそれぞれ定義して説明する。

まず、図１４（ｂ）に示すように、負側のオン状態期間の長さＰ_on2が立ち下がり時間β以上である、すなわち、Ｐ_on2≧βの関係を満たせば、Ｂ期間からＣ期間に遷移する時点においてトランジスタ４０１，４０４のボディダイオードを完全に立ち下げることができる。

次に、図１４（ｃ）に示すように、負側のオン状態期間の終期がＢ期間からＣ期間に遷移する時点と同時である場合には、負側のオン状態期間が僅かでも設定されていればよい。すなわち、Ｐ_S＝０かつＰ_on2＞０の関係を満たすようにすることで、Ｂ期間からＣ期間に遷移する時点において、ボディダイオードを完全に立ち上がっていない状態とすることができる。

さらに、図１４（ｄ），図１４（ｅ）に示すように、負側のオン状態期間の終期がＢ期間からＣ期間に遷移する時点と同時でない場合、すなわち、Ｐ_S＞０である場合であっても、Ｂ期間からＣ期間に遷移する時点においてボディダイオードが完全に立ち上がっていない状態にすることができる。そのためには、負側のオン状態期間の始期から、Ｂ期間からＣ期間に遷移する時点までの期間におけるボディダイオードの立ち下がりの分量が、立ち上がりの分量よりも大きければよい。

ここで、負側のオン状態期間におけるボディダイオードの立ち下がりの分量は、Ｐ_on2／βで表される。一方、負側のオン状態期間終期から、Ｂ期間からＣ期間へ遷移する時点までの期間（Ｐ_S）におけるボディダイオードの立ち上がりの分量は、Ｐ_S／αで表される。したがって、（Ｐ_on2／β）＞（Ｐ_S／α）の関係を満たすようにすることで、Ｂ期間からＣ期間に遷移する時点においてボディダイオードが完全に立ち上がっていない状態にすることができる。

また、仮に、第１の２次巻線３０２に誘起される電圧が第２電圧である期間において各トランジスタをオンとした場合、各アームに含まれるトランジスタ間が短絡してしまう。よって、この短絡を防ぐため、オン状態期間の長さＰ_on2とＰ_Sの総和をＢ期間の長さＰ_X以下とする、すなわちＰ_on2＋Ｐ_S≦Ｐ_Xの関係を満たすようにする。換言すると、負側のオン状態期間の始期は、第１の２次巻線３０２に誘起される電圧が第２電圧から第１電圧へ遷移する時点以後とする。

図１５は、サージ電圧低減効果が得られない場合のオン状態期間の一例をまとめた図である。図１５（ａ）は、第１の２次巻線３０２に誘起される電圧Ｖ２の変動を示している。図１５（ｂ），（ｃ）は、サージ電圧低減効果が得られない場合のトランジスタ４０１，４０４のボディダイオードの状態を示しており、比較例に対応する。図１５（ｂ）の比較例は図１０に示す比較例に対応するものであり、図１５（ｃ）の比較例は図１３（ｄ）に示す比較例に対応するものである。

図１４（ｄ），図１４（ｅ）で説明したように、負側のオン状態期間の終期と、Ｂ期間からＣ期間へ遷移する時点とを同時としない（Ｐ_S＞０）こととしてもよい。しかしながら、Ｐ_Sがボディダイオードの立ち上がり時間α以上とした場合には、図１５（ｂ）に示すように、Ｂ期間からＣ期間へ遷移する時点においてボディダイオードが再び完全に立ち上がってしまう。その結果、Ｂ期間の終期において、ボディダイオードに電流が流れるＹ期間が発生してしまう。したがって、Ｂ期間からＣ期間へ遷移する時点においてボディダイオードが完全に立ち上がっているという事態を回避すべく、Ｐ_S＜αの関係を満たすようにする。

図１５（ｃ）に示す例では、Ｐ_S＜αの関係が満たされている。しかしながら、負側のオン状態期間の始期から、Ｂ期間からＣ期間に遷移する時点までの期間におけるボディダイオードの立ち下がりの分量Ｐ_on2／βが、立ち上がりの分量Ｐ_S／αと同じである。つまり、上記の（Ｐ_on2／β）＞（Ｐ_S／α）の関係を満たすようにオン状態期間が設定されていない。そのため、Ｂ期間の終期においてボディダイオードに電流が流れるＹ期間が発生し、サージ電圧低減効果を得ることができない。

図１４および図１５を用いて説明したように、オン状態期間の長さＰ_on2については、（Ｐ_on2／β）＞（Ｐ_S／α）、すなわち（Ａ）Ｐ_on2＞（β／α）Ｐ_Sの関係と、（Ｃ）Ｐ_on＋Ｐ_S≦Ｐ_Xの２つの関係を満たしている必要がある。また、Ｐ_Sについてはさらに、（Ｂ）０≦Ｐ_S＜αの関係を満たしている必要がある。なお、図１４（ｂ）の例ではＰ_on2≧βの関係を満たし、図１４（ｃ）の例ではＰ_on2＞０の関係を満たすと説明した。これらの例はＰ_Sが０である場合の例であり、いずれの例も上記（Ａ）の関係を満たすものとなっている。

Ｂ期間からＣ期間へ遷移する時点において、ボディダイオードの立ち下がり度合いが大きい程、サージ電圧をより低減することが可能である。したがって、図１４に示す各実施形態のうち最も効果的なサージ電圧低減効果が得られるものは、図１４（ｂ）に示した実施形態である。図１４（ｂ）の例では、第１の２次巻線３０２に誘起される電圧が第１電圧から第２電圧へ遷移する時点において、ボディダイオードが完全に立ち下がっている。このようにするためには、（Ａ）〜（Ｃ）の３つの関係に加え、（Ｄ）Ｐ_on2≧βかつ（Ｅ）Ｐ_S＝０の２つの条件を満たしているようにすればよい。

図１２〜図１５ではＢ期間からＣ期間に遷移する時点で検討したが、Ｄ期間からＡ期間に遷移する時点でも同様であることは容易に類推できる。

（３）図２、図３および図１１〜図１４では、オン状態期間において第１および第２アームを構成する全てのトランジスタをオンとすることとしたが、本実施形態はこれに限定されるものではない。第１および第２アームの少なくとも一方のアームを構成するトランジスタをオンとすれば、トランジスタ４０１〜４０４をオンにしない場合と比較して、２次側回路４全体で見た場合に、ボディダイオードに流れる電流量を減らすことができる。したがって、トランジスタ４０１〜４０４をオンにしない場合と比較して、サージ電圧を低減することが可能になる。

