JP2017204972A - 電力変換装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】無駄なコストを削減して低価格化を可能にした電力変換装置を提供する。【解決手段】直流電源Ｅｄに接続された半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオン・オフさせ、コンデンサＣｒ及びインダクタＬｒの共振動作により直流電圧を交流電圧に変換するインバータＩＮＶと、その交流出力側に一次巻線Ｎ１が接続された絶縁用のトランスＴｒと、その二次巻線Ｎ２から出力される交流電圧を直流電圧に変換して負荷Ｒに供給する整流回路ＲＥＣと、を備えた電力変換装置において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をワイドバンドギャップ半導体材料により構成し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に逆並列に、シリコン系半導体材料からなる還流ダイオードＤ１，Ｄ２を接続する。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をデューティ５０［％］により交互にオン・オフさせてゼロ電流スイッチングを行う。【選択図】図１
Description
本発明は、直流電圧をインバータ及び共振回路の動作により高周波交流電圧に変換し、トランスを介して絶縁した後に整流回路を用いて所定の大きさの直流電圧に変換する電力変換装置に関するものである。
鉄道車両用補助電源等の電力変換装置において、装置の小型化を図るために、インバータの交流出力電圧を共振回路、高周波絶縁トランス、及び整流回路を用いて所定の大きさの直流電圧に変換し、この直流電圧を照明設備や空調設備等の負荷に供給する技術が実用化されている。
例えば、図３は、特許文献１に記載されたこの種の電力変換装置の構成図である。
この電力変換装置は、直流電源１０と、共振回路を含むハーフブリッジ型のインバータ２０と、絶縁用のトランス３０と、整流回路（整流平滑回路）４０と、インバータ２０及び整流回路４０の半導体スイッチング素子を制御するための制御回路１００とを備え、整流回路４０の出力側に負荷５０が接続されている。
ここで、インバータ２０は、コンデンサ２１，２２の直列回路と、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子２３，２４の直列回路と、直列共振回路を構成するコンデンサ２５及びインダクタ２６とを備え、整流回路４０は、双方向に電流を通流可能な半導体スイッチング素子４１〜４４のブリッジ回路と、その出力側に接続されたコンデンサ４５とを備えている。
この電力変換装置は、直流電源１０と、共振回路を含むハーフブリッジ型のインバータ２０と、絶縁用のトランス３０と、整流回路（整流平滑回路）４０と、インバータ２０及び整流回路４０の半導体スイッチング素子を制御するための制御回路１００とを備え、整流回路４０の出力側に負荷５０が接続されている。
ここで、インバータ２０は、コンデンサ２１，２２の直列回路と、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子２３，２４の直列回路と、直列共振回路を構成するコンデンサ２５及びインダクタ２６とを備え、整流回路４０は、双方向に電流を通流可能な半導体スイッチング素子４１〜４４のブリッジ回路と、その出力側に接続されたコンデンサ４５とを備えている。
上記従来技術では、スイッチング素子２３，２４のオン・オフに伴うコンデンサ２５及びインダクタ２６の直列共振動作によってトランス３０の二次側から高周波交流電圧を出力させ、この交流電圧を整流回路４０により整流・平滑して得た所定の大きさの直流電圧を負荷５０に供給している。特に、スイッチング素子２３，２４のオン・オフに同期させて整流回路４０のスイッチング素子４１〜４４を選択的にオン・オフさせることにより、スイッチング素子２３，２４，４１〜４４をゼロ電圧及びゼロ電流にてスイッチングさせ、スイッチング損失を低減している。
