JP5911553B1

JP5911553B1 - 直流変換装置

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Publication number: JP5911553B1
Application number: JP2014236322A
Authority: JP
Inventors: 真央川村
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2014-11-21
Filing date: 2014-11-21
Publication date: 2016-04-27
Anticipated expiration: 2034-11-21
Also published as: JP2016100989A

Abstract

【課題】入力電圧範囲が大きく変動しても、スイッチング損失を低減して高効率な電圧変換が可能となる直流変換装置を提供する。【解決手段】絶縁型共振コンバータであるＬＬＣ共振コンバータ回路１４の前段には、入力電圧を昇圧する昇圧コンバータ回路１３を備える。共振コンバータ回路１４は半導体スイッチング素子５，６の切り替えにより昇圧コンバータ回路１３により昇圧された電圧から、出力電圧Ｖｏを発生させる。制御部１５は、トランス９の励磁電流、半導体スイッチング素子５、６の寄生容量C、平滑コンデンサ４電圧Vcから導出したデッドタイムを確保し、半導体スイッチング素子５、６のオン時間を共振コンデンサ７、共振リアクトル８の直列共振周波数の半周期とし、半導体スイッチング素子のオン時間（直列共振周波数）とデッドタイムから求まるスイッチング周波数で制御する。【選択図】図１

Description

この発明は、直流変換装置に関するものである。

近年、環境に優しい自動車として、電気自動車（ＥＶ：ＥｌｅｃｔｒｉｃＶｅｈｉｃｌｅ）やＨＥＶ（ＨｙｂｒｉｄＥｌｅｃｔｒｉｃＶｅｈｉｃｌｅ）／ＰＨＥＶ（Ｐｌｕｇ−ｉｎＨｙｂｒｉｄＥｌｅｃｔｒｉｃＶｅｈｉｃｌｅ）等のハイブリッド自動車が開発されている。

このような自動車は、従来の自動車にも搭載されていた、制御回路を動作させる補機用電池に加えて、充電された電力により走行用の電動モータを駆動させる駆動用電池を搭載している。また、このような自動車では、パワーエレクトロニクス技術の進歩を背景に、燃費（または電費）を向上させるために、電動パワートレインコンポーネントの低損失化、高効率化が望まれている。

ここで、走行用の電動モータに電力を供給する駆動用電池から、補機用電池の充電を行うために必要な直流変換装置として、降圧用のコンバータ（以下、「降圧コンバータ」と称する）がある。このような降圧コンバータとして、一般的にフルブリッジのコンバータ回路が使用され、位相シフト制御により、高効率な降圧コンバータを実現している。

しかしながら、フルブリッジのコンバータ回路では、軽負荷動作時にトランス１次側のスイッチング素子におけるゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ：ＺｅｒｏＶｏｌｔａｇｅｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）の成立が困難になるので、軽負荷動作時の効率が低下するという問題があった。

なお、フルブリッジのコンバータ回路において、軽負荷動作時にＺＶＳを成立させるためには、共振リアクトルのインダクタンス値を増加させる必要があるが、その結果、共振リアクトルのサイズやコストが増加する。また、降圧コンバータは、高電圧を低電圧に電力変換するために、トランスの１次巻線が２次巻線よりも多い。そのため、トランス１次側に流れる電流が小さく、共振リアクトルを用いても、全範囲でのＺＶＳを成立させることは、極めて困難である。

一方、軽負荷動作時においてもＺＶＳが成立するコンバータ回路として、一般的にＬＬＣ（ｔｗｏｉｎｄｕｃｔｏｒｓ（ＬＬ）ａｎｄａｃａｐａｃｉｔｏｒ（Ｃ））共振コンバータが知られている。このコンバータ回路は、ブリッジ回路の上下に対向するスイッチング素子のオンとオフとを交互に切り替えて、正弦波状の共振電流を生成させることで電力伝送を行う。所謂ＬＬＣ電流共振コンバータである（以下、ＬＬＣ共振コンバータという）。

ＬＬＣ共振コンバータの特徴は、軽負荷動作時においてもＺＶＳが成立することで、フルブリッジのコンバータ回路に比べて軽負荷動作時における効率が高いことはもちろん、電力伝送経路にコンデンサが直列接続されているので、トランスの偏磁が発生せず、偏磁対策用の回路を別途設ける必要がないことである。また、トランス２次側の整流回路後段に平滑用リアクトルを設ける必要がないとされており安価である。

また、ＬＬＣ共振コンバータでは、共振リアクトルと共振コンデンサとで構成される直列共振回路の直列共振周波数と、スイッチング周波数とが近い場合に、整流回路に流れる共振電流が０Ａ付近でオフされることになるので、サージ電圧が抑制されるという特徴を有する。

しかしながら、ＬＬＣ共振コンバータは、出力側の負荷によってゲイン特性が変化し、一般的に、軽負荷動作時にはゲインが低下しづらく、また、重負荷動作時にはゲインが１以上にならないという問題があった。そのため、ＬＬＣ共振コンバータは、入力電圧範囲が広く、かつ負荷電流範囲の広い対象については適していない。

さらに、ＬＬＣ共振コンバータは、重負荷動作時には、ゲインを増加させることが困難なので、トランスの巻数比を大きくとることができない。そのため、重負荷動作時には、トランス１次側に流れる電流が大きく、スイッチング素子や共振リアクトル、共振コンデンサ、トランスのサイズが大型化し、大電力を出力する場合には、フルブリッジのコンバータ回路よりも大型化することがある。

ここで、一般的に、駆動用電池は電圧範囲が広く、また、アクセサリの状況、すなわちユーザの使用状況によって、降圧コンバータから補機用電池に流す充電電流が変わるので、降圧コンバータは、入力電圧範囲が広く、かつ負荷電流範囲が広い。