（４）２次側回路４における制御に加えて導通角調整回路７の制御を工夫することで、第１の２次巻線３０２に発生するサージ電圧をさらに抑制することが可能である。

具体的には、導通角調整回路７を導通状態にターンオンするタイミングを、第１の２次巻線３０２に誘起される電圧Ｖ２が第１電圧から第２電圧に遷移するタイミング、すなわち、オン状態期間の終期と同期させる。このような制御を行うことにより、トランス３の漏れインダクタンスに蓄積されたサージ電圧を発生させるエネルギーは、第１の２次巻線３０２だけでなく、第２の２次巻線３０３にも分散して放出されるようになる。この結果、第１の２次巻線３０２に発生するサージ電圧が低減されるので、電力変換装置から発生するノイズもさらに低減される。

図２においては、第１の２次巻線３０２に誘起される電圧Ｖ２が第１電圧から第２電圧へ遷移する時点と、導通角調整回路が導通状態となる時点とが同時となっている例を示した。しかしながら、少なくとも、第１の２次巻線３０２に誘起される電圧Ｖ２が第１電圧から第２電圧へ遷移する時点を含む期間において導通角調整回路を導通状態とすることで、上記のサージ電圧分散の効果を得ることができる。

＜第２期間＞
図１６は、第１の実施形態に係る第２期間のタイミングチャートを示す図である。図１６（ａ）〜（ｋ）に示す波形はそれぞれ、制御回路１０から出力されるトランジスタ２０１，２０２，２０３，２０４，４０１，４０２，４０３，４０４，チョークコイル短絡回路６，トランジスタ７０１，７０２に対する制御信号の波形を示すものである。図１６（ｌ）〜（ｏ）に示す波形はそれぞれ、電圧Ｖ１、電圧Ｖ２、電圧Ｖ３、導通角調整回路７通過後の電圧Ｖ４の変化を示すものである。

第２期間においてはＤＣ／ＡＣインバータ２を停止状態とするため、図１６（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）に示すようにトランジスタ２０１〜２０４はオフとする。また、チョークコイル短絡回路６を短絡状態とするため、図１６（ｉ）に示すようにチョークコイル短絡回路６はオンである。

図１６（ｅ），（ｆ），（ｇ），（ｈ）に示すように、制御回路１０は、コンデンサ９０３の両端電圧が１４［Ｖ］となるように、トランジスタ４０１，４０２，４０３，４０４のオンデューティーを制御する。これにより第１の２次巻線３０２には、図１６（ｍ）に示す波形の電圧が誘起される。電圧Ｖ２の波高値は、主バッテリＭＢＡの出力電圧に依存し、充電状態に応じて２５０〜３５０［Ｖ］の範囲で変化する。なお、１次巻線３０１には図１６（ｌ）に示す波形の電圧が誘起され、トランジスタ２０１，２０２，２０３，２０４のボディダイオードを介してコンデンサ１０５を充電するが、この電力は非常に小さいため無視するものとする。そのため、図１６（ｌ）において、電圧Ｖ１の波高値は特に記載していない。

第２の２次巻線３０３には、図１６（ｎ）に示す波形の電圧が誘起される。電圧Ｖ３の波高値は、第１の２次巻線３０２と第２の２次巻線３０３と巻数に依存し、５０（＝２５０／５）〜７０（＝３５０／５）［Ｖ］となる。

図１６（ｊ），（ｋ）に示すように、第２期間においてはトランジスタ７０１，７０２がオンであるため、図１６（ｏ）に示す導通角調整回路７を通過後の電圧Ｖ４は、電圧Ｖ３と同じになる。

［まとめ］
本実施形態に係るバッテリ充電装置１０００の２次側回路４は、主バッテリからの直流電圧を交流電圧に変換し、第１の２次巻線に供給することができる点は特許文献１に係る２次側回路と同様である。しかしながら、本実施形態では、２次側回路４の構成をフルブリッジ回路としている。特許文献１に係るバッテリ充電装置の回路構成では、トランスの２次巻線１００３ｂから３本の端子が引き出される必要があるが、フルブリッジ回路の入力側端子は２本であるため、トランス３の第１の２次巻線３０２から引き出される端子も２本で足りることになる。このように、本実施形態では、第１の２次巻線から引き出される端子数を削減することができる結果、トランスを小型化することが可能である。

さらに、本実施形態では、オン状態期間において２次側回路４を構成するトランジスタ４０１〜４０４をオンとすることで、トランジスタ４０１〜４０４のボディダイオードではなくチャネルに電流を流すようにしている。このような制御により、第１の２次巻線３０２に誘起される電圧が第１電圧から第２電圧に遷移する瞬間において、短絡電流が流れる期間を短くすることができる。短絡電流が流れる期間が短くなることで、第１の２次巻線３０２の漏れインダクタンスに蓄えられるエネルギーも小さくなる。この結果、第１の２次巻線３０２に電圧が誘起される瞬間に加算されるエネルギーも小さくなり、第１の２次巻線３０２に発生するサージ電圧は低減される。以上説明したように、本実施形態に係るバッテリ充電装置に用いられている電力変換装置によれば、小型化を図ることが可能となるとともにノイズを低減することが可能となる。

≪第２の実施形態≫
［バッテリ充電装置の動作］
本実施形態と第１の実施形態との相違点は、第１期間におけるタイミングチャートのみであり、バッテリ充電装置の構成は第１の実施形態（図１）と同様である。以下、図１および図１７を参照しながら本実施形態について説明する。

図１７は、第２の実施形態に係る第１期間のタイミングチャートを示す図である。図２に示す第１の実施形態に係る第１期間のタイミングチャートと異なる点は、２次側回路４におけるトランジスタ４０１〜４０４の制御のみである。大まかには、トランジスタ４０１〜４０４をオンとする期間が長くなっている。

図１７（ｅ），（ｆ），（ｇ），（ｈ）に示すように、制御回路１０は、電圧Ｖ２（図１７（ｍ））が正側の第２電圧である期間には、トランジスタ４０１，４０４がオン、トランジスタ４０２，４０３をオフとなるように制御する。このように制御することで、電圧Ｖ２が正側の第２電圧である期間は、第１の２次巻線３０２、トランジスタ４０１、チョークコイル５０１、コンデンサ５０２、トランジスタ４０４の経路に沿って電流が流れる。トランジスタ４０１，４０４のドレイン端子−ソース端子間電圧を逆バイアスとした上で、トランジスタ４０１，４０４をオンとすることにより、ボディダイオードではなく、トランジスタ４０１，４０４のチャネルに電流が流れることになる。