次に、図４は、特許文献２に記載された電力変換装置の構成図である。
図４において、６１はパンタグラフ、６２は電気車の車輪、６３は昇圧リアクトル、７０は昇圧チョッパ、８０はハーフブリッジ型のインバータ、９０は整流平滑回路である。昇圧チョッパ７０は、スイッチング素子７１及びダイオード７２により構成され、インバータ８０はコンデンサ８１，８２の直列回路とスイッチング素子８３，８４の直列回路とによって構成されている。また、整流平滑回路９０は、ブリッジ接続されたダイオード９１〜９４、リアクトル９５及びコンデンサ９６により構成されている。
その他の構成については、図３と同一の参照符号を付してある。
図４において、６１はパンタグラフ、６２は電気車の車輪、６３は昇圧リアクトル、７０は昇圧チョッパ、８０はハーフブリッジ型のインバータ、９０は整流平滑回路である。昇圧チョッパ７０は、スイッチング素子７１及びダイオード７２により構成され、インバータ８０はコンデンサ８１，８２の直列回路とスイッチング素子８３，８４の直列回路とによって構成されている。また、整流平滑回路９０は、ブリッジ接続されたダイオード９１〜９４、リアクトル９５及びコンデンサ９６により構成されている。
その他の構成については、図３と同一の参照符号を付してある。
上記従来技術では、パンタグラフ６１と車輪６２との間の直流電圧を昇圧チョッパ７０により昇圧し、昇圧後の直流電圧をインバータ８０により交流電圧に変換した後、トランス３０を介して整流平滑回路９０により所定の大きさの直流電圧に変換し、負荷に供給している。
この特許文献２には、昇圧チョッパ７０のスイッチング素子７１、または、インバータ８０のスイッチング素子８３，８４としてＳｉＣ（炭化ケイ素）等からなるワイドバンドギャップ半導体素子を使用することにより、損失を低減できることが記載されている。これらのスイッチング素子７１に逆並列接続された還流ダイオードにも、ＳＢＤ（ショットキーバリアダイオード）等のワイドバンドギャップ半導体素子を使用すれば、逆回復損失を低減することができる。
この特許文献２には、昇圧チョッパ７０のスイッチング素子７１、または、インバータ８０のスイッチング素子８３，８４としてＳｉＣ（炭化ケイ素）等からなるワイドバンドギャップ半導体素子を使用することにより、損失を低減できることが記載されている。これらのスイッチング素子７１に逆並列接続された還流ダイオードにも、ＳＢＤ（ショットキーバリアダイオード）等のワイドバンドギャップ半導体素子を使用すれば、逆回復損失を低減することができる。
インバータ等を構成するスイッチング素子や還流ダイオードの全てにワイドバンドギャップ半導体素子を用いると、各チップのコストが増加し、装置全体の価格も高くなる。
また、特許文献１に記載された電力変換電源装置では、スイッチング素子２３，２４，４１〜４４がゼロ電圧・ゼロ電流スイッチングを行っており、例えばスイッチング素子２３，２４に逆並列接続されている還流ダイオードに逆回復電流が流れることはない。従って、これらの還流ダイオードにもワイドバンドギャップ半導体素子を使用すると、いわゆる過剰品質となってコスト高を招く。
また、特許文献１に記載された電力変換電源装置では、スイッチング素子２３，２４，４１〜４４がゼロ電圧・ゼロ電流スイッチングを行っており、例えばスイッチング素子２３，２４に逆並列接続されている還流ダイオードに逆回復電流が流れることはない。従って、これらの還流ダイオードにもワイドバンドギャップ半導体素子を使用すると、いわゆる過剰品質となってコスト高を招く。
そこで、本発明の解決課題は、無駄なコストを削減して低価格化を可能にした電力変換装置を提供することにある。
上記課題を解決するために、請求項１に係る発明は、直流電源に接続された半導体スイッチング素子をオン・オフさせ、共振動作により直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、前記インバータの交流出力側に一次巻線が接続された絶縁用のトランスと、前記トランスの二次巻線から出力される交流電圧を直流電圧に変換して負荷に供給する整流回路と、を備えた電力変換装置において、
