JP2005073362A - 電力変換装置、モータドライブ装置、ｂｔｂシステムおよび系統連系インバータシステム - Google Patents

電力変換装置、モータドライブ装置、ｂｔｂシステムおよび系統連系インバータシステム Download PDF

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Abstract

【課題】 トランスレスで交流系統に直結することができ、小型軽量で製造安価であり、回生動作が可能な双方向の電力変換装置、この電力変換装置を備えるモータドライブ装置ならびにこの電力変換装置からなるＢＴＢシステムおよび系統連系インバータシステムを実現する。
【解決手段】 電力変換装置１は、単相交流および直流相互間の変換をする第１の交直変換器１１と、第１の交直変換器１１の直流側に接続され、単相交流および直流相互間の変換をする第２の交直変換器１２と、単相交流および直流相互間の変換をする第３の交直変換器１３と、第２の交直変換器１２の交流側と第３の交直変換器１３の交流側との間に接続される高周波変圧器１４と、を備えるコンバータセル２０を備える。電力変換器１が交流入力かつ交流出力である場合は、第３の交直変換器１３の直流側に接続され、単相交流および直流相互間の変換をする第４の交直変換器１４をさらに備える。
【選択図】 図１

Description

本発明は、交流入力かつ交流出力の双方向の電力変換装置、この電力変換装置を備えるモータドライブ装置、および、この電力変換装置からなるＢＴＢシステム、ならびに、交流および直流相互間を変換する双方向の電力変換装置、この電力変換装置を備えるモータドライブ装置、および、この電力変換装置からなる系統連系インバータシステムに関する。
配電系統において、複数の電力変換器からなる電力設備の一例として、ＢＴＢ（Back-To-Back）システムや系統連系インバータシステムがある。このうちＢＴＢシステムは、半導体スイッチを用いた電力変換器が２つ背合わせ（Back-To-Back）に接続された装置であり、交流を直流に一旦変換した後、再度交流に変換する機能を有する。ＢＴＢシステムは、同一周波数の交流系統を連系する系統間連系設備や、異なる周波数の交流系統を連系する周波数変換設備等に利用されている。
またＢＴＢシステムは、交流電動機のドライブ装置としても利用されており、これにより交流電動機の可変速制御および回生動作が可能となる。
図１１は、一般的な配電系統用ＢＴＢシステムの主回路図である。
この図では、５０／６０Ｈｚ、６．６ｋＶの交流電圧を商用周波変圧器５３で降圧し、２台の２レベルもしくは３レベル電圧形ＰＷＭ変換器５１および５２をＢＴＢ（Back-To-Back）に接続した双方向電力変換装置５０が示されている。交流系統との接続に商用周波変圧器５３を介するのは、交流電圧の降圧および／または昇圧、ならびに、交流系統と電力変換装置との電気的な絶縁のためである。
一方、電力変換器を起因とする高調波電圧を低減するために、さまざまなマルチレベル変換器も提案されている（例えば、特許文献１参照）。
図１２は、従来例による高圧ダイレクトドライブシステムの主回路図である。
この図では、特許文献１に記載された高圧ダイレクトドライブシステム６０が示されており、これは、交流電動機６４の可変速ドライブシステムである。図示のように、多巻線変圧器（５０／６０Ｈｚ）（参照番号６３）の二次絶縁巻線に、ダイオード整流器６１およびインバータ６２のセットを複数組接続する。そして、複数のインバータ６２の交流出力側は直列接続される。その結果、インバータ６２の直列接続数を増加させれば、高圧出力を容易に得ることができる。また、この交流出力電圧はマルチレベル波形となり、２レベルインバータと比較して高調波電圧を大幅に低減することができる。
米国特許第５６２５５４５号明細書
上述のＢＴＢシステムについては、交流系統と電力変換回路との間で電気的な絶縁をとるために、交流系統と電力変換回路との間に商用周波変圧器を設置する必要がある。しかし、商用周波変圧器は大型で重量があり、その結果、システム全体が大型で重量のあるものとなってしまう。これに対し、商用周波変圧器を用いずにトランスレスで交流系統に直結した場合には、各相の連系リアクトルやフィーダインピーダンスに不平衡が存在すると、零相電流の基本波成分がフィーダ間を循環し、地絡保護リレーの誤動作を引き起こす危険性がある。
