KR101366393B1 - 방전 회로를 구비한 3-레벨 펄스 폭 변조 인버터 - Google Patents

방전 회로를 구비한 3-레벨 펄스 폭 변조 인버터 Download PDF

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Abstract

본 발명은 스누버 회로를 갖는 적어도 하나의 3-레벨 펄스 폭 변조 인버터를 포함하는 회로 장치에 관한 것이다. 스누버 회로는 적어도 하나의 코일(L), 2개의 캐패시터(Cu, Co) 및 동일 방향의 극성을 갖는 4개의 다이오드(Dh1-Dh4)를 포함하는 직렬 접속부로 형성되며, 이 중 2개의 외측 다이오드(Dh1, Dh4)는 각각 입력 전압의 양극 및 음극용 입력 단자에 직접 연결된다. 2개의 내측 다이오드(Dh2, Dh3) 사이의 전기 접속부는 한쪽이 코일(L)을 통해 입력 전압의 중앙 탭용 입력 단자(2)에 연결되고 다른 쪽은 펄스폭 변조 인버터의 중앙 브리지 브랜치에 연결된다. 일실시예에서, 2개의 캐패시터(Cu, Co)는 각각 하나의 단자가 내측 다이오드(Dh2, Dh3) 중 하나와 외측 다이오드(Dh1, Dh4) 중 하나 사이의 전기 접속부에 연결되고 다른 단자가 출력 단자(4)에 직접 연결된다.
제안된 회로에 의하면, 단순하고 저비용의 설계로 원리상으로 스위칭 손실이 완전히 회피된다.

Description

방전 회로를 구비한 3-레벨 펄스 폭 변조 인버터{3-STAGE PULSE WIDTH MODULATION INVERTER WITH DISCHARGE NETWORK}
본 발명은, 스누버 회로(snubber circuit)를 갖는 적어도 하나의 3-레벨 펄스 폭 변조 인버터를 포함하고 입력 전압의 양극, 음극 및 중앙 탭용 입력 단자와 출력 단자를 포함하는 회로 장치에 관한 것으로, 펄스 폭 변조 인버터는 입력 전압의 양극 및 음극용의 적어도 2개의 외측 스위칭 소자와, 출력 단자에 연결되어 있는 2개의 내측 스위칭 소자를 포함한다. 이러한 회로 장치에서, 스누버 회로는 펄스 폭 변조 인버터의 스위칭 손실을 줄이는 역할을 한다.
펄스 폭 변조 인버터는 직류 전압원으로부터 하나 이상의 펄스 전압(pulsed voltages)을 생성하는데, 이는 펄스 주파수(수 kHz에서 20kHz 이상까지)와 별개로 조정가능한 주파수(0 내지 약 500 Hz) 및 조정가능한 유효 전압값을 갖는 기본 진동(fundamental oscillation)을 갖는다. 이들 인버터는 예컨대 드라이브 엔지니어링(drive engineering) 또는 광발전(photovoltaics)과 같은 기술 분야에 요구된다. 따라서, 드라이브 엔지니어링에서, 일반적으로 사용되는 3상 펄스 폭 변조 인버터는 유도기(induction machines)(동기 전동기(synchronous motor) 및 비동기 전동기(asynchronous motor)) 역할을 하며 속도의 저손실 조정을 보장한다. 광발전 분야에서, 네트워크에 대한 입력을 위해 파워 인버터가 요구된다.