前記半導体スイッチング素子をワイドバンドギャップ半導体材料により構成し、前記スイッチング素子に逆並列に、シリコン系半導体材料からなる還流ダイオードを接続したものである。
前記半導体スイッチング素子をワイドバンドギャップ半導体材料により構成し、前記スイッチング素子に逆並列に、シリコン系半導体材料からなる還流ダイオードを接続したものである。
請求項２に係る発明は、請求項１に記載した電力変換装置において、直流電源の両極間に、第１，第２のコンデンサの直列回路を接続し、かつ、前記第１，第２のコンデンサの直列回路に並列に第１，第２の半導体スイッチング素子の直列回路を接続すると共に、前記第１，第２のコンデンサ同士の接続点と前記第１，第２の半導体スイッチング素子同士の接続点との間に、共振回路を構成するコンデンサ及びインダクタと、前記一次巻線とを直列に接続し、
前記共振回路の共振周波数により、前記第１，第２の半導体スイッチング素子をデューティ５０［％］にて交互にオン・オフさせるものである。
前記共振回路の共振周波数により、前記第１，第２の半導体スイッチング素子をデューティ５０［％］にて交互にオン・オフさせるものである。
請求項３に係る発明は、請求項１または２に記載した電力変換装置において、前記半導体スイッチング素子が、ワイドバンドギャップ半導体材料としてのＳｉＣ，ＧａＮまたはダイアモンドからなるＦＥＴであることを特徴とする。
本発明においては、インバータを構成する上下アームのスイッチング素子がワイドバンドギャップ半導体材料により構成され、これらのスイッチング素子にそれぞれ逆並列接続された還流ダイオードがシリコン系半導体材料により構成されている。
このため、スイッチング素子における損失が少ないと共に、上下アームのスイッチング素子を共振回路の共振周波数によりデューティ５０％にて交互にオン・オフさせてゼロ電流スイッチングさせ、還流ダイオードに逆回復電流が流れるのを防止することができる。従って、比較的安価なシリコン系半導体材料からなる還流ダイオードの使用により、装置の低コスト化を図ることができる。
このため、スイッチング素子における損失が少ないと共に、上下アームのスイッチング素子を共振回路の共振周波数によりデューティ５０％にて交互にオン・オフさせてゼロ電流スイッチングさせ、還流ダイオードに逆回復電流が流れるのを防止することができる。従って、比較的安価なシリコン系半導体材料からなる還流ダイオードの使用により、装置の低コスト化を図ることができる。
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、この実施形態に係る電力変換装置の主回路の構成図である。図示するように、この電力変換装置は、インバータＩＮＶと、その出力側に接続された高周波絶縁トランスＴｒと、その出力側に接続された整流回路（整流平滑回路）ＲＥＣとを備え、直流／交流／直流変換を行って負荷Ｒに所定の大きさの直流電圧を供給する。
図１は、この実施形態に係る電力変換装置の主回路の構成図である。図示するように、この電力変換装置は、インバータＩＮＶと、その出力側に接続された高周波絶縁トランスＴｒと、その出力側に接続された整流回路（整流平滑回路）ＲＥＣとを備え、直流／交流／直流変換を行って負荷Ｒに所定の大きさの直流電圧を供給する。
インバータＩＮＶは、直流電源Ｅｄ（その電圧もＥｄとする）と、第１，第２のコンデンサＣｄｃ１，Ｃｄｃ２の直列回路と、例えばＳｉＣ（炭化ケイ素），ＧａＮ（窒化ガリウム），ダイアモンドのようなワイドバンドギャップ半導体材料からなる第１，第２の半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路とを備え、これらの直列回路は直流電源Ｅｄの両極間に互いに並列に接続されている。ここで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、例えばＦＥＴ（電界効果トランジスタ）であり、これらのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には、シリコン系半導体材料からなる還流ダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ逆並列に接続されている。
