JP6488194B2 - 電源装置 - Google Patents
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Description
本発明は、直流電力と交流電力を対象とした電力変換装置およびその電力変換制御手段に関するものである。
系統連系向けの絶縁トランスは系統の周波数と同じ数十Hzの低周波で駆動されているため、小型・軽量化が難しいという課題があった。近年、SST(ソリッドステートトランス)の高圧・大電力用途への適用が検討されている。SSTは高周波トランスと、高周波トランスを駆動し、出力もしくは入力は従来と同じ周波数の交流を出力するDC/DCコンバータやインバータといった電力回路の組み合わせ構成で従来のトランスを代替するものである。高周波トランスを数十〜数百kHzの高周波駆動することによって、電力回路を追加したSSTの構成でも従来型トランス単体と比較して大幅な小型・軽量化を実現できる。
系統向けの電力変換器用途として太陽光発電や風力発電といった自然エネルギーの導入が世界的に拡大しており、自然エネルギーの電力を制御して系統へ出力する高性能なPCS(パワーコンディショニングシステム)が求められている。出力には高圧絶縁トランスを使用しており、系統の周波数と同じ数十Hzの低周波で駆動せざるを得ないため設備が大型化する。
また、高圧のモータやポンプ向け，鉄道向け等の高圧電力を使用する電力変換器も入力に高圧絶縁トランスを使用しているものがある。出力同様に入力の場合も、高圧絶縁トランスは系統からの受電により系統の周波数と同じ数十Hzの低周波で駆動されているため設備が大型化する。
高圧向け電力変換器の小型・軽量化の実現に向けてSSTを適用するには、インバータやコンバータの入出力端とトランス低電圧側接続端における低圧・大電流経路の小型・軽量化、各種高電圧に柔軟に対応する小型化実装、SST適用のための高周波化に対するDC/DCコンバータやインバータといった電力変換器に使用されるパワーデバイスの小型冷却が必要である。
低圧・大電流経路に関して出力が高圧系統側である太陽光PCSを例にして説明する。図2に太陽光PCSの構成について示す。三相インバータの出力電圧である数百VをLCの出力フィルタを介して昇圧トランスで6.6kV以上に昇圧しているが、例えば三相インバータの出力電圧が200V程度の場合、1MW出力のためには2000A以上に対応した出力配線が必要となるため、配線や昇圧トランス1次側巻き線は大電流対応のため大型化する。小型・軽量化のためには出力電流を低下させることが効果的である。
高電圧対応に関しては、入出力の変更による電力変換器の広範囲に対応可能な技術や絶縁に必要な空間距離と沿面距離を小さくする最適構造設計による小型化を実現する必要がある。
パワーデバイスの冷却に関しては、従来の高圧向け電力変換器のパワーデバイスにはIGBTが一般的に使用されている。IGBTは数百Vから数kVの範囲の高耐圧に適した素子であるが、数kHzでのスイッチングが現実的であり、数十kHzでの駆動のためにはスイッチング損失の低減方法が必要である。また、絶縁も考慮した小型冷却構造の検討が必要となる。
以上のような課題に対して本発明の目的は、アプリケーションによる広範囲な高圧の入出力電圧範囲に対応し、SST化による高周波駆動に伴うスイッチング損失の低減と冷却器の小型化を実現し、大電流経路の小型・軽量化を実現する電力変換装置を提供することである。
電圧レベルの異なる電源基板2枚を前記電源基板片面のみに実装された冷却器側で対向させ、残り2面を絶縁材で形成した風洞構造であって、前記風洞構造の風下側に別風洞を備え、別風洞内に備えたトランスとコンデンサを介し、前記電源基板2枚を電気的に接続した電源モジュールを備えたことを特徴とする電源装置である。
本発明によれば、各種高圧の入出力電圧に柔軟に対応可能な方式となる。スイッチング周波数の高周波化によるパワーデバイスのスイッチング損失を低減した上で絶縁も考慮した小型冷却構造が実現できる。また、従来型トランスの低圧側電流値を大幅に削減することにより電流経路の小型化も実現できる。結果、従来の系統と同じ低周波で駆動されていた系統連系向けのトランスのSST化が可能となるため、高圧向けの電力変換器の小型・軽量化を実現できる。
以下、本発明の電力変換装置およびその制御方法の実施例について、図を用いて説明する。
まず、本実施例の構成について以下で説明する。
図1に本実施例の構成を示す。
本実施例の構成は、高圧(6.6kV系)へ連系する数百kWから数MW級のPCS向けを想定している。