また、電圧Ｖ２が負側の第２電圧である期間には、トランジスタ４０２，４０３がオン、トランジスタ４０１，４０４がオフとなるように制御する。これにより、第１の２次巻線３０２、トランジスタ４０３、チョークコイル５０１、コンデンサ５０２、トランジスタ４０２の経路に沿って電流が流れることになる。この期間においても、トランジスタ４０２，４０３のドレイン端子−ソース端子間電圧を逆バイアスとした上で、トランジスタ４０２，４０３をオンとすることにより、ボディダイオードではなく、トランジスタ４０２，４０３のチャネルに電流が流れることになる。

２次側回路４が整流動作を行う第１期間では、図１１に示す第１の実施形態の他の例の場合には、オン状態期間を除く期間Ｐ_Aでトランジスタ４０１〜４０４がオフであるため、トランジスタ４０１〜４０４のチャネルではなくボディダイオードに電流が流れる。一般的に、トランジスタに内蔵されるボディダイオードは、ボディダイオードにとって順方向における電圧降下が高いため、各トランジスタでの電力損失は比較的大きくなる。しかしながら、本実施形態によれば、トランジスタのボディダイオードよりも、ボディダイオードにとって順方向（トランジスタにとって逆方向）における電圧降下が低いチャネルに電流を流すようにしている。したがって、第１の実施形態の他の例と比較して、各トランジスタでの電力損失を小さくすることが可能である。

さらに、図１７（ｅ），（ｆ），（ｇ），（ｈ）に示すように、電圧Ｖ２が第１電圧である期間全部において、トランジスタ４０１〜４０４の全てをオンとする。図５および図６で説明したように、電圧Ｖ２が第１電圧である期間には、チョークコイル５０１に蓄積されたエネルギーを放出するように、チョークコイル５０１、コンデンサ５０２、トランジスタ４０２のボディダイオード、トランジスタ４０１のボディダイオードの経路（Ｂ期間）、または、チョークコイル５０１、コンデンサ５０２、トランジスタ４０４のボディダイオード、トランジスタ４０３のボディダイオードの経路（Ｄ期間）で電流が流れる。本実施形態では、この期間全部において、トランジスタ４０１〜４０４のボディダイオードではなく、チャネルに電流が流れることになる。このような制御を行うことで、第１の実施形態と比較して、各トランジスタでの電力損失をさらに小さくすることが可能である。

ただし、トランス３の第１の２次巻線３０２の電圧に応じてトランジスタ４０１〜４０４を適切にオフする必要がある。具体的には、電圧Ｖ２が正側の第２電圧である期間においては、トランジスタ４０２，４０３のチャネルに短絡電流が流れないようにするため、トランジスタ４０２，４０３をオフする。同様に、電圧Ｖ２が負側の第２電圧である期間においては、トランジスタ４０１，４０４のチャネルに短絡電流が流れないようにするため、トランジスタ４０１，４０４をオフする。すなわち、本実施形態においては、トランジスタ４０２、４０３を、電圧Ｖ２が正側の第２電圧である期間においてはオフ、その他の期間においてはオンとし、トランジスタ４０１、４０４を、電圧Ｖ２が負側の第２電圧である期間においてはオフ、その他の期間においてはオンとする。

以上説明したように、第１の実施形態で述べたサージ電圧低減効果に加え、２次側回路における電力損失も低減することも可能である。

［サージ電圧低減効果の検証］
本発明者は、本明細書に開示される電力変換装置のサージ電圧低減効果について検証した。本検証においては、第２の実施形態に係るバッテリ充電装置を用い、図１７に示すタイミングチャートに従ってバッテリ充電装置を動作させた場合の、１次巻線３０１に誘起される電圧Ｖ１と、第１の２次巻線３０２に誘起される電圧Ｖ２の波形を記録した。その結果を図１８に示す。

図１８（ａ）はオン状態期間を設けない場合の電圧Ｖ１，Ｖ２の波形を示す図である。また、図１８（ｂ）は第２の実施形態に係るタイミングチャート（図１７）に従ってバッテリ充電装置を動作させた場合の電圧Ｖ１，Ｖ２の波形を示す図である。

図１８（ａ）と（ｂ）を比較すると、Ｄ期間からＡ期間に遷移した時点およびＢ期間からＣ期間に遷移した時点で第１の２次巻線に誘起されるリンギングの振幅が、小さくなっていることが見てとれる。さらに、図１８（ａ）の場合では、Ａ期間およびＣ期間の終期付近においてもリンギングが残っているのに対し、図１８（ｂ）の場合ではほとんどリンギングが消えている。

したがって、オン状態期間においてトランジスタ４０１〜４０４をオンとすることにより、第１の２次巻線に発生するサージ電圧を低減できることが示された。

≪第３の実施形態≫
第１および第２の実施形態では、第１期間においては外部電源から主バッテリおよび副バッテリを充電し、第２期間においては主バッテリから副バッテリを充電するバッテリ充電装置について説明した。本実施形態においては、第１期間にはバッテリの充電を行い、第２期間にはバッテリの放電を行うことで外部電源に電力を供給するバッテリ充電装置について説明する。このバッテリ充電装置は、例えば、電気自動車に搭載されたバッテリから家庭へ電力を供給する場合等に用いられるものである。

［バッテリ充電装置の構成］
図１９は、第３の実施形態に係るバッテリ充電装置３０００の全体構成を示す回路図である。

バッテリ充電装置３０００は、力率改善回路１１、第２の平滑回路１２、第２のチョークコイル短絡回路１３、１次側回路１４、トランス１５、２次側回路１６、第１の平滑回路１７、第１のチョークコイル短絡回路１８、制御回路１９を備える。また、トランス１５の１次巻線１５０１、第２の平滑回路１２のチョークコイル１２０１、１次側回路１４、および制御回路１９とで１次側電力変換装置を構成している。さらに、トランス１５の２次巻線１５０２、第１の平滑回路１７のチョークコイル１７０１、２次側回路１６および制御回路１９とで２次側電力変換装置を構成している。