そこで、従来技術として、入力電圧が変動しても、高効率な電圧変換が可能となるスイッチング電源装置として、例えば特許文献１に開示された技術が知られている。これは、ＬＬＣ共振コンバータの前段に非絶縁の昇圧コンバータを備え、前段の昇圧コンバータのオンデューティ比を制御して、出力電圧を調整し、ＬＬＣ共振コンバータはほぼ５０％のオンデューティ比で交互にオンオフ制御することで入力電圧が大きく変動してもそれに対応させることが可能となるものである。

特開２０１３−２５８８６０号公報

しかしながら、従来技術には、以下のような課題がある。
一般的に、スイッチング素子には寄生の容量があり、例えばスイッチング素子がＭＯＳＦＥＴ（ＭｅｔａｌＯｘｉｄｅＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒＦｉｅｌｄＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）の場合、ドレイン-ソース間に寄生の容量が存在する。このため、従来技術に記載されているように５０％のオンデューティ比で交互にオンオフ制御してしまうと、スイッチング素子の寄生容量に電荷が充電されている状態で、ターンオンすることになりハードスイッチングとなってしまう。このため、スイッチング損失が発生し効率が低下する。これを解決するには、一般的に直列共振周波数に対してスイッチング周波数を増加させることでZVSを成立させるが、共振電流を途中でターンオフさせるので、ターンオフ時がハードスイッチングとなってしまい、サージによる回路素子の破壊を招く恐れがある。

この発明の課題は、入力電圧範囲が広く、かつ負荷電流範囲が広い場合においても、スイッチング損失を低減して、安定した電圧を高効率で出力する直流変換装置を提供することにある。

この発明に係る直流変換装置は、ＬＬＣ電流共振コンバータを構成し、一次巻線及び二次巻線を備えるトランスと、共振用コンデンサと、共振用リアクトルと、一次巻線に接続された第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子と、一次巻線との磁界結合により、二次巻線に誘起される電圧を整流して負荷へ出力する整流回路とを有した絶縁型共振コンバータと、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子のオン時間を共振コンデンサと共振用リアクトルとで決まる直列共振周波数の半周期に設定するとともに、固定オンデューティ比、かつ、固定スイッチング周波数で、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子を、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子に電気的に並列な電気容量の電荷を充放電する分のデッドタイムを挟んで交互にオンオフ制御させ、絶縁型共振コンバータを制御する制御部を備えたものである。

この発明に係る直流変換装置によれば、スイッチング素子に電気的に並列な電気容量の電荷を充放電する分のデッドタイムを持たせることで、絶縁型共振コンバータのスイッチング損失をほぼゼロにでき、効率のよい電力変換が可能となる。またターンオンとターンオフの両立を実現させ、効率を改善させることができる。

この発明の実施の形態１に係る直流変換装置を示す回路図である。この発明の実施の形態１に係る直流変換装置において、制御部が昇圧コンバータ回路の半導体スイッチング素子をオンオフさせたときの電流経路を示す説明図である。共振コンバータ回路の課題について説明した波形図である。共振コンバータ回路の課題について説明した説明図である。共振コンバータ回路の課題について説明した波形図である。この発明の実施の形態１に係る直流変換装置において、共振コンバータ回路の動作時における各電圧電流波形を示す説明図である。この発明の実施の形態１に係る直流変換装置において、共振コンバータ回路の半導体スイッチング素子がオンオフしているときの電流経路を、図６の各時刻と対応して示す説明図である。この発明の実施の形態１に係る直流変換装置の変形例を示す回路図である。この発明の実施の形態１に係る直流変換装置の変形例を示す回路図である。この発明の実施の形態２に係る直流変換装置において、温度変化により、直列共振周波数が変化した場合の各電圧電流波形を示す説明図である。この発明の実施の形態２に係る直流変換装置において、共振コンバータ回路の動作時における各電圧電流波形を示す説明図である。この発明の実施の形態３に係る直流変換装置において、スイッチング周期における電力伝送期間の割合（実効デューティ）と共振電流のピーク値との関係について説明した説明図である。この発明の実施の形態３に係る直流変換装置において、共振コンバータ回路の動作時における各電圧電流波形を示す説明図である。

以下、この発明における直流変換装置を、好適な実施の形態にしたがって図面を用いて説明する。なお、図面の説明においては、同一要素には同一符号を付し、重複する説明を省略する。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係る直流変換装置を示す概略構成図である。図１において、この直流変換装置は、絶縁型コンバータを構成する絶縁型のＬＬＣ共振コンバータである共振コンバータ回路１４の前段に昇圧コンバータを構成する非絶縁型のDC/DCコンバータである昇圧コンバータ回路１３を設けた２段構成のコンバータである。昇圧コンバータ回路１３および共振コンバータ回路１４の動作は、制御部１５によって制御される。

この直流変換装置は、入力電圧Ｖ_ｉを昇圧コンバータ回路１３によって任意の直流電圧に昇圧し、共振コンバータ回路１４から出力電圧Ｖ_ｏを出力する。ここで、この直流変換装置が電気自動車やハイブリッド自動車に適用された場合には、入力側に駆動用電池が接続され、出力側に補機用電池が接続される。

昇圧コンバータ回路１３は、昇圧リアクトル１、ダイオード２、第３のスイッチング素子である半導体スイッチング素子３および平滑コンデンサ４から構成されている。昇圧コンバータ回路１３において、ダイオード２のアノード端子は昇圧リアクトル１に接続され、ダイオード２のカソード端子は、昇圧コンバータ回路１３の出力部である平滑コンデンサ４に接続されている。

