JP2017070047A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】絶縁トランスの小型化が可能な電力変換装置を提供する。【解決手段】直流入力を得て高周波出力を与える第１のインバータ部と、第１のインバータ部の高周波出力を電圧変換するＬＬＣトランスと、ＬＬＣトランスの出力を直流変換する整流器部と、整流器部の直流出力を交流に変換する第２のインバータ部と、ＬＬＣトランスの二次回路に並列に接続された制御回路用電源トランスを介して、第２のインバータ部を構成する半導体素子のゲート電力を得る制御回路から成ることを特徴とする。【選択図】図１

Description

本発明は、直流電力と交流電力を対象とした電力変換装置、電源装置およびその制御方法に関するものである。

電力系統には多くの絶縁トランスが採用されているが、係る電力系統連系向けの絶縁トランスは、電力系統の周波数と同じ数十Ｈｚ（日本の場合、５０／６０Ｈｚ）の低周波で駆動されているため、小型・軽量化が難しいという課題があった。

これに対し、近年、高圧・大電力用途への適用が検討されているＳＳＴ（ソリッドステートトランス：以下単にＳＳＴと称する。）の技術を採用することで、小型・軽量化に貢献できることが期待されている。ＳＳＴは、高周波トランスと、電力変換回路で構成されており、その出力もしくは入力は従来と同じ周波数の交流電力である。ＳＳＴ内では、電力変換回路（ＤＣ／ＤＣコンバータやインバータ）により高周波を生成して高周波トランスを駆動することで、入力または出力を従来と同じ周波数の交流電力系統に接続しており、これにより従来の絶縁トランスを代替するものである。この構成によれば、高周波トランスを数十〜数百ｋＨｚの高周波駆動することによって、従来型絶縁トランス単体と比較して大幅な小型・軽量化を実現できる。

例えば電力系統向けの電力変換器の新たな用途として、太陽光発電や風力発電といった自然エネルギー導入の世界的な拡大に伴い、自然エネルギーの電力を制御して電力系統へ出力する高性能な電力変換器であるＰＣＳ（パワーコンディショニングシステム：以下単にＰＣＳと称する。）が求められている。ＰＣＳは、電力系統に接続されて使用されるために、その出力側には高圧絶縁トランスを使用しており、電力系統の周波数と同じ数十Ｈｚの低周波で駆動せざるを得ないために設備が大型化するという課題を有している。

また電力系統連系向け以外にも、例えば高圧のモータやポンプ向け、鉄道向け等の高圧電力を使用する電力変換器の場合にも、入力側に高圧絶縁トランスを使用しているものがある。出力側同様に入力側の場合であっても、高圧絶縁トランスは電力系統からの受電により電力系統の周波数と同じ数十Ｈｚの低周波で駆動されているため設備が大型化するという同様の課題を抱えている。

然るに、高圧向け電力変換器の小型・軽量化の実現に向けてＳＳＴを適用するには、電力変換器の制御回路の電源においても高周波絶縁トランスの１次側と２次側との間での絶縁が必要である。

これに対し、一般的な高圧向け電力変換器とその制御回路電源において採用されている絶縁トランスの１次側と２次側との間での絶縁対策を施した事例として、図２の構成のものが知られている。図２には、絶縁トランスに多重トランスを使用したマルチレベル構成の高圧インバータを示している。図２におけるマルチレベルは１段の構成例を示している。

図２の従来構成においては、主回路インバータ１１の電力が三相交流の多重トランス１２から入力され、主回路インバータ１１から単相交流出力される。これにより、適宜電圧値あるいは周波数が調整されて主回路インバータ１１から得られる。なお主回路インバータ１１は、整流器部Ｒと平滑用のコンデンサＣとインバータ部Ｉｎとで構成されている。

主回路インバータ１１内のインバータ部Ｉｎを構成する半導体素子の点弧を制御するための制御回路１３用の電力は、三相交流の多重トランス１２の出力から単相を抜き出して供給されている。制御回路１３は、単相トランス１５、単相ブリッジ整流回路１６、直流リアクトル１４、半導体素子ごとに設けられたゲート回路１７で構成されている。

図２のマルチレベル構成の高圧インバータでは、多重トランス１２と主回路インバータ１１と制御回路１３により、上記の接続構成とすることで、電力系統との間の絶縁（数ｋＶ〜数十ｋＶ）は多重トランス１２が確保する。このため制御回路１３用の単相トランス１５はマルチレベル１段に必要な電圧（数百Ｖ程度）に低減可能となり、かつ電圧変換を制御する制御回路も不要とすることができる。