태양광 발전기(solar generator)는 직류 전류 및 직류 전압의 형태로 전기 에너지를 생성한다. 직류 전압을 교류 전원 네트워크(alternating current supply network)에서 사용가능하게 하기 위해, 직류 전압 또는 직류 전류는 네트워크 주파수(50 Hz 또는 60 Hz)를 갖는 네트워크 동기화된 교류 전압 또는 네트워크 동기화된 교류 전류로 변환되어야 한다. 단상 네트워크에 대해서는 단상 펄스 폭 변조 인버터가 사용되고, 3상 교류 전류 네트워크에 대해서는 3상 설계가 이용된다. 네트워크에 대한 비슷한 입력이 발전기 동작, 예컨대 풍력 터빈에서 전기 드라이브에 요구된다. 펄스 폭 변조 인버터의 다른 응용 분야로 이른바 PFC(Power Factor Correction)가 있다. 만약, 교류 네트워크로부터 전기 에너지를 제거하거나 또는 교류 네트워크에 전기 에너지를 공급하는 동안, 높은 역률(high power factor)이 요구되고 큰 정현 전류가 요구되면, 이것은 단상 또는 3상 펄스 폭 변조 인버터로 발생할 수 있다.
펄스 폭 변조 인버터의 펄스 출력 전압은 스위치 온 및 오프될 수 있는 전력 반도체의 도움으로 생성된다. 전력 반도체는 전자 스위치로서 동작하며 본 명세서에서 스위칭 소자로 지칭된다. 전력 반도체는 고 전류 및 전압(1A 이상 및 약 24V 이상)의 스위칭 및 제어를 위해 설계되는 반도체 소자이다. 펄스 폭 변조 인버터에 사용될 수 있는 전력 반도체의 예로는 MOSFET, JFET 또는 IGBT와 같은 트랜지스터, GTO 또는 IGCT와 같이 제어 펄스에 의해 온 및 오프로 스위치될 수 있는 사이리스터가 있다.
이른바 "하드(hard)" 스위칭의 경우, 높은 전압값 및 전류값과 따라서 전력 손실의 순시값의 매우 높은 값이 스위칭 온 동작 및 스위칭 오프 동작 동안에 동시에 발생한다. 초당 스위칭 온 및 스위칭 오프 동작의 횟수, 즉 스위칭 주파수를 곱하면 스위칭 전력 손실의 평균값이 구해진다. 스위칭 주파수의 값이 낮으면(최대 약 1 kHz), 스위칭 전력 손실은 흔히 무시해도 된다. 그러나 그 값이 높으면(10 kHz를 넘으면), 스위칭 손실이 중요해지고, 전체 손실을 증가시키며, 효율을 저하시키고, 스위칭 주파수가 매우 높으면 펄스 폭 변조 인버터의 전력이 제한된다.
그러나, 많은 경우에, 예컨대 펄스 폭 변조 인버터의 동작 동안 스위칭 주파수를 초음파 범위로 시프트하여 가청 잡음을 회피하기 위해 높은 스위칭 주파수가 바람직하거나, 또는 광발전 펄스 폭 변조 인버터의 경우에 네트워크 전류의 작은 왜곡률을 획득하기 위해 높은 스위칭 주파수가 필수적이다. 전류 리플을 로우로 유지하기 위해 및/또는 낮은 유도율의 고속 3상 ac 모터의 경우에 높은 제어 역동(control dynamics)을 가능하게 하기 위해 높은 스위칭 주파수가 또한 요구된다.
스위칭 손실을 줄이기 위한 종래의 방법은 2 레벨 펄스 폭 변조 인버터 대신에 3 레벨 펄스 폭 변조 인버터를 사용하는 것이다. 3 레벨 펄스 폭 변조 인버터의 경우 스위칭 동안의 전압 점프가 2 레벨 펄스 폭 변조 인버터에 비해 절반에 불과하므로, 3 레벨 펄스 폭 변조 인버터는 2 레벨 펄스 폭 변조 인버터의 스위칭 손실의 약 50%만을 갖는다.
스위칭 손실을 줄이기 위한 다른 가능성은 "소프트(soft)" 스위칭이란 일반 용어에 포함되어 있다. "소프트" 스위칭의 목표는 스위칭 온 또는 스위칭 오프 동작 동안 높은 전류 및 전압 값의 동시 발생을 방지하는 데 있다. 스위칭 주파수가 매우 높은 값을 갖더라도 전류와 전압의 곱으로서의 전력 손실의 순시값이 작게 유지되고, 따라서 스위칭 온 또는 스위칭 오프 에너지 손실의 값 또한 작게 유지된다.