また、上述の高圧ダイレクトドライブシステムについては、多巻線変圧器は、その巻線構造は極めて複雑であり、非常に高価である。システム全体に占める多巻線変圧器の体積および重量の割合も大きい。さらには、主回路構成からも明らかなように、交流電動機の減速時における回転エネルギーを電源へ回生することができない。
また、変換器を複数備えてなるシステムは、接続する電力変換器の個数が増加するほどスイッチング素子の個数が増加し、その結果、スイッチング素子の損失も増加してしまい、変換効率が下がるという問題がある。
従って本発明の第１の目的は、上記問題に鑑み、トランスレスで交流系統に直結することができ、小型軽量で、製造安価であり、かつ、回生動作が可能な、交流入力かつ交流出力の双方向の電力変換装置、この電力変換器を備えるモータドライブ装置および、この電力変換器からなるＢＴＢシステムを提供することにある。
また、本発明の第２の目的は、上記問題に鑑み、トランスレスで交流系統に直結することができ、小型軽量で、製造安価である双方向の電力変換装置、この電力変換器を備えるモータドライブ装置および、この電力変換器からなる系統連系インバータシステムを提供することにある。
上記目的を実現するために、本発明においては、複数の交直変換器と、高周波変圧器とを用いて電力変換装置を構成する。
図１は、本発明の第１の態様による電力変換装置におけるコンバータセルの概略的な回路図である。以降、異なる図面において同じ参照番号が付されたものは同じ構成要素であることを意味するものとする。
交流入力かつ交流出力の双方向の電力変換装置１は、単相交流および直流相互間の変換をする第１の交直変換器１１と、第１の交直変換器１１の直流側に接続され、単相交流および直流相互間の変換をする第２の交直変換器１２と、単相交流および直流相互間の変換をする第３の交直変換器１３と、第３の交直変換器１３の直流側に接続され、単相交流および直流相互間の変換をする第４の交直変換器１４と、第２の交直変換器１２の交流側と第３の交直変換器１３の交流側との間に接続される高周波変圧器１５と、を備えるコンバータセル２０を備える。
図２は、本発明の第１の態様において複数のコンバータセルを備える電力変換装置の概略的な回路図である。
図示のように、本発明の第１の態様において、複数のコンバータセル２０−１、２０−２、…、２０−Ｎ（ただし、Ｎは２以上の自然数）を備える電力変換装置１は、複数のコンバータセル２０−１、２０−２、…、２０−Ｎの各第１の交直変換器１１の交流側どうしが直列接続され、かつ、この複数のコンバータセルの各第４の交直変換器１４の交流側どうしが直列接続される。直列接続するコンバータセルの段数が増加するほど、交流電圧は多レベル（マルチレベル）化される。各コンバータセル２０−１、２０−２、…、２０−Ｎの回路構成は、図１を参照して説明したとおりである。
図３は、本発明の第２の態様において、直流側が直列接続された複数のコンバータセルを備える電力変換装置の概略的な回路図である。
図示のように、本発明の第２の態様によれば、交流および直流相互間を変換する双方向の電力変換装置１は、単相交流および直流相互間の変換をする第１の交直変換器１１と、第１の交直変換器１１の直流側に接続され、単相交流および直流相互間の変換をする第２の交直変換器１２と、単相交流および直流相互間の変換をする第３の交直変換器１３と、第２の交直変換器１２の交流側と第３の交直変換器１３の交流側との間に接続される高周波変圧器１４と、を備えるコンバータセル２０を備える。
そして、複数のコンバータセル２０−１、２０−２、…、２０−Ｎ（ただし、Ｎは２以上の自然数）を備える電力変換装置１は、複数のコンバータセル２０−１、２０−２、…、２０−Ｎの各第１の交直変換器１１の交流側どうしが直列接続され、かつ、この複数のコンバータセルの各第３の交直変換器１３の直流側どうしが直列接続される。
図４は、本発明の第２の態様において、直流側が並列接続された複数のコンバータセルを備える電力変換装置の概略的な回路図である。
図示のように、本発明の第３によれば、交流および直流相互間を変換する双方向の電力変換装置１は、単相交流および直流相互間の変換をする第１の交直変換器１１と、第１の交直変換器１１の直流側に接続され、単相交流および直流相互間の変換をする第２の交直変換器１２と、単相交流および直流相互間の変換をする第３の交直変換器１３と、第２の交直変換器１２の交流側と第３の交直変換器１３の交流側との間に接続される高周波変圧器１４と、を備えるコンバータセル２０を備える。
そして、複数のコンバータセル２０−１、２０−２、…、２０−Ｎ（ただし、Ｎは２以上の自然数）を備える電力変換装置１は、複数のコンバータセル２０−１、２０−２、…、２０−Ｎの各第１の交直変換器１１の交流側どうしが直列接続され、かつ、この複数のコンバータセルの各第３の交直変換器１３の直流側どうしが並列接続される。