Hブリッジ型のLLC共振コンバータ 10の回路構成を高周波トランス 1に適用し、Hブリッジダイオード整流後の直流出力をインバータ 12で系統へ交流出力する構成である。インバータ12を直列接続した直列多重構成とすることで高圧出力に対応し、インバータ12には1700V，1200V，650Vといった比較的低圧のパワー半導体を使用可能となり、Vdcもパワー半導体に準じた電圧となるため、直流コンデンサも系統電圧と比較して低圧のコンデンサを使用可能となる。
Hブリッジ型のLLC共振コンバータ 10は1000V以下の直流電圧であるため、高周波駆動に適したMOS FETを適用することを想定している。スイッチング周波数は数十kHzから数百kHzを想定している。使用するMOS FETには高耐圧・高周波スイッチングに適したSiC MOS FETを適用しても構わないし、その他同様の機能を有するものであれば構わない。LLC共振コンバータの2次側はダイオードによる平滑を想定している。Siのダイオードの他に、導通損失を低減させるためにSi型のショットキーバリアダイオードやSiC ショットキーバリアダイオードを適用しても構わないし、SiC MOS FETを同期させて使用することで損失低減させても構わないし、その他同様の機能を有するものであれば構わない。
トランス 11はLLC共振とするために、高周波トランス 1の励磁インダクタンスLmに共振対応させたリーケージインダクタンスLr 2と共振コンデンサCr 3と接続される。リーケージインダクタンスLr 2は高周波トランス内の漏れ磁束の定数の調整が可能となる構造として高周波トランス内で一体化しても構わない。共振コンデンサCr 3はフィルムコンデンサを使用することを想定しているが、同様の機能を有するものであれば構わない。絶縁機能については後述する。
出力のインバータ 12はLLC共振コンバータの駆動周波数と比較して、直列多重PWMのスイッチング周波数が全体で数kHz以下と低いため、図3のようにIGBTを適用しても構わない。図1に示すようにSiやSiCのMOS FETを適用しても構わないし、同様の機能を有するものであれば構わない。
また、LLC共振コンバータ 10の駆動素子を半分とした場合を図4に示す。1次側の高周波トランス 1に入力される電圧幅は図1のHブリッジ型構成の1/2となるが、高周波トランスの巻き数比にて同様に調整可能である。
直列多重構成は相あたりでインバータ12は8段から6段程度の直列数を想定している。インバータ12の段数を少なくするため、Y結線の構成を想定しているがΔ結線の構成でも実現可能である。Y結線の場合は、線間電圧6.6kVに対して相電圧は1/√3となり、相全体の直流電圧は√2倍が基準となるため、8段の場合のVdcは600〜700Vとなり、前述したようにインバータ12に1200VのMOS FETが使用可能な電圧となり、低圧素子で高圧出力を実現可能である。LLC共振コンバータ 10が対地電圧に対して1000V以下なのに対して、インバータ 12はフローティング接続となるため、トランス 11が系統の6.6kVに対応した絶縁機能を有することを想定している。
以上のような直列多重構成とすることで、出力電圧が6.6kV以外の場合にも段数とトランス11の絶縁を場合により変更するだけで柔軟に対応可能な構成が実現できる。
さらに、以上のような直列多重構成とすることで、従来の図2における昇圧が不要となり、電流経路の大幅な削減が可能となる。前述のように従来1MW出力時に2000A程度の電流経路が必要であったのが、152A程度に低減可能であり、小型・軽量化を実現できる。
直列多重構成を更に削減可能な構成を図5に示す。図5の直列多重構成は相あたりでインバータ12は4段から3段程度の直列数を想定している。前述の構成では単相インバータであったが、本実施例では3レベルインバータを適用しているため、インバータ12は第一の実施例における2段相当分の出力となる。インバータ12には図6に示すように一般的な3レベルインバータを適用しても構わない。インバータ12の段数を少なくするため、Y結線の構成を想定しているがΔ結線の構成でも実現可能である。Y結線の場合は、線間電圧6.6kVに対して相電圧は1/√3となり、相全体の直流電圧は√2倍が基準となるため、4段の場合のVdcは1200〜1400Vとなり、前述したようにインバータ12にアームあたり6素子の場合は1200V、アームあたり4素子の場合は1700VのIGBTが使用可能な電圧となり、低圧素子で高圧出力を実現可能である。LLC共振コンバータ 10が対地電圧に対して1000V以下なのに対して、インバータ 12はフローティング接続となるため、トランス 11が系統の6.6kVに対応した絶縁機能を有することを想定している。