"소프트" 스위칭의 구현을 위한 다양한 기술들이 있으며, 이들은 스누버 회로(snubbers), 준공진(quasi-resonant) 회로 및 공진 회로의 부류로 나누어질 수 있다.
3-레벨 펄스 폭 변조 인버터 및 스누버 회로를 포함하는 일반적인 회로 장치는 예컨대 US 5,982,646에 공지되어 있다. 이 회로 장치에 의하면, 전력 반도체에서의 스위칭 손실이 현저하게 감소될 수 있다. 그러나, 스누버 회로는 손실을 수반하는 방식으로 동작하는데, 즉 스누버 회로는 부분 손실들을 생성하는데 이들은 대체로 절감된 스위칭 손실보다 더 크다. 따라서, 효율의 향상이 가능하지 않다. 또한, 방전 기능의 시간 관련 순서가 부하 전류의 순시값에 크게 의존한다. 이것은 펄스 제어 프로세스를 어렵게 만든다.
준공진 회로를 통해 "소프트" 스위칭되는 3-레벨 정류기가 DE 199 45 864 A1에 공지되어 있다. 준공진 회로는 원리상으로 스위칭 손실을 손실이 없도록 감소시킨다. 그러나 이들은 매우 복잡하고 비용이 많이 든다. 따라서, DE 199 45 864 A1에서는 4개의 전력 반도체가 다시 추가되는데, 이들은 펄스 폭 변조 인버터 자체의 전력 반도체와 동일한 전류 운반 용량을 가져야 한다. 또한, 이제 총 8개인 전력 반도체의 제어는 매우 복잡해진다. 컴포넌트들은 약간의 고장 제어의 경우에도 파괴될 수 있다.
3-레벨 펄스 폭 변조 인버터의 "소프트" 스위칭을 위한 공진 회로의 일례는 S. Nunk-Nielsen 공저의 논문 "Comparison of soft and hard switching efficiency in a three-level single phase 60 kW dc-ac converter", Aalborg University, Denmark, http://www.nsn.aau.dk/GetAsset.action?contentId=2375551&assetId=3519794 (2010년 2월 15일에 검색됨)에서 볼 수 있다. 그러나, 회로 장치는 전체적인 효율이 양호하지 않고 제어성에서 큰 제한이 있다.
이 종래기술로부터, 본 발명의 목적은, 모든 스위칭 손실을 원리상으로 완전히 회피하고, 단순하게 설계되며, 스위치 온 및 오프될 수 있는 임의의 추가 전력 반도체를 요구하지 않는, 펄스 폭 변조 인버터를 갖는 회로 장치를 제공하는 데 있다.
상기 목적은 청구항 1에 따른 회로 장치에 의해 달성된다. 이 회로 장치의 바람직한 실시예는 종속항들의 내용에 있거나 또는 하기 상세한 설명 및 실시예들로부터 도출될 수 있다.
제안된 회로 장치는 스누버 회로를 갖는 적어도 하나의 3-레벨 펄스 폭 변조 인버터와, 입력 전압의 양극, 음극 및 중앙 탭용 입력 단자 및 출력 단자를 포함하고, 출력 단자에서 펄스 폭 변조 인버터의 펄스 출력 전압이 탭핑될 수 있다. 3-레벨 펄스 폭 변조 인버터는 공지된 방식으로 설계되는데, 즉 입력 전압의 양극 및 음극용 입력 단자에 연결되는 적어도 2개의 외측 스위칭 소자 및 2개의 외부 단자에 연결되는 2개의 내측 스위칭 소자를 포함한다. 3-레벨 펄스 폭 변조 인버터의 공지된 스위칭 토폴로지는 특히 "3 레벨 스택 셀"(3L-SC)의 형태로 또는 "3 레벨 NPC(Neutral Point Clamped) 인버터"의 형태로 구현될 수 있다.