図５は、本発明の第１の態様による電力変換装置が三相交流電源系統に接続される場合の概略的な回路図である。
図中、三相交流電源系統の各相を、ｕ、ｖおよびｗで表し、これら各相のリアクタンス成分をリアクトルｌで示す。本発明の第１の態様による電力変換装置１が三相交流電源系統に接続される場合には、電力変換装置１は、三相交流電源系統に対して各相ごとに直結される。なお、図５ではｕ相に接続された電力変換装置１のみ示している。しかし、ｖ相およびｗ相についても同様であり、ここでは、図面を簡明なものにするためにこれらを省略する。
上述のように、１つの電力変換器１内に含まれる複数のコンバータセル２０−１、２０−２、…、２０−Ｎは、各第１の交直変換器１１の交流側どうしが直列接続され、かつ、この複数のコンバータセルの各第４の交直変換器１４の交流側どうしが直列接続される。このうち、電力変換器１と外部回路との接続点となる端子を有するコンバータセルは、図５においてはコンバータセル２０−１および２０−Ｎとなるが、コンバータセル２０−１の外部回路との接続端子は交流電源系統に接続され、コンバータセル２０−Ｎの外部回路との接続端子は他の相とスター結線される。なお、図５では電力変換装置１の交流側はスター結線であるが、デルタ結線でもよい。
本発明の第２の態様において、直流側が直列接続された複数のコンバータセルを備える電力変換装置が三相交流電源系統と直流系統との間に接続される場合も、図５の回路と同様である。
図６は、本発明の第２の態様において、直流側が並列接続された複数のコンバータセルを備える電力変換装置が三相交流電源系統と直流系統との間に接続される場合の概略的な回路図である。
この場合、本発明の第２の態様による電力変換装置１は、各コンバータセル２０−１、２０−２、…、２０−Ｎの交流側が三相交流電源系統に対して各相ごとに直結される。一方、各コンバータセル２０−１、２０−２、…、２０−Ｎの直流側は並列接続されて、直流系統に接続される。なお、図６ではｕ相に接続された電力変換装置１のみ示している。しかし、ｖ相およびｗ相についても同様であり、ここでは、図面を簡明なものにするためにこれらを省略する。
以上説明した各交直変換器は、エネルギーバンド幅の広い半導体を用いたスイッチング素子を有するのが好ましい。このスイッチング素子の例としてはワイドギャップ半導体(Wide-energy-gap semiconductor)がある。
本発明の第１および第２の態様による電力変換器を、交流電動機を可変速制御するためのモータドライブ装置として用いることができる。
また、本発明の第１の態様による電力変換器を、ＢＴＢシステムとして用いることもできる。
また、本発明の第２の態様による電力変換器を、直流系統と交流系統とを連系する系統連系インバータシステムとして用いることもできる。
本発明の第１の態様によれば、交流入力かつ交流出力の双方向の電力変換装置をトランスレスで交流系統に直結することができ、製造安価であり、装置全体を小型軽量化することができる。パワーフローは双方向であり、電力回生が可能である。
本発明の第２の態様によれば、交流および直流相互間を変換する双方向の電力変換装置をトランスレスで交流系統に直結することができ、製造安価であり、装置全体を小型軽量化することができる。パワーフローは双方向であり、電力回生が可能である。
本発明においては、系統電源もしくは負荷側と電力変換装置との間の電気的絶縁は、従来のような電力変換装置と系統電源との間に設けられた商用周波変圧器ではなく、電力変換装置内に備えられた高周波変圧器によって実現される。高周波変圧器は、商用周波変圧器に比べて小型軽量であるので、本発明による電力変換装置は小型化、軽量化される。
また、本発明において、電力変換装置内に備えられた交直変換器のスイッチング素子に、超低損失スイッチング素子を用いれば冷却装置や放熱フィンをさらに小型化できる。
本発明によれば、電力変換装置内において直列接続されるコンバータセルの個数が増加するほど、交流電圧の波形レベル数は増加する。すなわち、本発明においては、コンバータセルを複数個直列接続すれば、高調波の少ない良好な交流電圧波形を得ることができるので、電力変換装置内のスイッチング素子のスイッチングリプルは系統連系用リアクトルのみで完全に抑制することができ、新たにスイッチングリプル抑制用パッシブフィルタを設ける必要はない。