また、昇圧コンバータ回路１３において、半導体スイッチング素子３は、ドレイン端子が昇圧リアクトル１とダイオード２との接続点に接続され、ソース端子が入力電圧Ｖ_ｉの負側と平滑コンデンサ４の負極側との接続点に接続されている。ここで、制御部１５は、半導体スイッチング素子３をオンオフ制御し、平滑コンデンサ４の電圧を任意の値に調整する。

共振コンバータ回路１４は、昇圧コンバータ回路１３の後段に接続されている。また、共振コンバータ回路１４は、それぞれ第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子である半導体スイッチング素子５、６、共振コンデンサ７、並びに共振リアクトル８を、１次巻線および２次巻線を有するトランス９の１次側に備え、整流回路であるダイオード１０、１１をトランス９の２次側に備えている。

共振コンバータ回路１４において、半導体スイッチング素子５のドレイン端子は平滑コンデンサ４の正極側に接続され、半導体スイッチング素子６のソース端子は平滑コンデンサ４の負極側に接続されている。また、半導体スイッチング素子５のソース端子と半導体スイッチング素子６のドレイン端子とは、互いに接続されている。

また、共振コンバータ回路１４において、共振コンデンサ７、共振リアクトル８およびトランス９は、半導体スイッチング素子５のソース端子と半導体スイッチング素子６のドレイン端子との接続点と、半導体スイッチング素子６のソース端子との間に直列に接続されている。

なお、図１の直流変換装置では、半導体スイッチング素子５のソース端子と半導体スイッチング素子６のドレイン端子との接続点から順に共振コンデンサ７、共振リアクトル８、トランス９の順に接続されているが、これに限定されず、共振コンデンサ７は、トランス９と半導体スイッチング素子６のソース端子との間に接続されてもよい。

また、共振コンバータ回路１４において、トランス９の２次巻線は中間タップを有し、中間タップが出力電圧Ｖ_ｏの負側に接続されている。また、トランス９の２次巻線の両端には、それぞれダイオード１０、１１のアノード端子が接続されている。また、ダイオード１０のカソード端子とダイオード１１のカソード端子とは、互いに接続されており、この接続点が出力電圧Ｖ_ｏの正側に接続されている。平滑コンデンサ１２が出力電圧Voの正側と負側と並列に接続されている。なお、このダイオード１０、１１は、半導体スイッチング素子であってもよい。

また、入力電圧Ｖ_ｉの電圧値を検出するために、入力電圧Ｖ_ｉと並列に入力電圧検出回路２１が接続され、昇圧コンバータ回路１３の出力電圧値を検出するために、平滑コンデンサ４と並列に平滑コンデンサ電圧検出回路２２が接続され、出力電圧Ｖ_ｏの電圧値を検出するために、出力電圧Ｖ_ｏと並列に出力電圧検出回路２３が接続されている。また、共振コンバータ回路１４の出力部の電流を検出するために、出力電流検出回路２４が設けら
れている。

ここで、制御部１５は、制御線３０ａ、３０ｂ、３０ｃにより、半導体スイッチング素子３、５、６をそれぞれオンオフ制御するとともに、信号線３１ａ、３１ｂ、３１ｃ、３１ｄにより、それぞれ入力電圧検出回路２１、平滑コンデンサ電圧検出回路２２、出力電圧検出回路２３、出力電流検出回路（電流センサ）２４からの電圧、電流検出値をそれぞれ取得する。

以下、この発明の実施の形態１に係る直流変換装置の昇圧コンバータ回路１３の動作原理について説明する。図２は、この発明の実施の形態１に係る直流変換装置において、制御部１５が昇圧コンバータ回路１３の半導体スイッチング素子３をオンオフさせたときの電流経路を示す説明図である。実線は半導体スイッチング素子３をオンさせたときの電流経路を示し、破線は半導体スイッチング素子３をオフさせたときの電流経路を示している。

図１において、制御部１５は、昇圧コンバータ回路１３の半導体スイッチング素子３をオンオフさせることにより、昇圧コンバータ回路１３の出力電圧を制御し、共振コンバータ回路１４の出力電圧Ｖ_ｏが目標値に近づくように調整する。

次に、この発明の実施の形態１に係る直流変換装置の共振コンバータ回路１４の動作原理について説明する。図１に示す制御部１５は、共振コンバータ回路１４の半導体スイッチング素子５、６をあらかじめ定められたデッドタイムを挟んでそれぞれオンオフ制御する。

ここで、前述の「発明が解決しようとする課題」においてでも説明した、スイッチング素子を、ほぼ５０％のオンデューティ比で交互にオンオフ制御することの問題点ついて図３、図４、図５を用いて説明する。

図４に示すように、一般的に、スイッチング素子には寄生の容量が存在し、半導体スイッチング素子５、６にＭＯＳＦＥＴを使用する場合、ドレイン‐ソース間に寄生の容量が存在する（半導体スイッチング素子５の寄生容量を５C、半導体スイッチング素子６の寄生
容量を６Cとする）。

図３は、横軸を時間軸としている。時刻t₂,t₆は半導体スイッチング素子５がターンオン、時刻t₃,t₇は、半導体スイッチング素子５がターンオフするタイミングである。また、時刻t₁,t₅は半導体スイッチング素子６がターンオフ、時刻t₄,t₈は半導体スイッチング素子６がターンオンするタイミングである。また、半導体スイッチング素子５、６がそれぞれターンオフ・ターンオンする間にはデッドタイム(td)が設けられている。