特許文献１には、多重トランス１２が単相である点の相違はあるが、基本的に図２と同じ構成の高圧インバータ電源装置が開示されている。

特開２００７−１５１２２４号公報

しかし、特許文献１で使用する単相トランス１５は電力系統の周波数と同じ５０／６０Ｈｚで駆動されることから、特にトランスコアの小型化が難しい。また、制御回路１３用の直流電圧への変換は単相ブリッジ整流回路１６で行われることから制御回路の負荷によって電圧変動が大きくなる特性となり、電圧変動に対応したＤＣ／ＤＣコンバータや電圧変動を抑制するための直流リアクトル１４も必要に応じて加える必要があり、制御回路１３用の電源が大型化する。

なお、主回路インバータ１１の構成として、ＤＣ電圧からＤＣ／ＤＣコンバータで降圧する制御電源構成が考えられるが、この場合も電力系統との間の絶縁は多重トランス１２が確保する構成にできる。また、ＤＣ／ＤＣコンバータに必要なトランスやリアクトルもＤＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数で駆動するため小型化が可能となる。しかしこの構成では、主回路インバータ１１のＤＣ電圧が数百Ｖであることから、制御回路１３用のＤＣ／ＤＣコンバータにも主回路インバータ１１に使用する数百Ｖに対応した素子の適用と、素子それぞれに数百Ｖの絶縁距離の確保が必要となり、数百Ｖ入力に対応したＤＣ／ＤＣコンバータ用の制御回路１３も必要となる。従って結果的には、ＤＣ／ＤＣコンバータを適用した構成においても制御回路１３用の電源が大型化する。

以上のことから本発明においては、絶縁トランスの小型化が可能な電力変換装置、電源装置およびその制御方法を提供することを目的とする。

以上のような課題に対して本発明では、直流入力を得て高周波出力を与える第１のインバータ部と、第１のインバータ部の高周波出力を電圧変換するＬＬＣトランスと、ＬＬＣトランスの出力を直流変換する整流器部と、整流器部の直流出力を交流に変換する第２のインバータ部と、ＬＬＣトランスの二次回路に並列に接続された制御回路用電源トランスを介して、第２のインバータ部を構成する半導体素子のゲート電力を得る制御回路から成ることを特徴とする。

本発明によれば、絶縁トランスの小型化が可能な電力変換装置、電源装置およびその制御方法を提供することができる。

また本発明の実施例によれば、制御回路用電源トランスに入力される周波数の高周波化により制御回路用電源トランス体積を低減し、電圧変換に関する制御回路も不要となる。また、制御回路用電源トランス以外には低圧の素子を使用可能となる。結果、制御回路全体の小型・軽量化が可能となるため、高圧向けの電力変換器の小型・軽量化を実現できる。

本発明の実施例１に係る電力変換装置の構成を示す図。 従来のマルチレベル高圧インバータの構成を示す回路図。 本発明の実施例１に係る電力変換装置による３相電源の構成を示す図。 図１の第２のインバータ部Ｉｎ２の半導体素子をＭＯＳ−ＦＥＴからＩＧＢＴに置換した図。 図１の制御回路用電源トランス４を分割して直列に分散配置した構成を示す図。 図１の制御回路用電源トランス４を分割して並列に分散配置した構成を示す図。 ＬＬＣ共振周波数が駆動周波数と等しい時の電圧、電流波形を示す図。 ＬＬＣ共振周波数＞駆動周波数のときの電圧、電流波形を示す図。 ＬＬＣ共振周波数＜駆動周波数のときの電圧、電流波形を示す図。 実施例３に係る電力変換装置の構成を示す図。 実施例４に係る電力変換装置の構成を示す図。 太陽光発電による入力電圧Ｖｉｎに対する、第２のコンデンサＣ２の端子電圧Ｖｄｃ、太陽光発電出力、駆動周波数の関係を示図。

以下、本発明の電力変換装置およびその制御方法の実施例について、図を用いて説明する。

まず、実施例１に係る電力変換装置の構成について図１を用いて説明する。

図１に示す実施例１の電力変換装置では、入力が直流６００〜１０００Ｖであり、出力を６．６ｋＶ系の高圧系統へ連系する数百ｋＷから数ＭＷ級のＰＣＳ向けの電力変換装置を想定している。

図１の電力変換装置では、主回路１００をフルブリッジ型のＬＬＣ共振コンバータ１と単相インバータ２の直列回路で構成している。フルブリッジ型のＬＬＣ共振コンバータ１は、その入力端子Ｔｉに例えば太陽光発電による直流電源を接続し、単相インバータ２の出力端子Ｔｏに交流出力を与える。