２次側回路１６、第１の平滑回路１７、第１のチョークコイル短絡回路１８は、それぞれ、第１の実施形態に係る２次側回路４、第１の平滑回路５、チョークコイル短絡回路６と同様の回路構成であり、かつ、同様の動作を行うものであるため説明を省略する。また、本実施形態におけるトランジスタ１６０１〜１６０４、チョークコイル１７０１、コンデンサ１７０２は、ぞれぞれ、第１の実施形態におけるトランジスタ４０１〜４０４、チョークコイル５０１、コンデンサ５０２に対応している。

＜外部電源ＡＣ、バッテリＢＡ＞
外部電源ＡＣは第１の実施形態で説明したものと同様である。バッテリＢＡは、例えば、第１の実施形態で説明したリチウムイオンバッテリや、ニッケル水素バッテリ等が用いられている。

＜力率改善回路１１＞
力率改善回路１１は外部電源ＡＣに接続されており、コンデンサ１１０１、チョークコイル１１０２、トランジスタ１１０３，１１０４，１１０５，１１０６からなるフルブリッジ回路で構成される。力率改善回路１１がフルブリッジ回路を備えていることにより、交直変換が可能となっている。

力率改善回路１１は、第１期間には、制御回路１９からの信号に基づき、外部電源ＡＣの極性に応じてトランジスタ１１０４または１１０６をオンオフし、外部電源ＡＣから供給される交流電圧を例えば３８０［Ｖ］の直流電圧に変換する。そして、変換後の直流電圧を第２の平滑回路１２に供給する。第２期間には、制御回路１９からの信号に基づき、トランジスタ１１０３，１１０６がオンでありトランジスタ１１０４，１１０５がオフである期間、トランジスタ１１０３〜１１０６が全てオフである期間、トランジスタ１１０３，１１０６がオフでありトランジスタ１１０４，１１０５がオンである期間、トランジスタ１１０３〜１１０６が全てオフである期間を順に繰り返すことにより、直流電圧を交流電圧に変換し、外部電源ＡＣに供給する。

＜第２の平滑回路１２、第２のチョークコイル短絡回路１３＞
第２の平滑回路１２は、第２の誘導性素子としてのチョークコイル１２０１とコンデンサ１２０２との直列回路で構成される。第２のチョークコイル短絡回路１３はリレーで構成される。

第１期間には、制御回路１９からの信号に基づき、第２のチョークコイル短絡回路１３は短絡動作を行う。これにより、チョークコイル１２０１が第２のチョークコイル短絡回路１３に短絡され、第２の平滑回路１２は単なるコンデンサとして機能する。第２期間には、制御回路１９からの信号に基づき、第２のチョークコイル短絡回路１３は開放動作を行う。この結果、第２の平滑回路１２は、チョークコイル１２０１とコンデンサ１２０２とのフィルタ回路として作用し、コンデンサ１２０２に所定の直流電圧が発生する。

＜１次側回路１４＞
１次側回路１４は、直列接続されたトランジスタ１４０１，１４０２からなる第３アームと、直列接続されたトランジスタ１４０３，１４０４からなる第４アームとが並列接続されてなるフルブリッジ回路で構成されている。トランジスタ１４０１〜１４０４には同じ仕様のものが用いられている。

第１期間には、制御回路１９からの信号に基づき、トランジスタ１４０１，１４０４がオンでありトランジスタ１４０２，１４０３がオフである期間、トランジスタ１４０１〜１４０４が全てオフである期間、トランジスタ１４０１，１４０４がオフでありトランジスタ１４０２，１４０３がオンである期間、トランジスタ１４０１〜１４０４が全てオフである期間を順に繰り返すことで、直流電圧を交流電圧に変換する。第２期間は、制御回路１９からの信号に基づき、オフとしたトランジスタ１４０１〜１４０４のボディダイオードを使って、入力された交流電圧を整流する。

このように、１次側回路１４は、２次側回路１６が第２期間に行っていた動作を第１期間に行い、２次側回路１６が第１期間に行っていた動作を第２期間に行う。そのため、制御回路１９から出力されるトランジスタ１４０１〜１４０４に対する制御信号の波形は、第１の実施形態において制御回路１０から出力されるトランジスタ４０１〜４０４に対する制御信号の第１期間と第２期間とを入れ替えたものになる。ただし、言うまでもなく、２次側回路１６は２次巻線１５０２に誘起される電圧に応じて動作を行っているのに対し、１次側回路１４は、１次巻線１５０１に誘起される電圧に応じて動作を行う。

＜トランス１５＞
トランス１５は、１次巻線１５０１、２次巻線１５０２を有し、１次巻線１５０１が１次側回路１４に、２次巻線１５０２が２次側回路１６にそれぞれ接続されている。トランス１５は、第１期間には１次巻線１５０１に誘起された電圧を、２次巻線１５０２に伝達する。第２期間には、逆に、２次巻線１５０２に誘起された電圧を、１次巻線１５０１に伝達する。１次巻線１５０１と２次巻線１５０２の巻数比は、１：１であるとする。

１次巻線１５０１の両端は、トランジスタ１４０１とトランジスタ１４０２との接続点およびトランジスタ１４０３とトランジスタ１４０４との接続点にそれぞれ接続される。１次巻線１５０１には、基準電圧である第１電圧と当該第１電圧とは異なる第３電圧とが交互に誘起される。さらに、第３電圧には、第１電圧を超える有限値である正側の第３電圧と、第１電圧未満の有限値である負側の第３電圧とがある。

２次巻線１５０２の両端は、トランジスタ１６０１とトランジスタ１６０２との接続点およびトランジスタ１６０３とトランジスタ１６０４との接続点にそれぞれ接続される。２次巻線３０２には、第１の実施形態と同様に、基準電圧である第１電圧、正側の第２電圧、負側の第２電圧が誘起される。

＜制御回路１９＞
制御回路１９は、力率改善回路１１、第２のチョークコイル短絡回路１３、１次側回路１４、２次側回路１６、第１のチョークコイル短絡回路１８の動作を制御する。２次側回路１６、第１のチョークコイル短絡回路１８に対する制御は第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。

第１期間には、コンデンサ１２０２の両端電圧が３８０［Ｖ］になるように、力率改善回路１１のトランジスタ１１０４または１１０６のオンオフ動作を制御する。また、コンデンサ１７０２の両端電圧がバッテリＢＡの充電状態に応じた電圧になるように、１次側回路１４のトランジスタ１４０１〜１４０４のオンオフ動作を制御する。第２のチョークコイル短絡回路１３は短絡状態とする。