また、図３は、半導体スイッチング素子５、６のゲート‐ソース間に印加されるゲート電圧Ｖ_ｇｓ５、Ｖ_ｇｓ６、半導体スイッチング素子５、６のドレイン‐ソース間に印加される電圧Ｖ_ｄｓ５、Ｖ_ｄｓ６、半導体スイッチング素子５、６のドレイン‐ソース間に流れるドレイン電流をId5、Id6、共振リアクトル８に流れる電流I_Lr、トランス９の一次側に印加される電圧Ｖ_ｔｒ1、トランス２次側の整流用のダイオード１０、１１に流れる電流i_D10、i_D11それぞれの波形を示す。なお、一次側に流れる電流は、共振コンデンサ７からトランス９に流れる方向を正としている。

図４は、各時刻における電流の経路を示している。時刻t₀〜t₁において、同図の（ａ）に示すように、半導体スイッチング素子５がオフ、半導体スイッチング素子６がオンしている間は、共振電流Ｉ_Ｌｒは、矢印のように、トランス９→共振リアクトル８→共振コンデンサ７→半導体スイッチング素子６の経路で電流が流れる。一般的に、半導体スイッチング素子６は、共振電流Ｉ_Ｌｒの電流が0A付近でターンオフする。これは、ターンオフ損失の低減（ZCS）および２次側回路に発生するサージを低減するためである。このとき、半導体スイッチング素子５のドレイン-ソース間の寄生容量５Cには電荷（Q=CVc）が充電されている。

時刻t₁〜t₂において、図４（ｂ）に示すように、半導体スイッチング素子５、半導体スイッチング素子６はともにオフである。このとき、寄生容量５Cに蓄えられている電荷は残り続ける。このため、時刻t₁〜t₂の間、半導体スイッチング素子５のドレイン‐ソース間には、平滑コンデンサ４と同じ電圧Vcが印加されており、反対に半導体スイッチング素子６のドレイン‐ソース間の電圧は0Vのままである。

次に、時刻t₂〜t₃において、図４（ｃ）に示すように、半導体スイッチング素子５をターンオンすると、半導体スイッチング素子５のドレイン‐ソース間の電圧は0Vとなるため、直前まで寄生容量５Cに充電されていた、即ち蓄えられていた電荷は、半導体スイッチング素子５の内部で消費される（図４（ｃ）の点線参照）。一方、半導体スイッチング素子６のドレイン‐ソース間電圧は平滑コンデンサ４の電圧まで上昇するため、寄生容量６Cを充電するために図４（ｃ）点線の電流が流れる。このため、時刻t₂において、半導体スイッチング素子５、６のドレイン電流Id5、Id6は図３のような突入電流が流れる。また、このとき、半導体スイッチング素子５のドレイン-ソース間の電圧は0Vであり、半導体スイッチング素子６のドレイン-ソース間電圧はVcであり、寄生容量６Cには電荷（Q=CVc）が充電されている。

時刻t₃〜t₄において、図４の（ｄ）に示すように、半導体スイッチング素子５、半導体スイッチング素子６はともにオフである。このとき、寄生容量６Cに蓄えられている電荷は残り続ける。このため、時刻t₃〜t₄の間、導体スイッチング素子６のドレイン‐ソース間には、平滑コンデンサ４と同じ電圧Vcが印加されており、反対に半導体スイッチング素子５のドレイン‐ソース間の電圧は0Vのままである。

次に、時刻t₄〜t₅において、図４の（ｅ）に示すように、半導体スイッチング素子６をターンオンすると、半導体スイッチング素子６のドレイン‐ソース間の電圧は0Vとなるため、直前まで寄生容量６Cに蓄えられていた電荷は、半導体スイッチング素子６の内部で消費される（図４（ｅ）の点線参照）。一方、半導体スイッチング素子５のドレイン‐ソース間電圧は平滑コンデンサ４の電圧まで上昇するため、寄生容量５Cを充電するために図４（ｅ）の点線の電流が流れる。このため、時刻t₄において、半導体スイッチング素子５、６のドレイン電流Id5、Id6は,図３のような突入電流が流れる。また、このとき、半導体スイッチング素子６のドレイン-ソース間の電圧は0Vであり、半導体スイッチング素子５のドレイン-ソース間電圧はVcであり、寄生容量５Cには電荷（Q=CVc）が充電されている。

このため、一般的にデューティをほぼ５０％でスイッチングした状態で、ZCSが成立するように共振電流が0A付近でターンオフすると、デッドタイム期間中に電荷が移動せず残り続けるため、ターンオン時に図３や図４で示すようなドレイン電流Id5、Id6に過大な電流が流れ、ターンオン損失が発生し、効率の低下、素子の発熱の原因となる。

これを回避する方法として、一般的に、半導体スイッチング素子５、６を駆動する、スイッチング周波数(fsw)を直列共振周波数(fsr=1/2π√LrCr)に比べて十分大きくすると、ターンオン時はZVSが成立する。このときの、図３に対応する各電圧・電流波形を図５に示す。しかし、図５に示すように、共振電流ILrを半周期の途中でターンオフするため、ターンオフ損失が発生するだけでなく、図５に示すようにドレイン電流Id5、Id6にサージも発生する。また、スイッチング周波数を増加させているため、スイッチング損失はスイッチング周波数に比例して増加してしまい。結果、効率が悪化する。
以上が、従来の共振コンバータ回路が抱える課題である。

そこで、本実施の形態１において制御部１５は、各半導体スイッチング素子のオン時間を直列共振周波数の半周期となるよう設定するとともに、トランスの励磁電流で、半導体スイッチング素子５，６の寄生容量の電荷を充放電する分デッドタイムを確保することで、ZVS（ターンオン）とZCS（ターンオフ）の両立を実現させ、効率を改善させることができる。

本実施の形態１において制御部１５は、各半導体スイッチング素子５、６のオン時間(ton)は共振コンデンサ７、共振リアクトル８で求まる直列共振周波数(fsr)の半周期となるよう設定するため、以下の式（１）で表される。