フルブリッジ型のＬＬＣ共振コンバータ１は、入力側から平滑用のコンデンサＣ１と、第１のインバータ部Ｉｎ１と、ＬＬＣトランス３と、整流器部Ｒと、平滑用のコンデンサＣ２とで構成されている。ここでＬＬＣトランス３とは、トランス１次巻線側を第１のリアクトル３１、一次巻線としての第２のリアクトル３２、コンデンサ３３を直列配置することから、ＬＬＣのように呼称された絶縁変圧器である。

また図１において、単相インバータ２は第２のインバータ部Ｉｎ２を含んで構成されている。係る主回路１００の構成において、第１のインバータ部Ｉｎ１と第２のインバータ部Ｉｎ２は、単相のフルブリッジ構成とされ、かつこれらのインバータ部Ｉｎはその半導体素子をＭＯＳ−ＦＥＴで構成した例を示している。

この主回路１００の構成によれば、第１のインバータ部Ｉｎ１において、入力端子Ｔｉに印加された太陽光発電による直流入力を高周波数の交流に変換し、ＬＬＣトランス３において任意の電圧に調整し、その後整流器部Ｒにおいて直流に変換した後、第２のインバータ部Ｉｎ２において例えば商用の交流電源に接続可能な周波数（５０／６０Ｈｚ）に変換して出力端子Ｔｏに出力する。

図１の制御回路１３は、ＬＬＣトランス３の二次巻線３４から制御回路用電源トランス４を介して電力を得ている。制御回路用電源トランス４は、図示の例では１つの一次巻線４１と一次巻線４１に電磁結合された複数の二次巻線４２ａ、４２ｂ、４２ｃ、４２ｄ、４２ｅで構成されている。このうち二次巻線４２ａ、４２ｂ、４２ｃ、４２ｄは、それぞれ単相ブリッジ整流回路１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄを介して、電源回路１７ａ、１７ｂ、１７ｃ、１７ｄに対する直流電源を供給している。電源回路１７ａ、１７ｂ、１７ｃ、１７ｄの直流電力は、第２のインバータ部Ｉｎ２の半導体素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のゲートに与えるゲート電力として利用される。

なお、制御回路用電源トランス４の二次巻線４２ｅから単相ブリッジ整流回路１６ｅ、電源回路１７ｅにいたるラインの電力は、図示せぬゲート回路制御コントローラのための電源とされている。

この構成によれば、ＬＬＣトランス３は高周波数で作動することから、装置構成の小型化が可能である。また制御回路用電源トランス４も高周波数で作動することから、小型化が可能である。なおこの図において、制御回路１３は第２のインバータ部Ｉｎ２を構成するＭＯＳ−ＦＥＴの半導体素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のゲート電力を供給しているものであり、第１のインバータ部Ｉｎ１に対する制御回路を示したものではない。第１のインバータ部Ｉｎ１に対する制御回路は、別途設置されているがここには記述していない。この理由は、第１のインバータ部Ｉｎ１側については、絶縁すべき電圧レベル（通常は交流１００ボルト程度）が低く、制御回路１３に対して施すような高度の絶縁対策を必要としない、従って既存技術のもので対応が可能であるということによる。

このように図１の主回路１００の構成は、フルブリッジ型のＬＬＣ共振コンバータ１内におけるフルブリッジダイオード整流後の直流出力が単相インバータ２を介して電力系統へ交流出力される構成である。なお図１の実施例では、単相インバータ２を想定しているが、これは３レベルインバータ構成を適用しても構わない。

図１は、単相出力を示すものであるが、交流系統への接続に際しては３相であることが要求される。このため実用的には図３の三相構成に適した応用がなされる。図３は、実施例１に係る電力変換装置による３相電源装置の構成を示す図である。この応用は、単相出力の主回路１００の出力側を、３相のＵ、Ｖ、Ｗの各相について多段接続したものである。

図１に電力変換装置の詳細構成を示し、図３に三相電力系統への展開事例を示した本発明の実施例１によれば、単相インバータ２の出力を直列接続した直列マルチレベル構成とすることで高圧出力に対応できる。例えば、個々の主回路１００の入力電圧は直流６００〜１０００Ｖでありながら、３相線間の電圧としては６．６ｋＶを得ることができる。このことは、単相インバータ２の単体としてみると、１７００Ｖ、１２００Ｖ、６５０Ｖといった比較的低圧の半導体素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４を使用可能となることを意味している。また第２のコンデンサＣ２の端子電圧Ｖｄｃも半導体素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４に準じた電圧となるため、直流コンデンサＣ２も電力系統電圧と比較して低圧のコンデンサを使用可能となることを意味している。

図１及び図３では、電力変換装置を構成する各部の仕様、機能について一例をあげて説明したが、これらの仕様、機能は、以下のようなものであればよく、これにより以下に示すところの効果を発揮することが可能である。