제안된 회로 구성은 스누버 회로가 적어도 하나의 코일 또는 초크, 동일 방향의 극성을 갖는 4개의 다이오드의 직렬 접속 및 2개의 캐패시터로 형성된다. 2개의 외측 다이오드는 각각 입력 전압의 양극 및 음극용 입력 단자에 직접 연결된다. 2개의 내측 다이오드 사이의 전기 접속부는 한쪽이 코일을 통해 입력 전압의 중앙 탭용 입력 단자에 연결되고 다른 쪽은 펄스폭 변조 인버터의 중앙 브리지 브랜치에 연결된다. 회로 장치의 일 실시예에서, 2개의 캐패시터는 각각 한쪽 단자가 내측 다이오드 중 하나와 이와 직렬 연결된 인접 외측 다이오드 사이의 전기 접속부에 직접 연결되고 다른쪽 단자가 출력 단자에 직접 연결된다. 다른 실시예에서는, 특히 3L-LC로서 설계된 3-레벨 펄스 폭 변조 인버터의 경우에는, 2개의 캐패시터가 각각 한쪽 단자가 내측 다이오드 중 하나와 그에 인접하게 직렬 연결된 외측 다이오드 사이의 전기 접속부에 직접 연결되고, 다른 쪽 단자는 펄스 폭 변조 인버터의 2개의 내측 스위칭 소자를 통해 외측 단자에 연결된다.
회로 장치의 상이한 요소들 간의 접속은 본 명세서에서 일반적으로 전기 접속을 의미한다. 직접적인 접속(또는 연결)은 추가의 용량성 또는 유도성 소자 또는 다이오드가 상호접속되어 있지 않은 전기 접속을 의미한다. 그러나, 그러한 접속은 물론 오믹 저항을 포함할 수 있다. 스위칭 소자들은 밸브라고도 지칭되는데, 스위칭 온 및 오프될 수 있는 제안된 전력 반도체의 회로 장치로 만들어질 수 있으며, 이는 예컨대 명세서의 서두에 이미 언급하였다.
본 회로 장치는 단상 및 다상 3-레벨 펄스 폭 변조 인버터 모두에 대해 설계될 수 있다. 3상 출력 전압의 생성을 위한 회로 장치의 경우, 회로 장치는 각 상태에 있어서 대응하여 설명된 스누버 회로를 갖는 단상 3-레벨 펄스 폭 변조 인버터를 포함한다. 모든 3개의 단상 펄스 폭 변조 인버터 및 각각의 스누버 회로는 동일 입력 전압에 접속되거나 또는 동일한 입력 단자를 공유하지만, 각각의 상태에 있어서 상이한 출력 단자를 갖는다. 입력 전압은 물론 중간 회로 전압일 수 있다.
제안된 회로 장치에서, 모든 스위칭 손실은 원리상으로 완전히 회피된다. 바람직한 실시예에서는 코일, 2개의 캐패시터 및 4개의 다이오드를 포함하는, 스누버 회로의 간단한 설계를 통해, 회로 장치는 매우 비용 효율적으로 작고 가볍게 생성될 수 있다. 스위칭 온 및 오프될 수 있는 고가의 전력 반도체가 추가되지 않고 따라서 고가의 제어 회로도 요구되지 않는다. 제안된 스누버 회로의 방전 기능의 지속기간은 부하 전류의 작은 범위에만 의존하며 따라서 펄스 제어 방법에 유리할 수 있다. 회로 장치는 오기능의 위험없이 강인하고 에러 내성 제어의 추가적인 이점을 갖는다. 부가적인 확장 상태에서, 생성된 전압 펄스의 기울기 du/dt가 du/dt < 1 kV/㎲의 비임계값으로 쉽게 제한될 수 있기 때문에 외측 스위칭 소자 또한 매우 EMC 친화적이다(EMC: electromagnetic compatibility).