次に、本実施例における制御方法について述べる。
まず全体の出力制御方式は直列多重PWM方式であり、2レベルインバータのように電圧フルレンジの全域でPWM制御を行わず、各インバータ段の一部のみPWMを行う方式である。低圧素子であるほどスイッチング損失は小さい傾向にあるため、本方式の採用により高効率化が実現可能となる。各インバータ12のVdcに応じて変調制御を中央制御において実行する。
LLC共振コンバータ10はDuty50％のLLC共振制御となり、MOS FETのON時にはMOS FETを流れる電流はMOS FETのボディダイオードを通して逆方向に流れるため、ZVS(ゼロボルトスイッチング)となりON時のスイッチング損失は発生しない。OFF時にはMOS FETを流れる電流はピークアウトして十分に低く抑えられるため、OFF時のスイッチング損失も小さくなるため、LLC共振制御によって高効率なスイッチングが実現でき、パワーデバイスの冷却器の小型化が実現できる。
各段の回路の構造を図7に示す。
LLC共振コンバータ10とインバータ12を対抗させることで風洞を形成し、風路の下流に配置したトランス11を介して低圧と高圧を接続する構成である。図5の左側を低圧，右側を高圧とすることで絶縁距離の統一が可能となり、最適化による小型化構造を実現する。また、低圧側入力→低圧側MOS FET→低圧側トランス→高圧側トランス→高圧側ダイオード→高圧側MOS FET→高圧側出力と一巡のみとする構成とすることで、接続経路の最適化による小型化が実現できる。更に低圧側のフィンを高圧側のフィンと干渉しない位置とすることで風路の10と12間の幅を縮小することでの冷却効率の上昇と空間距離を保つことでの絶縁距離の確保を実現する。
各段との低圧側と高圧側の接続方法を説明するために各段の回路の構造の正面図を図8に示す。
低圧側の入力3端子を上下中央付近、高圧側の出力2端子を上下端付近に配置することで絶縁距離と接続性を確保する。上下で高圧側の各段の接続が可能となり、左右で低圧側の各段の接続が可能となるため、絶縁距離を確保した小型配置が可能となる。また、インバータ12をLLC共振コンバータ10よりも小型とすることで、絶縁材で各段の回路を配置する構造体との対地の絶縁確保を実現する。
図9に本実施例の構成を示す。
本実施例の構成は、高圧(単相15kV〜30kV)へ連系し、低圧に変換する鉄道向けのシステムを想定している。
第一の実施例におけるインバータ12を入力側とし、Hブリッジのダイオードを直列とすることで電圧分担を行う。Hブリッジダイオード整流後の直流出力をLLC共振コンバータ構成による交流出力をコンバータ13で低圧側直流出力する構成である。インバータ12を直列接続した直列多重構成とすることで高圧入力に対応し、インバータ12には1700V，1200V，650Vといった比較的低圧のパワー半導体を使用可能となり、Vdcもパワー半導体に準じた電圧となるため、直流コンデンサも系統電圧と比較して低圧のコンデンサを使用可能となる。
Hブリッジ型のインバータ 12は1000V以下の直流電圧であるため、高周波駆動に適したMOS FETを適用することを想定している。スイッチング周波数は数十kHzから数百kHzを想定している。使用するMOS FETには高耐圧・高周波スイッチングに適したSiC MOS FETを適用しても構わないし、その他同様の機能を有するものであれば構わない。LLC共振コンバータの2次側のコンバータ13はダイオードによる平滑を想定している。Siのダイオードの他に、導通損失を低減させるためにSi型のショットキーバリアダイオードやSiC ショットキーバリアダイオードを適用しても構わないし、SiC MOS FETを同期させて使用することで損失低減させても構わないし、その他同様の機能を有するものであれば構わない。
トランス 11はLLC共振とするために、高周波トランス 1の励磁インダクタンスLmに共振対応させたリーケージインダクタンスLr 2と共振コンデンサCr 3と接続される。リーケージインダクタンスLr 2は高周波トランス内の漏れ磁束の定数の調整が可能となる構造として高周波トランス内で一体化しても構わない。共振コンデンサCr 3はフィルムコンデンサを使用することを想定しているが、同様の機能を有するものであれば構わない。絶縁機能については後述する。