まずフルブリッジ型のＬＬＣ共振コンバータ１は、１０００Ｖ以下の直流電圧であるため、第１のインバータ部Ｉｎ１としては高周波駆動に適したＭＯＳ−ＦＥＴを適用することを想定している。第１のインバータ部Ｉｎ１の半導体素子のスイッチング周波数は、数十ｋＨｚから数百ｋＨｚを想定している。使用するＭＯＳ−ＦＥＴには高耐圧・高周波スイッチングに適したＳｉＣ ＭＯＳ−ＦＥＴを適用しても構わないし、その他同様の機能を有するものであればよい。

ＬＬＣ共振コンバータ１の２次側の整流器部Ｒは、ダイオードによる平滑を想定している。Ｓｉ型のダイオードの他に、導通損失を低減させるためにＳｉ型のショットキーバリアダイオードやＳｉＣショットキーバリアダイオードを適用しても構わないし、ＳｉＣ ＭＯＳ−ＦＥＴを同期させて使用することで損失低減させても構わないし、その他同様の機能を有するものであればよい。

ＬＬＣトランス３は、電力系統電圧との絶縁機能を有し、トランス１次巻線側について第１のリアクトル３１、一次巻線としての第２のリアクトル３２、コンデンサ３３を直列配置することから、このように呼称された絶縁変圧器である。またこれら回路部品のうち、第１のリアクトル３１はリーケージインダクタンスＬｒを規定し、一次巻線としての第２のリアクトル３２は高周波トランスの励磁インダクタンスＬｍを規定し、コンデンサ３３は共振コンデンサ容量Ｃｒを規定している。ＬＬＣ共振トランス３は、ＬＬＣ共振とするために、高周波トランスの励磁インダクタンスＬｍに共振対応させたリーケージインダクタンスＬｒと共振コンデンサ容量Ｃｒとが接続される構成である。なお、リーケージインダクタンスＬｒは高周波トランス内の漏れ磁束の定数の調整が可能となる構造として高周波トランス内で一体化しても構わない。共振コンデンサ容量Ｃｒはフィルムコンデンサを使用することを想定しているが、同様の機能を有するものであればよい。

図４は、図１において第２のインバータ部Ｉｎ２の半導体素子をＭＯＳ−ＦＥＴからＩＧＢＴに置換したことを示す図である。第２のインバータ部Ｉｎ２は、ＬＬＣ共振コンバータ１の駆動周波数と比較して、直列多重ＰＷＭのスイッチング周波数が全体で数ｋＨｚ以下と低いため、図４のようにＩＧＢＴを適用してもよい。

また図３の３相電力系統への適用に際し、以下のようにすることもできる。図３における直列多重構成は、相あたりで単相インバータ２は８段から６段程度の直列数を想定している。図３では単相インバータ２の段数を少なくするため、Ｙ結線の構成を想定しているが、Δ結線の構成でも実現可能である。Ｙ結線の場合は、線間電圧６．６ｋＶに対して相電圧は１／√３となり、相全体の直流電圧は√２倍が基準となるため、８段の場合の第２のコンデンサＣ２の端子電圧Ｖｄｃは６００〜７００Ｖ程度となる。この結果、単相インバータ２に１２００ＶのＭＯＳ―ＦＥＴが使用可能な電圧となり、低圧素子で高圧出力を実現可能である。ＬＬＣ共振コンバータ１が対地電圧に対して１０００Ｖ以下なのに対して、単相インバータ２はフローティング接続となるため、ＬＬＣトランス３が電力系統の６．６ｋＶに対応した絶縁機能を有することを想定している。以上のような直列マルチレベル構成とすることで、出力電圧が６．６ｋＶ以外の場合にも段数とＬＬＣトランス３の絶縁を場合により変更するだけで柔軟に対応可能な構成が実現できる。

さらに制御回路用電源トランス４の仕様、機能について、これらの仕様、機能は、以下のようなものであればよく、これにより以下に示すところの効果を発揮することが可能である。

図１に示す制御回路用電源トランス４は、ＬＬＣトランス３の２次側に接続する構成であり、ＬＬＣ制御によって数十〜数百ｋＨｚで駆動されることで１次側数百Ｖを２次側数十〜数Ｖに変換可能である。

ここで制御電源１３に必要な電力は、単相インバータ２の１００％出力に対して１％未満であるため、制御回路用電源トランス４の励磁インダクタンスはＬＬＣトランス３に対して十分に大きな値にすることを想定している。例えばＬＬＣトランス３の励磁インダクタンスＬｍが数百μＨであるのに対して、制御回路用電源トランス４の励磁インダクタンスは数百ｍＨ以上の値となるように設定することを想定しているがこれに限るものではない。