第２期間には、コンデンサ１１０１の両端電圧が例えばＡＣ１００［Ｖ］になるように、力率改善回路１１のトランジスタ１１０３〜１１０６のオンオフ動作を制御する。第２のチョークコイル短絡回路１３は開放状態とする。

第２期間における１次側回路１４に対する制御については、基本的にはトランジスタ１４０１〜１４０４を全てオフとし、これらのボディダイオードを使った整流動作を行わせるように制御する。ここで、第１の実施形態においては、第１期間における２次側電力変換装置で発生し得る大きなサージ電圧について説明したが、この現象は本実施形態の第２期間における１次側電力変換装置でも起こり得るものである。

そこで、本実施形態においては、少なくとも、第２期間における１次巻線１５０１に誘起される電圧が第１電圧である期間のうち、１次巻線１５０１に誘起される電圧が第１電圧から第３電圧へ遷移する時点から１次側回路１４を構成するトランジスタ１４０１〜１４０４が備えるボディダイオードの立ち上がり時間分遡った時点までの期間の一部または全部を含む期間であって、トランジスタ１４０１〜１４０４のボディダイオードの立ち下がり時間以上の期間において、１次側回路１４における第３および第４アームの少なくとも一方のアームを構成するトランジスタをオンとするように制御する。このようにすることで、第２期間において１次巻線１５０１に発生するサージ電圧を低減することが可能である。

なお、第２の実施形態に係る制御を、本実施形態に係る１次側回路１４に適用することももちろん可能である。

また、第１〜第３の実施形態を説明するための各図においては、トランジスタとして電界効果トランジスタを用いる例を図示したが、これに限定されない。上述したように、トランジスタ１０３、２０１、２０２、２０３、２０４、７０１、７０２、１１０３、１１０４、１１０５、１１０６として、絶縁ゲートバイポーラトランジスタを用いることとしてもよい。

［その他］
第１の実施形態にて図１４および図１５を用いて説明したように、２次側回路では、第１の２次巻線３０２に誘起される電圧が第１電圧から第２電圧へ遷移する時点において、トランジスタ４０１〜４０４のボディダイオードが完全に立ち上がっていない状態にあれば、サージ電圧を低減することが可能である。このようにするための条件として、（Ａ）Ｐ_on2＞（β／α）Ｐ_S、（Ｂ）０≦Ｐ_S＜αおよび（Ｃ）Ｐ_on＋Ｐ_S≦Ｐ_Xの３つの関係を満たすことが必要であることを説明した。本実施形態における１次側回路１４の制御においても同様のことが言える。すなわち、１次巻線１５０１に誘起される電圧が第１電圧から第３電圧へ遷移する時点において、トランジスタ１４０１〜１４０４のボディダイオードが完全に立ち上がっていない状態にあれば、サージ電圧を低減できる。

以下、第２期間における１次側回路１４を構成するトランジスタ１４０１〜１４０４をオンとする期間を１次側オン状態期間、この１次側オン状態期間の長さをＰ_on1、１次巻線１５０１に誘起される電圧が第１電圧である期間の長さをＰ_Y、１次側オン状態期間の終期から、１次巻線１５０１に誘起される電圧が第１電圧から第３電圧へ遷移する時点までの長さをＰ_T、トランジスタ１４０１〜１４０４のボディダイオードの立ち上がり時間の長さをγ、立ち下がり時間の長さをδ、とそれぞれ定義して説明を続ける。

１次巻線１５０１に誘起される電圧が第１電圧から第３電圧へ遷移する時点において、トランジスタ１４０１〜１４０４のボディダイオードが完全に立ち上がっていない状態とするためには、（Ｆ）Ｐ_on1＞（δ／γ）Ｐ_T、（Ｇ）０≦Ｐ_T＜γおよび（Ｈ）Ｐ_on1＋Ｐ_T≦Ｐ_Yの３つの関係を満たすことが必要である。この（Ｆ）〜（Ｈ）の３つの関係式は、第１の実施形態において説明した（Ａ）〜（Ｃ）の関係式におけるＰ_on2をＰ_on1に、Ｐ_SをＰ_Tに、Ｐ_XをＰ_Yに、αをγに、βをδにそれぞれ置換したものと対応する。

また、上述したように、第１の２次巻線３０２に誘起される電圧が第１電圧から第２電圧へ遷移する時点において、トランジスタ４０１〜４０４のボディダイオードが完全に立ち下がっているようにすることが望ましい。そのための要件として（Ｄ）Ｐ_on2≧βおよび（Ｅ）Ｐ_S＝０の２つの関係をさらに満たしていることが必要であると説明した。これと同様に、１次側回路１４では、１次巻線１５０１に誘起される電圧が第１電圧から第３電圧へ遷移する時点において、トランジスタ１４０１〜１４０４のボディダイオードが完全に立ち下がっている状態にあれば、より効果的にサージ電圧を低減できる。このようにするためには、（Ｆ）〜（Ｈ）の３つの関係に加え、（Ｉ）Ｐ_on1≧δおよび（Ｊ）Ｐ_T＝０の２つの条件を満たしている必要がある。この（Ｉ），（Ｊ）の関係式は、上記置換の規則で（Ｄ），（Ｅ）の関係式を書き変えたものと対応する。

≪変形例・その他≫
以上、第１〜第３の実施形態について説明したが、本発明はこれらの実施形態に限られない。例えば、以下のような変形例等が考えられる。

（１）２次側回路を構成している各トランジスタには、同じ仕様のものが共通して用いられているとした。そのため、基本的には、２次側回路を構成している各トランジスタのボディダオードの立ち上がり時間は同じである。しかしながら、同じ仕様のものを用いている場合であっても、その他の回路素子の定数等によってボディダオードの立ち上がり時間が異なることもあり得る。この場合には、各トランジスタで設定するオン状態期間を異ならせることとしてもよい。制御回路における制御信号生成動作を簡略化したい場合には、各トランジスタで設定するオン状態期間を同じとしてもよいが、最も立ち上がり時間が早いものに合わせてオン状態期間を設定することが望ましい。このようにすることで、第１の２次巻線に誘起される電圧が第１電圧から第２電圧に遷移する瞬間および直前において、いずれのトランジスタも立ち上がっていない状態とすることができるので、より高いノイズ抑制効果を得ることができる。第３の実施形態における１次側回路についても同様である。

（２）「トランジスタをオンとする」は、トランジスタが完全に立ち上がっている状態だけでなく、トランジスタがオフからオンへの遷移時間にある状態も含む。また、「トランジスタをオフとする」は、トランジスタが完全に立ち下がっている状態だけでなく、トランジスタがオンからオフへの遷移時間にある状態も含む。