また、インバータ12におけるLLC共振コンバータ部分の駆動素子を図4のように半分としても構わない。1次側の高周波トランス 1に入力される電圧幅は図1のHブリッジ型構成の1/2となり、より降圧に好適な構成である。
直列多重構成におけるインバータ12は電圧により50段から15段程度の直列数を想定している。Vdcは600〜700V程度となり、前述したようにインバータ12に1200VのMOS FETが使用可能な電圧となり、低圧素子で高圧出力を実現可能である。コンバータ13が対地電圧に対して1000V以下なのに対して、インバータ 12はフローティング接続となるため、トランス 11が系統の15kV〜30kVに対応した絶縁機能を有することを想定している。
以上のような直列多重構成とすることで、出力電圧が15kV以外の場合にも段数とトランス11の絶縁を場合により変更するだけで柔軟に対応可能な構成が実現できる。
さらに、以上のような直列多重構成とすることで、従来の降圧が不要となり、電流経路の分散化により小型・軽量化を実現できる。
次に、本実施例における制御方法について述べる。
LLC共振コンバータ10はDuty50％のLLC共振制御となり、MOS FETのON時にはMOS FETを流れる電流はMOS FETのボディダイオードを通して逆方向に流れるため、ZVS(ゼロボルトスイッチング)となりON時のスイッチング損失は発生しない。OFF時にはMOS FETを流れる電流はピークアウトして十分に低く抑えられるため、OFF時のスイッチング損失も小さくなるため、LLC共振制御によって高効率なスイッチングが実現でき、パワーデバイスの冷却器の小型化が実現できる。
全体の出力制御方式は各インバータ12のVdcに応じてLLCの周波数制御を中央制御において実行する。
各段の回路の構造は第一の実施例における図7と同様のものを想定しているが、それに限るものではない。
図9に本実施例の構成を示す。
本実施例の構成は、高圧(三相11kV,6.6kV,3.3kV系)へ連系し、高圧モータやポンプを出力駆動するシステムを想定している。
第一の実施例におけるインバータ12を入力側とし、Hブリッジのダイオードを直列とすることで電圧分担を行う。Hブリッジダイオード整流後の直流出力をLLC共振コンバータ構成による交流出力を同じ構成となるインバータ12のHブリッジのダイオードで整流し、整流後の直流出力を多重インバータで出力する構成である。インバータ12を直列接続した直列多重構成とすることで高圧入力と高圧出力に対応し、インバータ12には1700V，1200V，650Vといった比較的低圧のパワー半導体を使用可能となり、Vdcもパワー半導体に準じた電圧となるため、直流コンデンサも系統電圧と比較して低圧のコンデンサを使用可能となる。
Hブリッジ型のインバータ 12は1000V以下の直流電圧であるため、高周波駆動に適したMOS FETを適用することを想定している。スイッチング周波数は数十kHzから数百kHzを想定している。使用するMOS FETには高耐圧・高周波スイッチングに適したSiC MOS FETを適用しても構わないし、その他同様の機能を有するものであれば構わない。LLC共振コンバータの2次側のコンバータ13はダイオードによる平滑を想定している。Siのダイオードの他に、導通損失を低減させるためにSi型のショットキーバリアダイオードやSiC ショットキーバリアダイオードを適用しても構わないし、SiC MOS FETを同期させて使用することで損失低減させても構わないし、その他同様の機能を有するものであれば構わない。
トランス 11はLLC共振とするために、高周波トランス 1の励磁インダクタンスLmに共振対応させたリーケージインダクタンスLr 2と共振コンデンサCr 3と接続される。リーケージインダクタンスLr 2は高周波トランス内の漏れ磁束の定数の調整が可能となる構造として高周波トランス内で一体化しても構わない。共振コンデンサCr 3はフィルムコンデンサを使用することを想定しているが、同様の機能を有するものであれば構わない。絶縁機能については後述する。
直列多重構成におけるインバータ12は電圧と素子耐圧により14段から3段程度の直列数を想定している。インバータ12の段数を少なくするため、出力Y結線の構成を想定しているがΔ結線の構成でも実現可能である。Y結線の場合は、線間電圧6.6kVに対して相電圧は1/√3となり、相全体の直流電圧は√2倍が基準となるため、8段の場合のVdcは600〜700Vとなり、前述したようにインバータ12に1200VのMOS FETが使用可能な電圧となり、低圧素子で高圧出力を実現可能である。LLC共振コンバータ 10が対地電圧に対して1000V以下なのに対して、インバータ 12はフローティング接続となるため、トランス 11が系統の6.6kVに対応した絶縁機能を有することを想定している。