駆動電圧の詳細は後述するが、ＬＬＣ制御によって制御回路用電源トランス４は駆動されるため、電圧変換を制御するコントローラは不要となる。

電力系統との絶縁は前述の通りＬＬＣトランス３が確保するため、制御回路用電源トランス４は第２のコンデンサＣ２の端子電圧Ｖｄｃ以上となる数百Ｖ程度の絶縁機能に低減可能となる。

制御回路用電源トランス４の２次側は多出力構成を想定しており、半導体素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のゲート用の電源回路１７ａ、１７ｂ、１７ｃ、１７ｄと、ゲートを制御するためのコントローラ（マイコン等）にそれぞれ絶縁出力可能となる。半導体素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のゲートには電圧安定化回路（リニアレギュレータ等）と駆動用のフォトＭＯＳがあり、コントローラがフォトＭＯＳの発光ダイオードを駆動することで制御することを想定した構成である。各出力に必要な電力は数十〜数百ｍＷ程度を想定しているがそれに限るものではない。

以上の想定する構成から、制御回路用電源トランス４にはパルストランスを使用することを想定しているが、同様の機能を有するものであれば上記構成に限定されるものではない。

図５に図１の制御回路用電源トランス４を分割して直列に分散配置した構成を示す。図１では、一次巻線と二次巻線を１：ｎに構成していたが、図５では、ＬＬＣトランス３の２次側に、制御回路用電源トランス４として、ｎ＝５個の制御回路用電源トランス４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ、４ｅを直列に接続したものである。この接続形式は、制御回路用電源トランス４を電源回路１７ａ、１７ｂ、１７ｃ、１７ｄごとに分割して直列に分散配置したものであり、分散配置での小型化が可能となる場合に適用することを想定している。

図６は、図１の制御回路用電源トランス４を分割して並列に分散配置した構成を示す図である。図５の例では制御回路用電源トランス４を電源回路１７ａ、１７ｂ、１７ｃ、１７ｄ、１７ｅごとに分割（４２ａ、４２ｂ、４２ｃ、４２ｄ、４２ｅ）して直列に分散配置直列接続することを想定しているが、励磁インダクタンスを高くするためには、図６に示すように制御回路用電源トランス４を電源回路１７ａ、１７ｂ、１７ｃ、１７ｄ、１７ｅごとに分割（４２ａ、４２ｂ、４２ｃ、４２ｄ、４２ｅ）して並列接続としても良い。

図１に例示する本発明の電力変換装置においては、ＬＬＣ共振コンバータ１内にＬＬＣトランス３を採用している。実施例２においてはＬＬＣトランス３を含むＬＬＣ共振コンバータ１に特有の制御方法とその効果について説明する。

本発明のＬＬＣ共振コンバータ１内の第１のインバータ部Ｉｎ１の制御では、ＰＷＭではなく、デッドタイムを付与したＤｕｔｙ５０％の周波数制御を実施する。この場合、第１のインバータ部Ｉｎ１について前述した、高周波トランスの励磁インダクタンスＬｍ、リーケージインダクタンスＬｒ、共振コンデンサ容量Ｃｒの値にて共振周波数が決まり、共振周波数は数十〜数百ｋＨｚに設定することを想定している。

なおＬＬＣ共振コンバータ１の制御は、フルブリッジ型の第１のインバータ部Ｉｎ１を構成する４組の半導体素子のオン、オフを制御する制御回路により実行される。制御回路自体は通常よく行われる回路構成のものであり、具体的な回路構成を省略するが、要するに以下のように半導体素子を制御する。

例えばフルブリッジ型の４組の半導体素子のうち、図１の右上と左下の半導体素子を第１の組、右下と左上の半導体素子を第２の組としたときに、第１の組をＯＮ、第２の組をＯＦＦとする第１の導通状態と、第２の組をＯＮ、第１の組をＯＦＦとする第２の導通状態を交互に形成するように制御し、第１の導通状態から第２の導通状態を経て再度第１の導通状態に達するまでの期間を一周期とする駆動周波数によりＯＮ、ＯＦＦ制御を行うものである。

図７、図８、図９により、ＬＬＣ共振周波数、駆動周波数の大小関係と、第１のインバータ部Ｉｎ１の電圧、電流波形の関係を説明する。これらの図において横軸は時間、縦軸は１周期間における電圧、電流の大きさを示している。

図７に、ＬＬＣ共振周波数が駆動周波数と等しい時の電圧、電流波形を示す。この場合には、前記したフルブリッジ型の第１のインバータ部Ｉｎ１を構成する４組の半導体素子のオン、オフを制御する制御回路により駆動周波数が制御されており、かつ駆動周波数は高周波トランスであるＬＬＣトランス３の励磁インダクタンスＬｍ、リーケージインダクタンスＬｒ、共振コンデンサ容量Ｃｒの値にて定まる共振周波数と一致している。