제안된 회로 장치의 바람직한 실시예에서, 3-레벨 펄스 폭 변조 인버터는 3L-SC로서 구성되는데, 이는 예컨대 하기 실시예의 설명들에서 보다 상세히 설명된다.
제안된 회로 장치의 확장에서, 부분적으로 저항 특성을 갖는 다이폴이 예컨대 캐패시터 및 저항을 포함하는 직렬 접속에 의해 스누버 회로의 코일에 병렬로 접속된다. 따라서 커뮤테이션 프로세스의 끝에서 가능한 고주파수 발진이 감쇠될 수 있다. 이 다이폴은 물론 다른 방식으로 구현될 수 있다.
명세서 및 이하의 실시예에서, 펄스 폭 변조 인버터의 스위칭 소자들을 트리거링하는 제어 장치는 더 이상 다루지 않을 것이다. 그러한 제어 장치의 설계는 종래기술의 펄스 폭 변조 인버터로부터 당업자에게 공지되어 있다. 본 회로 장치의 특정 실시예에서, 이 제어 장치는 2개의 외측 스위칭 소자의 스위칭 온이 표적 방식(targeted manner)으로 느려지도록 실시된다. 따라서, 보다 낮은 EMC 부하가 얻어진다.
도 1은 종래기술에 따른 3L-SC 구현에서 3-레벨 펄스 폭 변조 인버터의 일례를 도시한 도면.
도 2는 종래기술에 따른 3L-NPC 구현에서 3-레벨 펄스 폭 변조 인버터의 일례를 도시한 도면.
도 3은 제안된 회로 장치의 일실시예의 제 1 예를 도시한 도면.
도 4a-d는 도 3의 회로 장치에 의한 통신 동작의 일례를 도시한 도면.
도 5는 제안된 회로 장치의 일실시예의 제 2 예를 도시한 도면.
도 6은 제안된 회로 장치의 일실시예의 제 3 예를 도시한 도면.
도 7은 제안된 회로 장치의 일실시예의 제 4 예를 도시한 도면.
도 8은 제안된 회로 장치의 스누버 회로 내 다이폴 형성의 일례를 도시한 도면.
제안된 회로 장치는 도면과 관련하여 실시예를 이용하여 이하에 보다 상세히 설명한다.
도 1은 종래기술에 따른 3L-SC 형태로 3-레벨 펄스 폭 변조 인버터의 일실시예를 도시한 것이다. 이 펄스 폭 변조 인버터는, 그 상위 브리지 브랜치가 입력 전압의 양극용 입력 단자(1)에 접속되고, 그 하위 브리지 브랜치가 입력 전압의 음극용 입력 단자(3)에 접속되며, 그 중앙 브리지 브랜치가 입력 전압의 중앙 탭용 입력 단자(2)에 접속된다. 펄스 폭 변조 인버터는, 펄스 출력 전압이 출력 단자(4)에서 탭핑될 수 있는 방식으로, 제어 장치에 의해 트리거링되는, 즉 스위칭 온 및 오프되는, 4개의 스위칭 소자(V1 내지 V4)를 포함한다. 다이오드(D1 내지 D4)는 각각 스위칭 소자(V1 내지 V4)에 반평행하게 접속된다.
도 2는 종래기술에 따른 3L-NPC 형태의 3-레벨 펄스 폭 변조 인버터의 일례를 도시한 것이다. 이 펄스 폭 변조 인버터와 유사하게, 상위 브리지 브랜치, 하위 브리지 브랜치 및 중앙 브리지 브랜치는 입력 전압의 양극, 음극 및 중앙 탭용 입력 단자(1-3)에 접속된다. 이 펄스 폭 변조 인버터는 또한 서로 반평행하게 접속된 다이오드들(D1 내지 D4) 및 중앙 브리지 브랜치에 2개의 추가 다이오드(D5, D6)를 갖는 4개의 스위칭 소자를 포함한다.