本発明の第１の態様による電力変換器はＢＴＢシステムとして用いることができ、本発明の第２の態様による電力変換器は系統連系インバータシステムとして用いることができる。
また、本発明による電力変換器の一端に交流電動機を接続すれば、交流電動機を可変速制御することも可能であるのでモータドライブ装置としても活用することができる。この場合、高調波対策やＥＭＩ対策を特に必要としないので、環境にやさしいモータドライブ装置を提供することができる。
本発明の実施例として、上述の本発明の第１の態様に関して説明するが、第２の態様についても同様に実施できる。
図７は、本発明の実施例による電力変換装置の一部を示す主回路図である。
電力変換装置１は、一相あたり、Ｎ個のコンバータセルの交流側を直列接続した主回路構成を有する。なお、図面を簡明なものにするために、図７では、コンバータセル２０−１およびこれに直列接続されるコンバータセル２０−２のみについて示している。
本実施例では、第１〜第４の交直変換器１１〜１４を単相電圧形ＰＷＭ変換器で実現する。第２の交直変換器１２の交流側と第３の交直変換器１３の交流側との間には高周波変圧器１５が接続される。なお、第１の交直変換器１１および第２の交直変換器１２の直流側と、第３の交直変換器１３および第４の交直変換器１４の直流側には平滑コンデンサが設けられる。
各交直変換器に備えられるスイッチング素子は、エネルギーバンド幅の広い半導体からなるのが好ましい。すなわち、現在主流のＳｉ（シリコン）に比べて低損失の半導体であり、好ましくは、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）、ＧａＮ（窒化ガリウム）もしくはダイヤモンドなどのワイドギャップ半導体である。ワイドギャップ半導体は、禁制帯と伝導帯との間のエネルギーバンド幅が広く、Ｓｉの場合の約３倍である。なお、Ｓｉであっても、最新の低損失・高スイッチング素子を使用すれば、本発明に十分適用可能である。
なお、図７では、各交直変換器に備えられるスイッチング素子をＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)の記号を用いているが、本実施例では、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴやＳｉＣ−ＪＦＥＴなどのような、超低損失および高速スイッチング特性を有するスイッチング素子（パワーデバイス）を用いてもよい。
ＳｉＣは、Ｓｉに比べ、絶縁破壊強度が約１０倍、飽和電子速度が約２倍、熱伝導度が約３倍という優れた物性値を有し、スイッチング素子として用いた場合の性能計数はＳｉのそれと比べて２桁以上も大きい。このため、ＳｉＣを用いたスイッチング素子は、現在主流のＳｉを用いたスイッチング素子に比べて、オン抵抗を約１／２００にすることができるので、超低損失、高速スイッチングおよび高耐圧のＭＯＳＦＥＴやＪＦＥＴ（ＳＩＴ）、ショットキーバリアダイオードを実現できる。
また、ＧａＮ−ＨＥＭＴ(High Electron Mobility Transistor)では、耐圧が１３００Ｖのものが既に開発されており、このオン抵抗は１．７ｍΩｃｍ2（オン電圧は０．１７Ｖ ａｔ １００Ａ／ｃｍ2）である。これは、１２００Ｖ耐圧のＳｉ−ＩＧＢＴと比べるとオン電圧は１／１０以下となるので、本発明に適したスイッチング素子の１つであるといえる。
上述のような超低損失スイッチング素子は、導通損失やスイッチング損失が現状のＳｉを用いたスイッチング素子の１／１０以下であり、従って、超低損失スイッチング素子を用いれば冷却装置や放熱フィンを大幅に小型化できる。
一方、高周波変圧器については、その中間周波数は、使用するスイッチング素子や変換器容量などに関係するが、騒音問題を考慮すると可聴周波数以上の２０ｋＨｚ以上が好ましい。この高周波変圧器により系統電源もしくは負荷側と電力変換装置との間の電気的絶縁が実現される。
高周波変圧器の鉄心には、鉄損の少ないアモルファスなどの磁性材料が適している。高周波変圧器は、商用周波変圧器に比べて小型軽量であるので、この点においても従来例に比べ本実施例による電力変換装置は小型化、軽量化される。
ところで、図７に示した本実施例の電力変換装置では、第２の交直変換器１２、高周波変圧器１５および第３の交直変換器１３は、一般的に知られるいわゆる双方向絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータと同様の構造を有しており、この双方向絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータの各直流側に、第１の交直変換器１１および第４の交直変換器１４として単相ブリッジ電圧形ＰＷＭコンバータをそれぞれカスケード接続したような回路構成を有しているともいえる。