ＬＬＣ共振周波数が駆動周波数と等しい状態では、ＬＬＣトランス３の１次側電流ＩＴｉｎの波形を図示しているように、半導体素子であるＭＯＳ−ＦＥＴのＯＮ時には、ＭＯＳ−ＦＥＴを流れる電流はＭＯＳ−ＦＥＴのボディダイオードを通して逆方向に流れるため、ＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）となり、ＯＮ時のスイッチング損失は発生しない。ＭＯＳ−ＦＥＴのＯＦＦ時には、ＭＯＳ−ＦＥＴを流れる電流はピークアウトして十分に低く抑えられ、ＯＦＦ時のスイッチング損失も小さくなるため、ＬＬＣ共振制御によって高効率なスイッチングが実現でき、パワーデバイスの冷却器の小型化が実現できる。

ＬＬＣ制御によりＬＬＣ共振周波数が駆動周波数と等しく制御された時、ＬＬＣトランス３の２次側の電圧はＶＴｏｕｔのようであり、要するに矩形状の電圧出力が得られる。したがって、制御回路用電源トランス４には矩形波電圧が入力される。このため、制御回路用電源トランス４の２次側出力には、第２のコンデンサＣ２の端子電圧Ｖｄｃに対して巻数比に応じた電圧が出力されるため、ＬＬＣ共振コンバータ１と同様に電圧変動は無く、直流リアクトルも不要である。

図８に、駆動周波数をＬＬＣ共振周波数よりも低下させて、昇圧動作となった時の電圧、電流波形を示す。

駆動周波数をＬＬＣ共振周波数よりも低下させた状態では、ＬＬＣトランス３の１次側電流ＩＴｉｎの波形を図示しているように、ＭＯＳ−ＦＥＴのＯＮ時にはＭＯＳ−ＦＥＴを流れる電流はＭＯＳ−ＦＥＴのボディダイオードを通して逆方向に流れるため、ＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）となりＯＮ時のスイッチング損失は発生しない。ＯＦＦ時にはＭＯＳ−ＦＥＴを流れる電流はピークアウト後に十分に低く横ばいの値に抑えられるため、ＯＦＦ時のスイッチング損失は共振周波数駆動と同様に小さくなる。

ＬＬＣ制御によりＬＬＣ共振周波数が駆動周波数よりも高く制御された時、ＬＬＣトランス３の２次側の電圧はＶＴｏｕｔのような矩形波電圧となる。この矩形波電圧は、制御回路用電源トランス４に対しては、立ち上がり、立下りで少し遅れがでる波形であるが、基本的には矩形波が入力される。このため、制御回路用電源トランス４の２次側出力には、第２のコンデンサＣ２の端子電圧Ｖｄｃに対して巻数比に応じた電圧が出力されるため、ＬＬＣ共振コンバータ１と同様に電圧変動は無く、直流リアクトルも不要である。

図９に、駆動周波数をＬＬＣ共振周波数よりも上昇させて、降圧動作となった時の電圧、電流波形を示す。

駆動周波数をＬＬＣ共振周波数よりも上昇させた状態では、ＬＬＣトランス３の１次側電流ＩＴｉｎの波形を図示しているように、ＭＯＳ−ＦＥＴのＯＮ時にはＭＯＳ−ＦＥＴを流れる電流はＭＯＳ−ＦＥＴのボディダイオードを通して逆方向に流れるため、ＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）となりＯＮ時のスイッチング損失は発生しない。ＯＦＦ時にはＭＯＳ−ＦＥＴを流れる電流は低下しない状態での遮断となるため、ＯＦＦ時のスイッチング損失は大きくなる。ただし、ＰＣＳでの制御動作の場合は、降圧制御となる電圧範囲を制限することで効率の低下を最小限とすることができる。

ＬＬＣ制御により駆動周波数をＬＬＣ共振周波数よりも上昇させた時、ＬＬＣトランス３の２次側の電圧はＶＴｏｕｔのようであり、要するに矩形状の電圧出力が得られる。したがって、制御回路用電源トランス４には矩形波電圧が入力される。このため、制御回路用電源トランス４の２次側出力には、第２のコンデンサＣ２の端子電圧Ｖｄｃに対して巻数比に応じた電圧が出力されるため、ＬＬＣ共振コンバータ１と同様に電圧変動は無く、直流リアクトルも不要である。

上記したＬＬＣ制御における３種の運転態様（ＬＬＣ共振周波数＝駆動周波数、ＬＬＣ共振周波数＞駆動周波数、ＬＬＣ共振周波数＜駆動周波数）は、電力変換装置の実運用場面で適宜選択実行される。