도 1 및 2의 실시예는 모두 높은 스위칭 주파수에서 높은 전력 손실을 정확하게 보여주는 "하드(hard)" 스위칭 펄스 폭 변조 인버터를 나타낸다. 이들 스위칭 손실을 회피하기 위해, 제안된 회로 장치에서 펄스 폭 변조 인버터에 스누버 회로가 추가된다. 이와 관련하여, 도 3은 제안된 회로 장치의 실시예의 제 1 예를 도시한 것으로, 도 1의 3-레벨 펄스 폭 변조 인버터가 스누버 회로에 접속된다. 후술하는 다른 실시예들에 비해, 이 실시예는 가장 단순한 설계 및 가장 적은 수의 전력 컴포넌트의 이점을 갖는다.
스누버 회로는 코일(L), 2개의 캐패시터(Co, Cu) 및 동극의 직렬 연결된 4개의 다이오드(Dh1 내지 Dh4)를 포함한다. 2개의 외측 다이오드(Dh1, Dh4)의 단자는 각각 직류 전압(입력 전압)의 양극 및 음극용의 입력 단자(1, 3)에 직접 연결된다. 캐패시터(Co, Cu)는, 한쪽 단자가 내측 다이오드(Dh2) 및 인접한 외측 다이오드(Dh1) 사이 및 내측 다이오드(Dh3) 및 인접한 외측 다이오드(Dh4) 사이의 전기 접속부에 각각 접속되고, 다른쪽 단자가 회로 장치 또는 보다 구체적으로 펄스 폭 변조 인버터의 외부 단자(4)에 직접 접속된다. 입력 전압의 중앙 탭용 입력 단자(2)와 중앙 브리지 브랜치, 즉 내부 스위칭 소자(V2, V3) 간의 스누버 회로가 없는 접속(도 1 참고)은 분리되었다. 코일(L)이 여기서 삽입되었으며, 이는 중간 브리지 브랜치와 같이 2개의 내측 다이오드(Dh2, Dh3) 사이의 접속부에 연결된다. 이 회로는 도 3에 도시되어 있다.
이러한 회로 설계는 도 3에 점선으로 표시되어 있는 상용화된 모듈에 의해 매우 유리하게 생성될 수 있다. 제안된 회로 장치는 개별 컴포넌트 또는 컴포넌트 어셈블리용의 상용 모듈의 가용성을 통해 매우 비용효율적으로 생성될 수 있다.
3-레벨 펄스 폭 변조 인버터는 "상(above)", "중(middle)" 및 "하(below)"로 지칭되는 3개의 스위칭 상태를 포함하는데, 이는 도 3의 표현에서 상위, 중앙 또는 하위 브리지 브랜치를 통한 전류 공급을 의미한다. 부하 전류는 이들 스위칭 상태 각각에서 포지티브(positive) 또는 네거티브(negative)일 수 있고 특별한 경우에는 0일 수 있다. 그 결과, 부하 전류 > 0, 부하 전류 < 0 및 부하 전류 = 0에 대한 각 경우에 상->중, 중->상, 중->하, 하->중, 상-.하 및 하->상의 이들 스위칭 상태 사이에서 커뮤테이션(commutation)으로도 지칭되는 복수의 가능한 스위칭 동작이 존재한다. 대칭성 때문에, 이러한 스위칭 동작의 수는 4개의 스위칭 동작(+ 부하 전류 = 0에 대한 2개의 특별한 경우)으로 감소될 수 있다.
Figure 112012073674992-pct00001
부하 전류 = 0의 특별한 경우는 부하 전류 > 0에 대한 4개의 경우와 함께 요약될 수 있다.