（３）上記の「ボディダイオードの立ち上がり時間」および「ボディダイオードの立ち下がり時間」は、使用している電界効果トランジスタのデータシートに掲載されている立ち上がり時間または立ち下がり時間と一致しない場合もあり得る。

上述したように、トランジスタ自身の仕様だけでなく、電力変換装置の回路構成やトランジスタ以外の他の回路素子の定数等によってボディダイオードの立ち上がり時間および立ち下がり時間は変化し得る。「ボディダイオードの立ち上がり時間」および「ボディダイオードの立ち下がり時間」は、トランジスタ自身の仕様以外の要素も加味した立ち上がり時間または立ち下がり時間を意味する。トランジスタの仕様以外の要素も加味した立ち上がり時間および立ち下がり時間は、例えば、実際に電力変換装置を組み立て、トランジスタのボディダイオードを立ち上げた際または立ち下げた際のトランジスタの端子間電圧の波形をオシロスコープで観察すること等で把握することができる。

（４）上記第１および第２の実施形態において、力率改善回路を用いたが、本発明はこれに限定されない。商用の交流電圧を直流電圧に変換できる構成であればよく、力率改善回路に代えて、例えば、ダイオードブリッジとコンデンサによる整流平滑回路を用いてもよい。ただし、力率改善回路を用いる方が、ワールドワイドの交流電圧に対応できるほか、高調波電流対策を別途施す必要がない点で有利である。

（５）上記の実施形態で挙げた電圧値、スイッチング周波数は単なる一例であり、実施形態で挙げた以外の数値であってもよい。例えば、第１の実施形態では力率改善回路１の出力電圧を３８０［Ｖ］としたが、これを例えば３９０［Ｖ］としてもよい。また、ＤＣ／ＡＣインバータ２におけるスイッチング周波数を１００［ｋＨｚ］としたが、これを例えば１５０［ｋＨｚ］としてもよい。

（６）上記の実施形態において、トランス３の１次巻線３０１、第１の２次巻線３０２および第２の２次巻線３０３巻数比を５：５：１としたが、これは単なる一例である。言うまでもなく、力率改善回路の出力電圧、主バッテリＭＢＡの出力電圧仕様、副バッテリＳＢＡの出力電圧仕様により巻数は変化する。

（７）上記の実施形態において、チョークコイル短絡回路をリレーで構成することとしたが、本発明はこれに限定されない。上記で挙げたトランジスタ等のスイッチング素子で構成することとしてもよい。ただし、ＦＥＴはボディダイオードを内蔵しているため、これらの素子を用いる場合には、双方向の開放状態を実現するために、２つのＦＥＴを互いに逆にして直列で接続するなどの工夫をすればよい。

（８）上記の実施形態において、制御回路１０は単純なデューティー制御によりＤＣ／ＡＣインバータ２および２次側回路４を制御することとしたが、本発明はこれに限定されない。第１期間において図２（ｌ），（ｍ）に示すような波形の電圧を印加できる制御であれば、いわゆるフェーズシフト制御等であってもよい。１次側回路１４および２次側回路１６の動作を制御する制御回路１９についても同様である。

（９）各図は、本発明が理解できる程度に配置関係を概略的に示してあるに過ぎず、従って、本発明は図示例に限定されるものではない。また、図を分かり易くするために、一部省略した部分がある。さらに、数値範囲を示す際に用いる符号「〜」は、その両端の数値を含む。

（１０）上記の実施形態および変形例は単なる好適例に過ぎず、何らこれに限定されない。また、これらの実施形態および変形例に挙げた構成を適宜好適に組み合わせることも可能である。

本発明は、例えば、小型化が要求されるハイブリッド電気自動車、電気自動車、電動コンプレッサ、電動パワーステアリング、エレベータ、風力発電システム等に搭載されるバッテリ充電に好適に利用可能である。

１、１１ 力率改善回路
２ ＤＣ／ＡＣインバータ
３、１５、９００３、９００３Ａ トランス
４、１６、９００４、９００４Ａ ２次側回路
５、１７ 第１の平滑回路
６ チョークコイル短絡回路
７、９００７ 導通角調整回路
８ 整流回路
９、１２ 第２の平滑回路
１０、１９ 制御回路
１３ 第２のチョークコイル短絡回路
１４ １次側回路
１８ 第１のチョークコイル短絡回路
１０１ ダイオードブリッジ
１０２、５０１、９０１、９０２、１１０２、１２０１、１７０１ チョークコイル
１０３、２０１、２０２、２０３、２０４、４０１、４０２、４０３、４０４、７０１、７０２、１１０３、１１０４、１１０５、１１０６、１４０１、１４０２、１４０３、１４０４、１６０１、１６０２、１６０３、１６０４、９００４ａ、９００４ｂ、９００４ｃ、９００４ｄ、９００４ｅ、９００４ｆ トランジスタ
１０４、８０１、８０２ ダイオード
１０５、５０２、９０３、１１０１、１２０２、１７０２、９０１１ コンデンサ
３０１ １次巻線
３０２ 第１の２次巻線
３０３ 第２の２次巻線
１５０１ １次巻線
１５０２ ２次巻線
１０００ バッテリ充電装置
ＡＣ、９００１ 外部電源
ＢＡ バッテリ
ＭＢＡ、９００５ 主バッテリ
ＳＢＡ、９００９ 副バッテリ
９００２ 電源回路
９００３ａ、９００３ｂ ２次巻線
９００６ 平滑回路
９００８ 整流平滑回路
９０１０ リレー
９０１２ チョークコイル
９０１３ センタータップ

Claims (20)