例えば図１の電力変換装置の直流入力を太陽光発電から得るシステム構成とした場合には、天候の具合に応じて図１２のように切替運用されるのがよい。図１２は、太陽光発電に適用した場合のＬＬＣ制御の態様事例を示す図である。

図１２には、太陽光発電による入力電圧Ｖｉｎに対する、第２のコンデンサＣ２の端子電圧Ｖｄｃ、太陽光発電出力、駆動周波数の関係を示している。

図１２において中段の太陽光発電による入力電圧Ｖｉｎと太陽光発電出力の関係についてみると、太陽光発電による入力電圧Ｖｉｎ及び太陽光発電出力は、天候（晴天、曇天）により大きさが可変である。実施例２の運用においては、ＰＣＳに入力される電圧（すなわち太陽光発電による入力電圧Ｖｉｎ）の範囲を、第１領域Ｄ１、第２領域Ｄ２、第３領域Ｄ３に区分する。

入力電圧Ｖｉｎが第１の閾値Ｖｉｎ１より低い第１領域Ｄ１では、ＬＬＣ制御により駆動周波数をＬＬＣ共振周波数よりも低くして、第２のコンデンサＣ２の端子電圧Ｖｄｃが下限値以下にならないように昇圧制御を実施する。入力電圧Ｖｉｎが第２の閾値Ｖｉｎ２より高い第３領域Ｄ３では、ＬＬＣ制御により駆動周波数をＬＬＣ共振周波数よりも高くして、第２のコンデンサＣ２の端子電圧Ｖｄｃが上限値以上にならないように降圧制御を実施する。第１の閾値Ｖｉｎ１と第２の閾値Ｖｉｎ２の中間の第２領域Ｄ２では、ＬＬＣ制御により駆動周波数をＬＬＣ共振周波数に等しくし、一定にすることで、高効率運用を可能とする。

なお、領域の設定は第２のコンデンサＣ２の端子電圧Ｖｄｃの上下限により定めればよいがこの場合、上限領域を定める第２の閾値Ｖｉｎ２については通常の晴天時の最大出力点電圧以上とするのがよい。このようにすることで、第３領域の降圧動作となる確率が低下する。

本ＬＬＣ制御によるＬＬＣトランス３の２次側の電圧はＶＴｏｕｔとなる。制御回路用電源トランス４には矩形波が入力されるため、２次側出力には第２のコンデンサＣ２の端子電圧Ｖｄｃに対して巻数比に応じた電圧が出力されるため、ＬＬＣコンバータ同様に電圧変動は無く、直流リアクトルも不要である。

以上の３つの動作において負荷を変更してもＶＴｏｕｔは矩形波であるため、負荷によらず第２のコンデンサＣ２の端子電圧Ｖｄｃの巻数比で制御用電圧を生成することが可能となる。

以上の理由により、制御回路用電源トランス４をＬＬＣトランス３の２次側に接続することで、絶縁耐圧低下、電圧変換駆動制御不要、負荷による電圧変動の抑制、高周波化によるトランス小型化を全て満たすことが可能となり、電源装置全体での小型・軽量化が可能となる。

図１０に実施例３に係る電力変換装置の構成を示す。実施例３の構成は、ＬＬＣ共振コンバータ１の整流器部Ｒを構成する半導体素子を半分にした構成である。１次側のＬＬＣトランス３に入力される電圧幅は図１のフルブリッジ型構成の１／２となるが、ＬＬＣトランス３の巻き数比にて同様に調整可能である。

実施例３の制御方法は、ＬＬＣ共振コンバータ１の制御により行い、デッドタイムを付与したＤｕｔｙ５０％の周波数制御である。前述した励磁インダクタンスＬｍ、リーケージインダクタンスＬｒ、共振コンデンサ容量Ｃｒの値にて共振周波数は決まり、数十〜数百ｋＨｚに設定することを想定している。

実施例３においても電圧を変化させた場合の波形は図７、図８、図９と同様であり、負荷を変更してもＶＴｏｕｔは矩形波であるため、負荷によらず第２のコンデンサＣ２の端子電圧Ｖｄｃの巻数比で制御用電圧を生成することが可能となる。

図１１に実施例４に係る電力変換装置の構成を示す。実施例４の構成においては、１段構成で三相出力へ連系し、モータやポンプを出力駆動するシステムを想定している。

制御回路用電源トランス３の出力は三相の駆動に合わせて、半導体素子駆動用に６つ、制御コントローラ用の１つと合計７つを想定しているが、同様の機能を有する構成ならば個数にはこだわらない。