図８は、本発明の実施例による電力変換装置の主回路のうち双方向絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータの構造を有する部分の回路図であり、（ａ）は非共振形の双方向絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータを示し、（ｂ）は共振形の双方向絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータを示す図である。
図８において、パワーフローが左から右へ向かう場合、第２の交直変換器１２は１８０度通電方形波出力電圧形インバータとして動作し、第３の交直変換器１３はダイオード整流回路もしくは同期整流回路として動作する。この結果、スイッチング素子に並列に接続したコンデンサは、いわゆるロスレススナバとして動作し、スイッチング素子のｄｖ／ｄｔ抑制およびスイッチング損失の低減に有効である。
図８（ａ）に示した非共振形に比べ、図８（ｂ）に示した共振形は、共振コンデンサを有する分、体積および重量が若干大きくなるが、スイッチング損失は低減される。なお、図７に示す電力変換装置では、図８（ａ）に示した非共振形の構成を有しているが、図８（ｂ）に示した共振型の構成を有してもよい。
上述のように、本実施例による電力変換装置１は、一相あたり、Ｎ個のコンバータセルの交流側を直列接続して構成される。図９は、本発明の実施例による電力変換装置の設計パラメータを例示する図である。この図では、６．６ｋＶの系統電圧に接続された電力変換装置において、一相あたりのコンバータセルの個数をＮ個としたときの交流電圧の波形レベル数、交流入力の電圧実効値、直流リンクの電圧値、およびスイッチング素子の定格電圧を示している。直列接続されるコンバータセルの個数が増加するほど、交流電圧の波形レベル数は増加する。
例えば、一相あたり４個のコンバータセルが直列接続されている場合、コンバータセルの交流電圧実効値は６６００／４√３＝９５２Ｖとなる。ここで、コンバータセルの直流リンクの電圧値を、コンバータセルの交流電圧実効値の１．６倍である１．５２ｋＶとする。スイッチング素子の所要耐圧を直流リンクの電圧値の２倍とすると、３．０ｋＶ以上の高耐圧スイッチング素子を必要とすることになる。
図１０は、本発明の実施例において、一相あたり４個のコンバータセルが直列接続された電力変換装置のシミュレーションによる合成相電圧波形を例示する図であり、（ａ）はｕ相の相電圧、（ｂ）はｖ相の相電圧、（ｃ）はｗ相の相電圧である。
４個のコンバータセルを交流電圧を合成した相電圧波形は、図示のように９レベルとなり、単相ブリッジ電圧形ＰＷＭコンバータのキャリア周波数が４５０Ｈｚ程度でも高調波の少ない良好な交流電圧波形となる。したがって、スイッチングリプルは系統連系用リアクトルのみで完全に抑制することができるので、新たにスイッチングリプル抑制用パッシブフィルタを設ける必要はない。
以上説明した本発明の実施例による電力変換器は、ＢＴＢシステムとして用いることができる。
また、本実施例による電力変換器の一端に交流電動機を接続すれば、交流電動機を可変速制御することも可能であるのでモータドライブ装置としても活用することができる。パワーフローは双方向であり、電力回生が可能である。この場合、高調波対策やＥＭＩ対策を特に必要としないので、環境にやさしいモータドライブ装置を提供することができる。
本発明による電力変換器は、ＢＴＢシステムや系統連系インバータシステムとして用いることができる。
また、本発明による電力変換器の一端に交流電動機を接続すれば、交流電動機を可変速制御することも可能であるのでモータドライブ装置としても活用することができる。この場合、高調波対策やＥＭＩ対策を特に必要としないので、環境にやさしいモータドライブ装置を提供することができる。