以上のような直列多重構成とすることで、出力電圧が6.6kV以外の場合にも段数とトランス11の絶縁を場合により変更するだけで柔軟に対応可能な構成が実現できる。
さらに、以上のような直列多重構成とすることで、従来の多重トランスと各段との間の三相配線が不要となり、小型・軽量化を実現できる。
次に、本実施例における制御方法について述べる。
LLC共振コンバータ10はDuty50％のLLC共振制御となり、MOS FETのON時にはMOS FETを流れる電流はMOS FETのボディダイオードを通して逆方向に流れるため、ZVS(ゼロボルトスイッチング)となりON時のスイッチング損失は発生しない。OFF時にはMOS FETを流れる電流はピークアウトして十分に低く抑えられるため、OFF時のスイッチング損失も小さくなるため、LLC共振制御によって高効率なスイッチングが実現でき、パワーデバイスの冷却器の小型化が実現できる。
全体の入力制御方式は各インバータ12のVdcに応じてLLCの周波数制御を中央制御において実行する。さらに全体の出力制御方式は直列多重PWM方式であり、2レベルインバータのように電圧フルレンジの全域でPWM制御を行わず、各インバータ段の一部のみPWMを行う方式である。低圧素子であるほどスイッチング損失は小さい傾向にあるため、本方式の採用により高効率化が実現可能となる。各インバータ12のVdcに応じて変調制御を中央制御において実行する。
以上、３つの実施例を挙げたが、もちろん用途に応じて前記実施例に記述した内容を組み合わせて使用しても構わない。
１…高周波トランス、２…リーケージインダクタンス、３…共振コンデンサ、１０…LLCコンバータ、１１…トランス、１２…インバータ、１３…コンバータ
Claims (12)
- 電圧レベルの異なる電源基板２枚を前記電源基板片面のみに実装された冷却器側で対向させ、該電源基板２枚は絶縁材で離間され風洞構造を形成し、前記風洞構造の風下側でトランスとコンデンサを介して前記電源基板２枚を電気的に接続した電源モジュールを備えたことを特徴とする電源装置。
- 前記請求項１記載の電源モジュールであって、前記トランスと前記コンデンサにリアクトルを加え、前記トランス、前記コンデンサ、前記リアクトルを介して前記電源基板２枚を電気的に接続したことを特徴とする電源装置。
- 前記請求項１または２記載の電源モジュールであって、前記電源基板の１枚に実装された高圧端子を上下に、もう一枚の前記電源基板に実装された低圧端子を中央付近に備え、高圧端子側を別電源装置と上下接続し、低圧端子側を別電源装置と左右接続したことを特徴とする電源装置。
- 前記請求項１から３記載のいずれかの電源装置であって、入力にＬＬＣ共振コンバータ、出力に単相インバータを備え、入力を並列接続し、出力を直列接続したことを特徴とする電源装置。
- 前記請求項４記載の電源装置であって、前記出力の直列接続構成をＹ結線の構成としたことを特徴とする電源装置。
- 前記請求項４記載の電源装置であって、前記出力の直列接続構成をΔ結線の構成としたことを特徴とする電源装置。
- 前記請求項１から３記載のいずれかの電源装置であって、入力に単相ダイオードブリッジで構成されたコンバータ、出力にＬＬＣ共振コンバータを備え、入力を直列接続し、出力を並列接続したことを特徴とする電源装置。
- 前記請求項１から３記載のいずれかの電源装置であって、入力に単相ダイオードブリッジで構成されたコンバータ、中間にＬＬＣ共振コンバータ、出力に単相インバータを備え、入力を直列接続し、出力を直列接続したことを特徴とする電源装置。
- 前記請求項８記載の電源装置であって、前記入力の直列接続構成をΔ結線の構成、前記出力の直列接続構成をＹ結線の構成としたことを特徴とする電源装置。
- 前記請求項８記載の電源装置であって、前記入力の直列接続構成をＹ結線の構成、前記出力の直列接続構成をΔ結線の構成としたことを特徴とする電源装置。
- 前記請求項８記載の電源装置であって、前記入力の直列接続構成をＹ結線の構成、前記出力の直列接続構成をＹ結線の構成としたことを特徴とする電源装置。
- 前記請求項８記載の電源装置であって、前記入力の直列接続構成をΔ結線の構成、前記出力の直列接続構成をΔ結線の構成としたことを特徴とする電源装置。
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