これにより、共振電流が0A付近でターンオフできるため、ZCSが成立する。
次に、制御部１５が確保する所定のデッドタイム(td)について説明する。電力伝送期間中（=t_on）はトランスには一定の電圧が印加されるため、励磁電流Imは以下の式（２）で表される

この励磁電流がデッドタイム期間中一定とすると、半導体スイッチング素子５、６の寄生容量をC、平滑コンデンサ４の電圧をVcとすると、確保するデッドタイム(td)は以下の式（３）で表される。

式（３）で導出したデッドタイムを制御部１５が確保することで、デッドタイム期間中に電荷の充放電が行われ、次にターンオンする半導体スイッチング素子のドレイン-ソース間電圧が0VとなりZVSが成立する。これにより、ZVS（ターンオン）とZCS（ターンオフ）の両立を実現させ、効率を改善させることができる。

最後に、スイッチング周波数(fsw)は、デッドタイム(td)、直列共振周波数(fsr)より以下の式（４）で導出される値とする。

本実施の形態１における共振コンバータ回路１４の動作時における各電圧電流波形を図６に示し、半導体スイッチング素子５、６がオンオフしているときの電流経路を図７に示している。

時刻t₀〜t₁において、図７（ａ）に示すように、半導体スイッチング素子５がオフ、半導体スイッチング素子６がオンしている間は、共振電流Ｉ_Ｌｒは矢印のようにトランス９→共振リアクトル８→共振コンデンサ７→半導体スイッチング素子５の経路で電流が流れる。一般的に、半導体スイッチング素子６は、共振電流Ｉ_Ｌｒの電流が0A付近でターンオフする。これは、ターンオフ損失の低減（ZCS）および２次側回路に発生するサージを低減するためである。このとき、半導体スイッチング素子５のドレイン-ソース間の寄生容量５Cには電荷（Q=CVc）が充電されている。

時刻t₁〜t₂において、図７（ｂ）に示すように、半導体スイッチング素子５、半導体スイッチング素子６はともにオフである。このとき、トランス９には励磁電流が流れており、寄生容量５Cに充電されている、即ち蓄えられている電荷は放電され、一方、寄生容量６Cには電荷が充電される。このため、時刻t₁〜t₂の間に、半導体スイッチング素子５のドレイン‐ソース間の電圧は減少し、半導体スイッチング素子６のドレイン‐ソース間電圧は増加する。制御部１５は、式（３）により求められたデッドタイム(td)を確保しているため、図６に示すように、時刻t₂において、半導体スイッチング素子５のドレイン‐ソース間の電圧Vds5は0Vまで低下し、半導体スイッチング素子６のドレイン‐ソース間電圧Vds6はVcまで増加する。

次に、時刻t₂〜t₃において、図７（ｃ）に示すように、半導体スイッチング素子５をターンオンすると、半導体スイッチング素子５のドレイン‐ソース間の電圧は直前まで0Vであり、ZVSが成立する。また、半導体スイッチング素子６の電圧も直前まで平滑コンデンサ４の電圧Vcであったので、図４（ｃ）で説明した寄生容量６Cを充電するための電流も流れない。

時刻t₃〜t₄において、図７（ｄ）に示すように、半導体スイッチング素子５、半導体スイッチング素子６はともにオフである。このとき、トランス９には励磁電流が時刻t₁〜t₂時とは逆向きに流れており、寄生容量５Cは充電され、一方、寄生容量６Cに充電されている、即ち蓄えらている電荷は放電される。このため、時刻t₃〜t₄の間に、半導体スイッチング素子５のドレイン‐ソース間電圧は増加し、半導体スイッチング素子６のドレイン‐ソース間の電圧は減少する。制御部１５は、式（３）により求められたデッドタイム(td)を確保しているため、図６に示すように、時刻t₄において、半導体スイッチング素子５のドレイン‐ソース間電圧Vds5はVcまで増加し、半導体スイッチング素子６のドレイン‐ソース間の電圧は0Vまで低下する。

次に、時刻t₄〜t₅において、図７（ｅ）に示すように、半導体スイッチング素子６をターンオンすると、半導体スイッチング素子６のドレイン‐ソース間の電圧は直前まで0Vであり、ZVSが成立する。また、半導体スイッチング素子５の電圧も直前まで平滑コンデンサ４の電圧Vcであったので、図４（ｅ）で説明した寄生容量５Cを充電するための電流も
流れない。

このように、本実施の形態１では、共振コンバータ回路１４は、制御部１５は式（２）、式（３）により、トランス９の励磁電流、半導体スイッチング素子５、６の寄生容量C、平滑コンデンサ４電圧Vcから導出した所定のデッドタイムｔｄを確保し、半導体スイッチング素子５、６のオン時間を共振コンデンサ７、共振リアクトル８の直列共振周波数の半周期とし（式（１）参照）、半導体スイッチング素子のオン時間（直列共振周波数の半周期）とデッドタイム(td)を用いて式（４）から求まるスイッチング周波数とすることで、スイッチング損失をほぼ０とするだけでなくサージの発生も抑制できる。

また、本実施の形態１では、共振コンバータ回路１４の前段に昇圧コンバータ回路１３を接続することで前段の昇圧コンバータ回路１３をスイッチング制御することで、後段の共振コンバータ回路１４への入力電圧変動を制御できるため、入力電圧の範囲を大きく設定しても、高効率な電圧変換が可能となり、入力電圧範囲が広いアプリケーションにも対応することができる。