実施例４の制御方法は、ＬＬＣ共振コンバータ１の制御により行い、デッドタイムを付与したＤｕｔｙ５０％の周波数制御である。前述した励磁インダクタンスＬｍ、リーケージインダクタンスＬｒ、共振コンデンサ容量Ｃｒの値にて共振周波数は決まり、数十〜数百ｋＨｚに設定することを想定している。

実施例４においても電圧を変化させた場合の波形は図７、図８、図９と同様であり、負荷を変更してもＶＴｏｕｔは矩形波であるため、負荷によらず第２のコンデンサＣ２の端子電圧Ｖｄｃの巻数比で制御用電圧を生成することが可能となる。

以上、４つの実施例を挙げて説明したが、用途に応じて実施例に記述した内容を組み合わせて使用してもよいことは言うまでもない。

１：ＬＬＣ共振コンバータ
２：単相インバータ
３：ＬＬＣトランス
４、４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ、４ｅ：制御回路用電源トランス
１１：主回路インバータ
１２：多重トランス
１３：制御回路
１４：直流リアクトル
１５：単相トランス
１６、１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄ、１６ｅ：単相ブリッジ整流回路
１７、１７ａ、１７ｂ、１７ｃ、１７ｄ、１７ｅ：電源回路
３１：第１のリアクトル
３２：一次巻線
３３：コンデンサ
３４：二次巻線
４１：一次巻線
４２ａ、４２ｂ、４２ｃ、４２ｄ、４２ｅ：二次巻線
１００：主回路
Ｒ：整流器部
Ｃ、Ｃ１、Ｃ２：コンデンサ
Ｉｎ、Ｉｎ１、Ｉｎ２：インバータ部
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４：半導体素子
Ｔｉ：入力端子
Ｔｏ：出力端子

Claims (9)

1. 直流入力を得て高周波出力を与える第１のインバータ部と、該第１のインバータ部の高周波出力を電圧変換するＬＬＣトランスと、該ＬＬＣトランスの出力を直流変換する整流器部と、該整流器部の直流出力を交流に変換する第２のインバータ部と、前記ＬＬＣトランスの二次回路に並列に接続された制御回路用電源トランスを介して、前記第２のインバータ部を構成する半導体素子のゲート電力を得る制御回路から成ることを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
   前記ＬＬＣトランスは、その一次回路が第１のリアクトル、一次巻線としての第２のリアクトル、コンデンサを直列配置されていることを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１または請求項２に記載の電力変換装置であって、
   前記制御回路用電源トランスは、前記ＬＬＣトランスの二次回路に並列に接続された１つの一次巻線と、該一次巻線に電磁結合された複数の二次巻線を含み、各二次巻線の出力から前記第２のインバータ部を構成する各半導体素子のゲート電力を得ることを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１または請求項２に記載の電力変換装置であって、
   前記制御回路用電源トランスは、前記ＬＬＣトランスの二次回路に並列に、直列接続された複数の一次巻線と、該それぞれの一次巻線に電磁結合された複数の二次巻線を含み、各二次巻線の出力から前記第２のインバータ部を構成する各半導体素子のゲート電力を得ることを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項１または請求項２に記載の電力変換装置であって、
   前記制御回路用電源トランスは、前記ＬＬＣトランスの二次回路に並列に、並列接続された複数の一次巻線と、該それぞれの一次巻線に電磁結合された複数の二次巻線を含み、各二次巻線の出力から前記第２のインバータ部を構成する各半導体素子のゲート電力を得ることを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置を用いた電源装置であって、
   前記第２のインバータ部の出力回路を相ごとに複数直列接続して、多相の交流出力とすることを特徴とする電源装置。
7. 請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置を用いた電源装置であって、
   前記第２のインバータ部の出力回路は、多相の交流出力を与えるとすることを特徴とする電源装置。
8. 請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置、あるいは請求項６または請求項７に記載の電源装置のための制御方法であって、
   前記ＬＬＣトランスにおける共振周波数と、前記第１のインバータ部における駆動周波数について、前記駆動周波数と前記共振周波数が等しい運転態様と、前記駆動周波数が前記共振周波数よりも高い運転態様と、前記駆動周波数が前記共振周波数よりも低い運転態様とを切り替えて、前記第１のインバータ部を制御することを特徴とする制御方法。
9. 請求項８に記載の制御方法であって、
   前記第１のインバータ部の入力電圧が第１の電圧よりも低い領域では前記駆動周波数が前記共振周波数よりも低い運転態様とし、前記第１のインバータ部の入力電圧が第２の電圧よりも高い領域では前記駆動周波数が前記共振周波数よりも高い運転態様とし、前記第１のインバータ部の入力電圧が前記第１の電圧より高く、前記第２の電圧より低い領域では前記駆動周波数を前記共振周波数と同じにする運転態様に制御することを特徴とする制御方法。

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