1. 出力端子に誘導性素子が接続される電力変換装置であって、
   基準電圧である第１電圧と当該第１電圧とは異なる第２電圧とが交互に誘起されるトランスと、
   前記トランスと前記誘導性素子とを結ぶ電力供給路に挿入され、直列接続された複数の電界効果トランジスタからなる第１および第２アームが、互いに並列接続されてなるフルブリッジ回路と、
   前記フルブリッジ回路を構成する前記各電界効果トランジスタのオンおよびオフを制御する制御回路と、を備え、
   前記制御回路は、前記トランスに誘起される電圧が前記第１電圧である期間に、前記第１および第２アームの少なくとも一方のアームを構成する前記各電界効果トランジスタをオンとし、
   前記第１および第２アームの少なくとも一方のアームを構成する前記各電界効果トランジスタをオンとするオン状態期間の長さをＰ_on、
   前記トランスに誘起される電圧が前記第１電圧である期間の長さをＰ_X、
   前記オン状態期間の終期から、前記トランスに誘起される電圧が前記第１電圧から前記第２電圧へ遷移する時点までの長さをＰ_S、
   前記各電界効果トランジスタが備えるボディダイオードの立ち上がり時間の長さをα、
   前記ボディダイオードの立ち下がり時間の長さをβ、と定義した場合に、
   Ｐ_on、Ｐ_X、Ｐ_S、αおよびβは、Ｐ_on＞（β／α）Ｐ_S、かつ、０≦Ｐ_S＜α、かつ、Ｐ_on＋Ｐ_S≦Ｐ_Xの関係を満たす、
   電力変換装置。
2. 前記オン状態期間の長さＰ_onは前記ボディダイオードの立ち下がり時間の長さβ以上であり、かつ、Ｐ_Sが０である、
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御回路は、前記オン状態期間において、前記第１および第２アームを構成する全ての前記各電界効果トランジスタをオンとする、
   請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記第２電圧には、
   前記第１電圧を超える有限値である正側の第２電圧と、
   前記第１電圧未満の有限値である負側の第２電圧と、があり、
   前記オン状態期間には、
   前記トランスに誘起される電圧が前記負側の第２電圧から前記第１電圧へ遷移する時点を始期とし、前記トランスに誘起される電圧が前記第１電圧から前記正側の第２電圧へ遷移する時点を終期とする期間に含まれる正側のオン状態期間と、
   前記トランスに誘起される電圧が前記正側の第２電圧から前記第１電圧へ遷移する時点を始期とし、前記トランスに誘起される電圧が前記第１電圧から前記負側の第２電圧へ遷移する時点を終期とする期間に含まれる負側のオン状態期間と、があり、
   前記制御回路は、前記正側および負側の両方のオン状態期間において、前記第１および第２アームの少なくとも一方のアームを構成する前記各電界効果トランジスタをオンとする、
   請求項１に記載の電力変換装置。
5. 前記制御回路は、前記トランスに誘起される電圧が前記第１電圧である期間全部において、前記第１および第２アームの少なくとも一方のアームを構成する前記各電界効果トランジスタをオンとする、
   請求項１に記載の電力変換装置。
6. バッテリを充電する第１動作と、前記バッテリを放電する第２動作とを選択的に行うバッテリ充電装置であって、
   １次巻線と、基準電圧である第１電圧および当該第１電圧とは異なる第２電圧が交互に誘起される２次巻線と、を有するトランスと、
   前記２次巻線と前記バッテリとを結ぶ電力供給路に挿入され、直列接続された複数の電界効果トランジスタからなる第１および第２アームが互いに並列接続されてなるフルブリッジ回路で構成される２次側回路と、
   前記２次側回路と前記バッテリとを結ぶ電力供給路に挿入され、誘導性素子を含む平滑回路と、
   前記第１動作を行う第１期間には、前記２次巻線に誘起された交流電圧を整流して前記バッテリに供給し、前記第２動作を行う第２期間には、前記バッテリからの直流電圧を交流電圧に変換して前記２次巻線に供給する動作を前記２次側回路が行うように、当該２次側回路を構成する前記各電界効果トランジスタのオンおよびオフを制御する制御回路と、を備え、
   前記制御回路は、前記第１期間における前記２次巻線に誘起される電圧が前記第１電圧である期間に、前記第１および第２アームの少なくとも一方のアームを構成する前記各電界効果トランジスタをオンとし、
   前記第１および第２アームの少なくとも一方のアームを構成する前記各電界効果トランジスタをオンとする２次側オン状態期間の長さをＰ_on2、
   前記２次巻線に誘起される電圧が前記第１電圧である期間の長さをＰ_X、
   前記２次側オン状態期間の終期から、前記２次巻線に誘起される電圧が前記第１電圧から前記第２電圧へ遷移する時点までの長さをＰ_S、
   前記各電界効果トランジスタが備えるボディダイオードの立ち上がり時間の長さをα、
   前記ボディダイオードの立ち下がり時間の長さをβ、と定義した場合に、
   Ｐ_on2、Ｐ_X、Ｐ_S、αおよびβは、Ｐ_on2＞（β／α）Ｐ_S、かつ、０≦Ｐ_S＜α、かつ、Ｐ_on2＋Ｐ_S≦Ｐ_Xの関係を満たす、
   バッテリ充電装置。
7. 前記２次側オン状態期間の長さＰ_on2は前記ボディダイオードの立ち下がり時間の長さβ以上であり、かつ、Ｐ_Sが０である、
   請求項６に記載のバッテリ充電装置。
8. 前記制御回路は、前記第１期間における前記２次側オン状態期間において、前記第１および第２アームを構成する全ての前記各電界効果トランジスタをオンとする、
   請求項６に記載のバッテリ充電装置。
9. 前記制御回路は、前記第１期間における前記２次巻線に誘起される電圧が前記第１電圧である期間全部において、前記第１および第２アームの少なくとも一方のアームを構成する前記各電界効果トランジスタをオンとする、
   請求項６に記載のバッテリ充電装置。
10. さらに、前記１次巻線と接続され、直列接続された複数の電界効果トランジスタからなる第３および第４アームが互いに並列接続されてなるフルブリッジ回路で構成される１次側回路と、
    前記１次側回路と接続され、前記誘導性素子とは異なる第２の誘導性素子を含む第２の平滑回路と、を備え、
    前記１次巻線には、前記第１電圧と当該第１電圧とは異なる第３電圧とが誘起され、
    前記制御回路は、さらに、前記第１期間には、前記第２の平滑回路から入力された直流電圧を交流電圧に変換して前記１次巻線に供給し、前記第２期間には、前記１次巻線に誘起された交流電圧を整流して前記第２の平滑回路に供給する動作を前記１次側回路が行うように、当該１次側回路を構成する前記各電界効果トランジスタのオンおよびオフを制御し、