なお、コンデンサＣｄｃ１，Ｃｄｃ２の容量は等しく、それぞれの分担電圧はＥｄ／２となっている。
なお、コンデンサＣｄｃ１，Ｃｄｃ２の容量は等しく、それぞれの分担電圧はＥｄ／２となっている。
更に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２同士の接続点とコンデンサＣｄｃ１，Ｃｄｃ２同士の接続点との間には、コンデンサＣｒとインダクタＬｒとトランスＴｒの一次巻線Ｎ１とが直列に接続され、トランスＴｒの二次巻線Ｎ２の両端は整流回路ＲＥＣに接続されている。ここで、コンデンサＣｒとインダクタＬｒとは、ＬＣ共振回路を構成している。
なお、インダクタＬｒには、トランスＴｒの一次巻線Ｎ１が有する漏れインダクタンスを利用しても良い。
なお、インダクタＬｒには、トランスＴｒの一次巻線Ｎ１が有する漏れインダクタンスを利用しても良い。
整流回路ＲＥＣは、前記二次巻線Ｎ２の両端に交流入力側が接続されたダイオードＤ３〜Ｄ６からなるブリッジ回路と、その直流出力端子間に接続された平滑コンデンサＣｏとを備えており、平滑コンデンサＣｏの両端に負荷Ｒが接続されている。
次に、この実施形態の動作を、図２の波形図を参照しつつ説明する。なお、図２における電流、電圧は、図１におけるそれぞれの矢印方向を正方向としてある。
まず、インバータＩＮＶを構成するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を、コンデンサＣｒ及びインダクタＬｒからなるＬＣ共振回路の共振周波数にて、図２に示すようにデューティー５０［％］で交互にスイッチングさせる。
まず、インバータＩＮＶを構成するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を、コンデンサＣｒ及びインダクタＬｒからなるＬＣ共振回路の共振周波数にて、図２に示すようにデューティー５０［％］で交互にスイッチングさせる。
これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の電流Ｉｃ１，Ｉｃ２、電圧ＶＣＥ１，ＶＣＥ２は図２に示すような波形となり、トランスＴｒの一次巻線Ｎ１には矩形波状の電圧ＶＴｒ１が印加されて正弦波状の電流Ｉｒ１が流れる。これらの電圧ＶＴｒ１、電流Ｉｒ１の波形は、基本波である電流Ｉｃ１，Ｉｃ２、電圧ＶＣＥ１，ＶＣＥ２と位相が同一である。
より詳細には、スイッチング素子Ｑ１のオンによって電圧ＶＣＥ１が０［Ｖ］になり、ＬＣ共振回路にコンデンサＣｄｃ１の電圧（Ｅｄ／２）が印加されると、この電圧（Ｅｄ／２）によってコンデンサＣｄｃ１→スイッチング素子Ｑ１→コンデンサＣｒ→インダクタＬｒ→トランスＴｒの一次巻線Ｎ１→コンデンサＣｄｃ１の経路で電流Ｉｃ１が流れる。
また、スイッチング素子Ｑ２のオンによって電圧ＶＣＥ２が０［Ｖ］になり、ＬＣ共振回路にコンデンサＣｄｃ２の電圧（Ｅｄ／２）が印加されると、この電圧（Ｅｄ／２）によってコンデンサＣｄｃ２→トランスＴｒの一次巻線Ｎ１→インダクタＬｒ→コンデンサＣｒ→スイッチング素子Ｑ２→コンデンサＣｄｃ２の経路で電流Ｉｃ２が流れる。
このため、トランスＴｒの一次巻線Ｎ１を流れる電流Ｉｒ１は、図２に示す如く電流Ｉｃ１，Ｉｃ２を合成した値（Ｉｃ１−Ｉｃ２）となる。
また、スイッチング素子Ｑ２のオンによって電圧ＶＣＥ２が０［Ｖ］になり、ＬＣ共振回路にコンデンサＣｄｃ２の電圧（Ｅｄ／２）が印加されると、この電圧（Ｅｄ／２）によってコンデンサＣｄｃ２→トランスＴｒの一次巻線Ｎ１→インダクタＬｒ→コンデンサＣｒ→スイッチング素子Ｑ２→コンデンサＣｄｃ２の経路で電流Ｉｃ２が流れる。
このため、トランスＴｒの一次巻線Ｎ１を流れる電流Ｉｒ１は、図２に示す如く電流Ｉｃ１，Ｉｃ２を合成した値（Ｉｃ１−Ｉｃ２）となる。
また、トランスＴｒの二次巻線Ｎ２の電圧ＶＴｒ２、電流Ｉｒ２はそれぞれ一次巻線Ｎ１の電圧ＶＴｒ１、電流Ｉｒ１と同相になり、整流回路ＲＥＣによって全波整流された出力電流Ｉｏにより、所定の大きさの出力電圧Ｅｏが負荷Ｒに供給される。