上記実施の形態１で説明した共振コンバータ回路１４の共振コンデンサ７の挿入位置を半導体スイッチング素子５のソース端子と半導体スイッチング素子６のドレイン端子との接続点と、共振リアクトル８との間に配置されているが、これに限るものではなく、例えば図８のように、半導体スイッチング素子６のソース端子とトランス９との間に配置してもよく、また図９のように、コンデンサ容量を分割（＝Cr/2）して共振コンデンサ７ａ、７ｂとして２箇所に配置しても同等の効果が得られる。

本実施の形態１では共振リアクトルは外付け部品としたが、これに限るものではなく、例えば、トランスのリーケージインダクタンスであってもよい。トランスのリーケージインダクタンスを用いることで部品点数減による小型化、低コスト化が図れる。

本実施の形態１では、トランス９の二次巻線の中間タップが出力電圧Ｖｏの負側に接続、トランス二次側巻線の両端にはそれぞれダイオード１０、１１のアノード端子が接続されていたが、これに限るものではなく。例えば、中間タップが出力電圧Ｖｏの正側に接続され、トランス二次側巻線の両端にはそれぞれダイオード１０、１１のカソード端子が接続され、ダイオード１０、１１のアノード端子が出力電圧Ｖｏの負側に接続されている構成でもよい。

本実施の形態１では、トランス２次側の整流回路をダイオード整流回路としたが、これに限るものではなく、例えば同期整流回路でもよい。

実施の形態２．
本実施の形態１で説明した回路構成および制御方法により、入力電圧範囲が広範囲においても安定した電圧を高効率で出力できる。しかし、温度変化により、共振コンデンサ７の容量や、共振リアクトル８のインダクタンスの変化により、直列共振周波数ｆｓｒは変化する。このため、図６で説明した動作波形は図１０のように変化する。図１０の実線は温度変化により、共振コンデンサ７の容量または共振リアクトル８のインダクタンス値が増加した場合の動作波形である（破線は温度変化を考慮しない場合の動作波形であって、図６の動作波形に相当する）。

図１０より、制御部１５は半導体スイッチング素子５、６のオン時間を実施の形態１と同じように設定すると、温度変化により、直列共振周波数ｆｓｒが減少すると、共振電流Ｉ_Ｌｒが0Aに達する前に、ターンオフされてしまう。これにより、ターンオフ時ではスイッチング損失が発生してしまうだけでなく、サージが増大してしまう。

これを解決するために、本実施の形態２における直流変換装置はその内部に装置内部の温度を検出する温度センサ（図示なし）を備えており、制御部１５は、温度変化に伴う共振リアクトル８のインダクタンスの温度特性と、共振コンデンサ７の容量の温度特性をそれぞれ関数として記憶させておき、温度センサの検出値であるモニタ値（Tmon）によって、直列共振周波数の変化を随時計算する。計算式は以下の式（１５）の通りである。

上式（５）により、温度センサのモニタ値ごとに、半導体スイッチング素子５、６のオン時間が変わるため、式（２）〜式（４）により、半導体スイッチング素子５、６のオンデューティ比、スイッチング周波数も変更される。図１１に本実施の形態２における動作波形を示す。図１１の点線は図１０の動作波形である。なお、t₃₀, t₄₀, t₅₀, t₆₀は、t₃, t₄, t₅, t₆に対応している。図１１より、その時の周囲温度における直列共振周波数の半周期≒スイッチのオン時間となるよう設定することで、ターンオフ時にハードスイッチングとなることを抑制できる。結果的に、温度変化が影響しない図（６）と同様の動作特性となる。

実施の形態３．
本実施の形態３について説明する。実施の形態３に係る直流変換装置の概略構成は上記実施の形態１、２と同じである。上記、実施の形態１、２で説明した直流変換装置の共振コンバータ回路１４は、半導体スイッチング素子５、６のスイッチオン時間(ton)を共振コンデンサ７と共振リアクトル８から成る直列共振周波数の半周期とすることで、負荷電流が0Aでターンオフすることが可能となり、トランス９の励磁電流時で半導体スイッチング素子５、６の寄生容量５C、６Cの充放電が完了する時間デッドタイム(td)を確保し、直列共振周波数の半周期にデッドタイムを加えたものがスイッチング周波数の半周期（式4参照）となるよう制御部１５が制御することで、ZVS、ZCSが可能となり高効率な電力変換を可能とした。しかし、半導体スイッチング素子５，６、例えばＭＯＳＦＥＴの寄生容量が大きく、また、デバイスの関係上、トランスの励磁インダクタンスも大きくなってしまう場合、確保するデッドタイムが大きくなってしまい、電力伝送期間の割合（以下「実効デューティ」と称する）が小さくなってしまう。実効デューティが小さくなると、共振電流波形のピーク値が増加するため素子の定格を超えてしまう恐れが生じる。このことについて説明する

図１２は、実施の形態１において、同じ、共振コンデンサ７、共振リアクトル８にて、励磁インダクタンスを変化させた場合における出力段の平滑コンデンサ１２入にる直前の整流用のダイオード１０、１１に流れる電流i_D10、i_D11の合成波形である。図１２（ａ）はトランス９の励磁インダクタンスが小の場合、図１２（ｂ）はトランス９の励磁インダクタンスが大の場合を表してている。

図１２より、直列共振周波数(fsr)はどちらも同じなため、半導体スイッチング素子のオン時間は等しい（式（１）参照）、一方、トランス９の励磁インダクタンスが異なるため、インダクタンス値が増加すると、確保するデッドタイムも増加する（式（２）、式（３）参照）。このため、制御部１５は、半導体スイッチング素子５、６のスイッチング周波数は低下する（式（４）参照）。
電力伝送期間≒共振周波数(fsr)の周期とおくと、スイッチング周期における実効デューティは、図１２の動作波形により、共振周波数(fsr)とスイッチング周波数(fsw)で次式（６）のように表せる。