本発明の第１の態様による電力変換装置におけるコンバータセルの概略的な回路図である。 本発明の第１の態様において複数のコンバータセルを備える電力変換装置の概略的な回路図である。 本発明の第２の態様において、直流側が直列接続された複数のコンバータセルを備える電力変換装置の概略的な回路図である。 本発明の第２の態様において、直流側が並列接続された複数のコンバータセルを備える電力変換装置の概略的な回路図である。 本発明の第１の態様による電力変換装置が三相交流電源系統に接続される場合の概略的な回路図である。 本発明の第２の態様において、直流側が並列接続された複数のコンバータセルを備える電力変換装置が三相交流電源系統と直流系統との間に接続される場合の概略的な回路図である。 本発明の実施例による電力変換装置の一部を示す主回路図である。 本発明の実施例による電力変換装置の主回路のうち双方向絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータの構造を有する部分の回路図であり、（ａ）は非共振形の双方向絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータを示し、（ｂ）は共振形の双方向絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータを示す図である。 本発明の実施例による電力変換装置の設計パラメータを例示する図である。 本発明の実施例において、一相あたり４個のコンバータセルが直列接続された電力変換装置のシミュレーションによる合成相電圧波形を例示する図であり、（ａ）はｕ相の相電圧、（ｂ）はｖ相の相電圧、（ｃ）はｗ相の相電圧である。 一般的な配電系統用ＢＴＢシステムの主回路図である。 従来例による高圧ダイレクトドライブシステムの主回路図である。
符号の説明
１…電力変換装置
１１…第１の交直変換器
１２…第２の交直変換器
１３…第３の交直変換器
１４…第４の交直変換器
１５…高周波変圧器
２０、２０−１、２０−２、２０−Ｎ…コンバータセル

Claims (10)

  1. 交流入力かつ交流出力の双方向の電力変換装置であって、
    単相交流および直流相互間の変換をする第１の交直変換器と、
    該第１の交直変換器の直流側に接続され、単相交流および直流相互間の変換をする第２の交直変換器と、
    単相交流および直流相互間の変換をする第３の交直変換器と、
    該第３の交直変換器の直流側に接続され、単相交流および直流相互間の変換をする第４の交直変換器と、
    前記第２の交直変換器の交流側と前記第３の交直変換器の交流側との間に接続される高周波変圧器と、を備えるコンバータセルを備えることを特徴とする電力変換装置。
  2. 複数の前記コンバータセルの各前記第１の交直変換器の交流側どうしが直列接続され、かつ、該複数のコンバータセルの各前記第４の交直変換器の交流側どうしが直列接続される請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 該電力変換装置が、三相交流電源系統に対して各相ごとに直結される請求項１または２に記載の電力変換装置。
  4. 交流および直流相互間を変換する双方向の電力変換装置であって、
    単相交流および直流相互間の変換をする第１の交直変換器と、
    該第１の交直変換器の直流側に接続され、単相交流および直流相互間の変換をする第２の交直変換器と、
    単相交流および直流相互間の変換をする第３の交直変換器と、
    前記第２の交直変換器の交流側と前記第３の交直変換器の交流側との間に接続される高周波変圧器と、を備えるコンバータセルを備えることを特徴とする電力変換装置。
  5. 複数の前記コンバータセルの各前記第１の交直変換器の交流側どうしが直列接続され、かつ、該複数のコンバータセルの各前記第３の交直変換器の直流側どうしが直列接続される請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 複数の前記コンバータセルの各前記第１の交直変換器の交流側どうしが直列接続され、かつ、該複数のコンバータセルの各前記第３の交直変換器の直流側どうしが並列接続される請求項４に記載の電力変換装置。
  7. 該電力変換装置の交流側が、三相交流電源系統に対して各相ごとに直結される請求項４〜６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  8. 請求項１〜７のいずれか一項に記載の電力変換装置を備えることを特徴とするモータドライブ装置。
  9. 請求項１〜３のいずれか一項に記載の電力変換装置からなることを特徴とするＢＴＢシステム。
  10. 請求項４〜７のいずれか一項に記載の電力変換装置からなることを特徴とする、直流系統と交流系統とを連系する系統連系インバータシステム。
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