上記の動作により、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオン・オフするタイミングではゼロ電流スイッチングを行うことができ、これらのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にワイドバンドギャップ半導体材料からなる素子を使用しているので、スイッチング損失の低減、高速動作、高耐圧化が可能になる。
更に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオン時に還流ダイオードＤ１，Ｄ２には逆回復電流が流れないため、還流ダイオードＤ１，Ｄ２としてシリコン系半導体材料からなる安価な素子を使用した場合でも損失が発生する恐れはない。
従って、理想的にはスイッチング損失をほぼ０にすることができる。
更に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオン時に還流ダイオードＤ１，Ｄ２には逆回復電流が流れないため、還流ダイオードＤ１，Ｄ２としてシリコン系半導体材料からなる安価な素子を使用した場合でも損失が発生する恐れはない。
従って、理想的にはスイッチング損失をほぼ０にすることができる。
なお、図示されていないが、必要に応じて、直流電源ＥｄとコンデンサＣｄｃ１，Ｃｄｃ２の直列回路との間に、ワイドバンドギャップ半導体材料のスイッチング素子とシリコン系半導体材料の還流ダイオードとを備えた昇圧チョッパを挿入し、直流電源電圧を昇圧してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路の両端に印加しても良い。
本発明は、鉄道車両用補助電源のように、小型化が強く要請される各種の電力変換装置、電源装置として利用することができる。
ＩＮＶ：インバータ
Ｔｒ：高周波絶縁トランス
ＲＥＣ：整流回路
Ｅｄ：直流電源
Ｃｄｃ１，Ｃｄｃ２，Ｃｒ，Ｃｏ：コンデンサ
Ｌｒ：インダクタ
Ｑ１，Ｑ２：半導体スイッチング素子
Ｄ１，Ｄ２：還流ダイオード
Ｎ１：一次巻線
Ｎ２：二次巻線
Ｄ３〜Ｄ６：ダイオード
Ｒ：負荷
Ｔｒ：高周波絶縁トランス
ＲＥＣ：整流回路
Ｅｄ：直流電源
Ｃｄｃ１，Ｃｄｃ２，Ｃｒ，Ｃｏ：コンデンサ
Ｌｒ：インダクタ
Ｑ１，Ｑ２：半導体スイッチング素子
Ｄ１，Ｄ２：還流ダイオード
Ｎ１：一次巻線
Ｎ２：二次巻線
Ｄ３〜Ｄ６：ダイオード
Ｒ：負荷
Claims (3)
- 直流電源に接続された半導体スイッチング素子をオン・オフさせ、共振動作により直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、前記インバータの交流出力側に一次巻線が接続された絶縁用のトランスと、前記トランスの二次巻線から出力される交流電圧を直流電圧に変換して負荷に供給する整流回路と、を備えた電力変換装置において、
前記半導体スイッチング素子をワイドバンドギャップ半導体材料により構成し、前記スイッチング素子に逆並列に、シリコン系半導体材料からなる還流ダイオードを接続したことを特徴とする電力変換装置。 - 請求項１に記載した電力変換装置において、
直流電源の両極間に、第１，第２のコンデンサの直列回路を接続し、かつ、前記第１，第２のコンデンサの直列回路に並列に第１，第２の半導体スイッチング素子の直列回路を接続すると共に、前記第１，第２のコンデンサ同士の接続点と前記第１，第２の半導体スイッチング素子同士の接続点との間に、共振回路を構成するコンデンサ及びインダクタと、前記一次巻線とを直列に接続し、
前記共振回路の共振周波数により、前記第１，第２の半導体スイッチング素子をデューティ５０［％］にて交互にオン・オフさせることを特徴とする電力変換装置。 - 請求項１または２に記載した電力変換装置において、
前記半導体スイッチング素子が、ワイドバンドギャップ半導体材料としてのＳｉＣ，ＧａＮまたはダイアモンドからなるＦＥＴであることを特徴とする電力変換装置。
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