    前記制御回路は、前記第２期間における前記１次巻線に誘起される電圧が前記第１電圧である期間に、前記第３および第４アームの少なくとも一方のアームを構成する前記各電界効果トランジスタをオンとし、
    前記第３および第４アームの少なくとも一方のアームを構成する前記各電界効果トランジスタをオンとする１次側オン状態期間の長さをＰ_on1、
    前記１次巻線に誘起される電圧が前記第１電圧である期間の長さをＰ_Y、
    前記１次側オン状態期間の終期から、前記１次巻線に誘起される電圧が前記第１電圧から前記第３電圧へ遷移する時点までの長さをＰ_T、
    前記１次側回路を構成する前記各電界効果トランジスタが備えるボディダイオードの立ち上がり時間の長さをγ、
    前記１次側回路を構成する前記各電界効果トランジスタが備えるボディダイオードの立ち下がり時間の長さをδ、と定義した場合に、
    Ｐ_on1、Ｐ_Y、Ｐ_T、γおよびδは、Ｐ_on1＞（δ／γ）Ｐ_T、かつ、０≦Ｐ_T＜γ、かつ、Ｐ_on1＋Ｐ_T≦Ｐ_Yの関係を満たす、
    請求項６に記載のバッテリ充電装置。
11. 前記１次側オン状態期間の長さＰ_on1は前記ボディダイオードの立ち下がり時間の長さδ以上であり、かつ、Ｐ_Tが０である、
    請求項１０に記載のバッテリ充電装置。
12. 前記制御回路は、前記第２期間における前記１次側オン状態期間において、前記第３および第４アームを構成する全ての前記各電界効果トランジスタをオンとする、
    請求項１０に記載のバッテリ充電装置。
13. 前記制御回路は、前記第２期間における前記１次巻線に誘起される電圧が前記第１電圧である期間全部において、前記第３および第４アームの少なくとも一方のアームを構成する前記各電界効果トランジスタをオンとする、
    請求項１０に記載のバッテリ充電装置。
14. 前記２次巻線を第１の２次巻線とした場合に、前記トランスは、さらに、当該第１の２次巻線とは異なる第２の２次巻線を有し、
    前記バッテリ充電装置は、さらに、入力側が前記第２の２次巻線に接続され、導通状態時には前記第２の２次巻線に誘起された電圧を出力側へ供給し、非導通状態時には前記第２の２次巻線に誘起された電圧の前記出力側への供給を行わない導通角調整回路を備え、
    前記制御回路は、さらに、前記導通角調整回路の前記導通状態および前記非導通状態を制御するとともに、前記第１の２次巻線に誘起される電圧が前記第１電圧から前記第２電圧へ遷移する時点を含む期間において前記導通角調整回路を前記導通状態とする、
    請求項６に記載のバッテリ充電装置。
15. 前記導通角調整回路は、
    前記第２の２次巻線と、前記バッテリとは異なる第２のバッテリとを結ぶ電力供給路に挿入されている、
    請求項１４に記載のバッテリ充電装置。
16. 外部電源から主バッテリと副バッテリを充電する第１動作と、前記主バッテリから前記副バッテリを充電する第２動作とを選択的に行うバッテリ充電装置であって、
    前記外部電源に接続され、交流電圧を発生させる電源回路と、
    １次巻線と、第１および第２の２次巻線とを有し、前記１次巻線が前記電源回路に接続され、かつ、前記第１の２次巻線に基準電圧である第１電圧および当該第１電圧とは異なる第２電圧とが交互に誘起されるトランスと、
    前記第１の２次巻線と前記主バッテリとを結ぶ電力供給路に挿入され、直列接続された複数の電界効果トランジスタからなる第１および第２アームが互いに並列接続されてなるフルブリッジ回路で構成される２次側回路と、
    前記２次側回路と前記主バッテリとを結ぶ電力供給路に挿入され、誘導性素子を含む平滑回路と、
    前記第２の２次巻線と前記副バッテリとを結ぶ電力供給路に挿入され、前記第２の２次巻線に誘起される交流電圧の導通角を調整する導通角調整回路と、
    前記第１動作を行う第１期間には、前記第１の２次巻線に誘起された交流電圧を整流して前記主バッテリに供給し、前記第２動作を行う第２期間には、前記主バッテリからの直流電圧を交流電圧に変換して前記第１の２次巻線に供給する動作を前記２次側回路が行うように、当該２次側回路を構成する前記各電界効果トランジスタのオンおよびオフを制御する制御回路と、を備え、
    前記制御回路は、前記第１期間における前記第１の２次巻線に誘起される電圧が前記第１電圧である期間に、前記第１および第２アームの少なくとも一方のアームを構成する前記各電界効果トランジスタをオンとし、
    前記第１および第２アームの少なくとも一方のアームを構成する前記各電界効果トランジスタをオンとするオン状態期間の長さをＰ_on、
    前記第１の２次巻線に誘起される電圧が前記第１電圧である期間の長さをＰ_X、
    前記オン状態期間の終期から、前記第１の２次巻線に誘起される電圧が前記第１電圧から前記第２電圧へ遷移する時点までの長さをＰ_S、
    前記各電界効果トランジスタが備えるボディダイオードの立ち上がり時間の長さをα、
    前記ボディダイオードの立ち下がり時間の長さをβ、と定義した場合に、
    Ｐ_on、Ｐ_X、Ｐ_S、αおよびβは、Ｐ_on＞（β／α）Ｐ_S、かつ、０≦Ｐ_S＜α、かつ、Ｐ_on＋Ｐ_S≦Ｐ_Xの関係を満たす、
    バッテリ充電装置。
17. 前記オン状態期間の長さＰ_onは前記ボディダイオードの立ち下がり時間の長さβ以上であり、かつ、Ｐ_Sが０である、
    請求項１６に記載のバッテリ充電装置。
18. 前記制御回路は、前記第１期間における前記オン状態期間において、前記第１および第２アームを構成する全ての前記各電界効果トランジスタをオンとする、
    請求項１６に記載のバッテリ充電装置。
19. 前記制御回路は、前記第１期間における前記第１の２次巻線に誘起される電圧が前記第１電圧である期間全部において、前記第１および第２アームの少なくとも一方のアームを構成する前記各電界効果トランジスタをオンとする、
    請求項１６に記載のバッテリ充電装置。
20. 前記導通角調整回路は、導通状態時には前記第２の２次巻線に誘起された電圧を出力側へ供給し、非導通状態時には前記第２の２次巻線に誘起された電圧の前記出力側への供給を行わず、
    前記制御回路は、さらに、前記導通角調整回路の前記導通状態および前記非導通状態を制御するとともに、前記第１の２次巻線に誘起される電圧が前記第１電圧から前記第２電圧へ遷移する時点を含む期間において前記導通角調整回路を前記導通状態とする、
    請求項１６に記載のバッテリ充電装置。

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