しかし、実効デューティによらず出力される負荷電流は一定のため、共振電流をi(t)とおくと以下の式（７）が成り立つ。

これは、共振電流の平均値は負荷電流であること示す。式（４）より、共振電流i(t)を式（５）のようにおくと、次式（８）となる。

これにより、次式（９）のように展開することができる。

式（６）、式（７）、式（１０）)より、次式（１１）となる。

式（１１）より、実行デューティ(D)が小さいほど共振電流のピーク値(Ip)が大きくなることがわかる。以上から、トランス９の励磁インダクタンスや半導体スイッチング素子の寄生容量が大きすぎると、確保するデッドタイムが長くなり、スイッチング周波数における実効デューティ(D)が低下、共振電流のピーク値が増加し結果、半導体スイッチング素子、２次側整流素子の定格を超える恐れがある。また、ピーク電流値が大きくなるほど電流の実効値も大きくなり、導通損失も増加する。これにより、効率も低下する。

そこで、本実施の形態３の直流変換装置では、上記の課題にのみ着目し、トランス９の励磁インダクタンスが大きく、または、半導体スイッチング素子５，６の寄生容量が大きく、確保するデッドタイムがあらかじめ定められた値を超える場合、制御部１５は共振コンバータ回路１４のトランス９に流れている共振電流があらかじめ定められた値に達した（±Ith）ところ（0Aに達する前の値）で、ターンオフするように制御する。これにより、残った負荷電流で半導体スイッチング素子５，６の寄生容量（５C、６C）に充電されている電荷の放電（または充電）を行う。これにより、ターンオン時にZVS成立させることでスイッチング損失を抑制する。

これは、上記で説明した、直列共振周波数に対してスイッチング周波数を増加させることでZVSを成立させる方法と異なり、スイッチング周波数を増加させる必要がないため、ターンオフ時のスイッチング損失が増加することもない。

また、一般的に、寄生容量に電荷が残っている状態でターンオンすると、図３、図４で説明した共振電流Ｉ_Ｌｒに突入電流が流れるため、ターンオン損失の方が、ターンオフ損失より大きい。このため、負荷電流をある程度残して、ターンオフさせることで、ターンオフのスイッチング損失は少し発生してしまうが、ターンオン時の損失を抑えることができ、結果、コンバータ全体の効率改善に効果がある。ここで、半導体スイッチング素子５，６の寄生容量をC、共振リアクトル８のインダクタンスをLr、共振リアクトル８に流れる（トランス９の一次側電流）をI_Lrとおくと、ターンオフ直前に共振リアクトル８に蓄えられているエネルギーが寄生容量Cを充放電に必要なエネルギーより大きければよいので、ZVSに必要な共振リアクトル電流をIthとおくと、共振電流Ｉ _Ｌｒは以下の式（１２）により導出される。

これにより、式（１２）で導出された電流値以上でターンオフすれば、寄生容量の充放電が可能となる。

ここで、出力段の負荷電流が大きい場合、共振電流の振幅も増加する。半導体スイッチング素子のオン時間が同じであれば、負荷電流が大きいと、ターンオフ時の電流値も大きいことになってしまい、ターンオフ時のサージによる回路素子の破壊を招く恐れがある。そこで、実施の形態３に係る直流変換装置は、負荷電流によって、デッドタイムを調整（≒ターンオンする時間を調整）し、負荷電流が変化してもターンオフ時の共振リアクトル８に流れる電流をほぼ一定とすることで上記の問題を解決する。本実施の形態３における負荷電流によりデッドタイムを変更した場合の各素子の電圧・電流波形を図１３に示す。なお、t_２0, t₄₀は、t_２, t₄に対応している。

ここで、スイッチング素子のオン時間を負荷電流によって、調整する方法について説明する。式（１１）より、負荷電流から、トランス２次側の共振電流のピーク値(ここでは、I_p2とおく)を求めることができる。また、負荷電流によらず、直列共振周波数は変わらないので、トランス１次側の共振電流のピーク値をI_p1, トランス二次側の共振電流のピーク値をI_p2とし、トランス９の巻き数比をN（トランスの一次巻線：トランスの二次巻線=N:1:1）とおくと、次式（１３）となる。

これにより、制御部１５は、まず出力電流検出回路２４により、負荷電流の値（Iout）をセンシングし、トランス１次側の共振電流のピーク値を計算する。次に、共振コンデンサ７、共振リアクトル８の容量値、インダクタンス値より共振周波数(ωsr=2π×fsr)が求まるので、式（１３）より、ターンオフする時間（≒オン時間）tを求める。図１３より、負荷電流が大きいとき、デッドタイムを短くし、ターンオフ時の共振電流値(ILr=Ith)がほぼ一致するように制御する。便宜上、負荷電流が小さい時を破線、負荷電流が大きい時を実線で示している。

上記各実施の形態では、半導体スイッチング素子の寄生容量の電荷を充放電するデッドタイムを挟んで半導体スイッチング素子を交互にオンオフ制御させるものについて説明したが、半導体スイッチング素子によっては、寄生容量は電圧によって変化するため不安定であり、半導体スイッチング素子に外付にコンデンサを電気的に並列接続されるよう追加して構成することで容量を安定させることがある。このように構成されたものにおいては、電気容量であるこの外付けコンデンサの電荷の充放電も考慮して、上記デットタイムを確保することが望ましい。即ち、半導体スイッチング素子５及び半導体スイッチング素子６は、半導体スイッチング素子５及び半導体スイッチング素子６に電気的に並列な電気容量（寄生容量、外付けコンデンサ等）の電荷を充放電するデッドタイムを挟んで交互にオンオフされる。

上記各実施の形態では、共振コンバータ回路は半導体スイッチング素子を２つ用いたハーフブリッジ構成としたが、これに限るものではなく例えばフルブリッジ構成でもよい。

上記各実施の形態では、基本的には、デッドタイムを確保するため、スイッチング周波数より直列共振周波数の方が高くなるよう設計する。即ち、制御部は固定スイッチング周波数を共振用コンデンサと共振用リアクトルとで決まる直列共振周波数より低く制御する。

上記各実施の形態において，直流変換装置に使用する半導体スイッチング素子は、シリコン（Ｓｉ）半導体から成る半導体スイッチング素子が用いられるが、これに限るものではなく、例えば、半導体スイッチング素子は，Ｓｉ半導体よりもバンドギャップが広い非Ｓｉ半導体材料から成るものでもよい。非Ｓｉ半導体材料であるワイドバンドギャップ半導体としては、例えば、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、又はダイヤモンドがある。

ワイドバンドギャップ半導体から成る半導体スイッチング素子は，Ｓｉ半導体ではユニポーラ動作が困難な高電圧領域で使用可能であり、スイッチング時に発生するスイッチング損失を大きく低減でき，電力損失の大きな低減が可能になる。また、電力損失が小さく，耐熱性も高いため、冷却部を備えてパワーモジュールを構成した場合、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。また、ワイドバンドギャップ半導体から成る半導体スイッチング素子は，高周波スイッチング動作に適しており，高周波化の要求が大きいコンバータ回路に適用すると，スイッチング周波数の高周波化によって、コンバータ回路に接続されるリアクトルやコンデンサなどを小型化することもできる。よって、上記各実施の形態における半導体スイッチング素子は、炭化珪素などワイドギャップ半導体から成る半導体スイッチング素子となる場合にも、同様な効果が得られる。

また、ワイドギャップ半導体のなかでも窒化ガリウム系を材料としたトランジスタ、例えばGANHEMTの場合、ドレイン‐ソース間の寄生容量（一般的にCossと呼ばれている）はSi半導体のに比べ十分小さく、これを使用することで確保するデッドタイムを短縮でき（式（３）、（４）参照）、引いては実効デューティの改善、高周波化に繋がる。

この発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することができる。

１昇圧リアクトル、３半導体スイッチング素子（第３のスイッチング素子）、４平滑コンデンサ、５半導体スイッチング素子（第１のスイッチング素子）、６半導体スイッチング素子（第２のスイッチング素子）、７共振コンデンサ、８共振リアクトル、９トランス、１３昇圧コンバータ回路、１４共振コンバータ回路、１５制御部、２２平滑コンデンサ電圧検出回路、２３出力電圧検出回路、２４出力電流検出回路。

Claims

ＬＬＣ電流共振コンバータを構成し、一次巻線及び二次巻線を備えるトランスと、共振用コンデンサと、共振用リアクトルと、前記一次巻線に接続された第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子と、前記一次巻線との磁界結合により、前記二次巻線に誘起される電圧を整流して負荷へ出力する整流回路とを有した絶縁型共振コンバータと、
前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子のオン時間を前記共振用コンデンサと前記共振用リアクトルとで決まる直列共振周波数の半周期に設定するとともに、固定オンデューティ比、かつ、固定スイッチング周波数で、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子を、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子に電気的に並列な電気容量の電荷を充放電する分のデッドタイムを挟んで交互にオンオフ制御させ、前記絶縁型共振コンバータを制御する制御部を備えたことを特徴とする直流変換装置。
ＬＬＣ電流共振コンバータを構成し、一次巻線及び二次巻線を備えるトランスと、共振用コンデンサと、共振用リアクトルと、前記一次巻線に接続された第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子と、前記一次巻線との磁界結合により、前記二次巻線に誘起される電圧を整流して負荷へ出力する整流回路とを有した絶縁型共振コンバータと、
前記負荷へ出力される電流を検出する出力電流検出回路と、
前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子のオン時間を前記共振用コンデンサと前記共振用リアクトルとで決まる直列共振周波数の半周期に設定するとともに、固定スイッチング周波数で、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子を、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子に電気的に並列な電気容量の電荷を充放電する分のデッドタイムを挟んで交互にオンオフ制御させ、かつ、前記出力電流検出回路で検出された電流値によって、前記デッドタイムを変更して、前記絶縁型共振コンバータを制御する制御部を備えたことを特徴とする直流変換装置。
前記制御部は、前記絶縁型共振コンバータの入力電圧と前記トランスの励磁電流と、前記共振用コンデンサと前記共振用リアクトルとで決まる直列共振周波数と、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子の寄生容量により前記デッドタイムを設定することを特徴とする請求項１に記載の直流変換装置。
装置内部の温度を検出する温度センサを備え、前記制御部は、前記温度センサの検出値によって、前記固定オンデューティ比、前記固定スイッチング周波数を変更することを特徴とする請求項１に記載の直流変換装置。
前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子に電気的に並列な電気容量は、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子の寄生容量であることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の直流変換装置。
前記絶縁型共振コンバータの前段に非絶縁型のDC/DCコンバータを備えることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の直流変換装置。
前記共振用リアクトルは、前記トランスの一次巻線と二次巻線間のリーケージインダクタンスからなることを特徴とする請求項１から請求項６の何れか一項に記載の直流変換装置。
前記制御部は前記固定スイッチング周波数を前記共振用コンデンサと前記共振用リアクトルとで決まる直列共振周波数より低くすることを特徴とする請求項１から請求項７の何れか一項に記載の直流変換装置。
前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子はワイドバンドギャップ半導体にて形成される素子であることを特徴とする請求項１から請求項８の何れか一項に記載の直流変換装置。
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料または、ダイヤモンドを用いた半導体であることを特徴とする請求項９に記載の直流変換装置。