Figure 112012073674992-pct00002
이들 4개의 커뮤테이션(commutation)은 상이하게 진행한다. 이들은 각 동작 중에 스위칭 소자들에서 동시에 높은 값의 전압 및 전류가 발생하지 않는다는 사실을 공통으로 갖는다. 따라서 전압 및 전류의 곱으로서 전력 손실의 순시 값은 작은 값일 뿐이고, 따라서 스위칭 전력 손실의 평균 값 또한 작게 유지된다. 따라서 스위칭 손실의 해방 효과(discharge effect)가 달성된다. 해방 효과는, 스위칭 소자들에서의 전압이 스누버 회로 내 캐패시터로 인해 제한된 기울기 du/dt로만 상승할 수 있고/또는 스위칭 소자를 통한 전류가 스누버 회로 내 코일로 인해 제한된 기울기 di/dt로만 상승할 수 있기 때문에, 달성된다.
예컨대, 4개의 커뮤테이션 중 하나, 이 예에서는 상 -> 중의 커뮤테이션을 도 4a 내지 4d를 참조한 예를 통해 이하에 설명한다. 도면의 좌측 부분은 정의 부하 전류(positive load current)의 경우에 접속된 부하(5)를 갖는 제안된 회로 장치를 도시한다. 주어진 상태에서 발생하는 전류 프로파일은 굵게 표시된다. 도면의 우측 부분은 각각의 경우에 부하에서의 공칭 전압(u_load_nominal)의 프로파일, 부하에서의 전압의 실제 프로파일(u_load_actual), 하위 캐패시터(Cu)에서의 전압 프로파일(u_Cu), 코일(L)에서의 전류 프로파일(i_L), 상위 스위칭 소자(V1)에서의 전압 프로파일(u_V1) 및 상위 스위칭 소자(V1)에서의 전류 프로파일(i_V1)을 보여준다. 커뮤테이션의 각 상태는 점선 경계로 표시된다.
도 4a는 커뮤테이션 전의 상태를 보여준다. 부하 전류는 이상적으로 유도적으로 전압이 가해지는 것으로 간주된다. 따라서, 이하의 동작이 적용된다(부하 전류 = 정수).
스위칭 소자(V1)가 트리거되고 이 포지티브 부하 전류를 운반한다. 스위칭 소자(V2, V4)가 차단된다. 스위칭 소자(V3)가 또한 트리거되지만, 즉 스위치 온 되지만 아직 어떠한 전류도 운반하지는 않는다.
하위 캐패시터(Cu)는, 도시된 바와 같이 입력 직류 전압으로 충전된다. 상위 캐패시터(Co)는 후술하는 커뮤테이션에 참가하지 않고 그 전압이 0으로 유지된다. 직류 전압의 중앙 탭까지의 경로 및 코일(L)에는 전류가 흐르지 않는다.
스위칭 소자(V1)가 차단되고 동시에 스위칭 소자(V2)가 스위칭 온된다는 사실에 의해 커뮤테이션이 개시된다. V3는 스위치 온으로 계속 유지되고, V4는 차단 상태로 유지된다.
이와 관련하여, 도 4b는 커뮤테이션의 제 1 단계를 보여준다. V1은 전류가 흐르지 않게 된다. 부하 전류는 유도적으로 전압이 가해지기 때문에, 계속해서 흘러야 한다. 그것은 직류 전압, 다이오드(Dh4) 및 캐패시터(Cu)의 하반부를 통한 경로를 찾는다. 따라서 캐패시터(Cu)의 방전이 개시된다. V1으로부터 0으로의 전류의 하강 직후에 V1에서의 전압이 단지 매우 작은 값을 갖는다는 것은 중요하다. 따라서 V1의 스위칭 오프 동안의 높은 전류 및 전압 값의 동시 발생이 회피된다.
스위칭 소자(V2)는 V1의 차단과 동시에 스위칭 온되므로, 직렬 연결된 다이오드(D2), 코일(L), 직류 전압의 하반부, 다이오드(Dh4) 및 캐패시터(Cu)를 갖는 V2로부터의 제 2 전류 회로가 생성된다. 이 전류 회로는 발진 회로이다. 따라서 사인 곡선 전류가 코일(L)을 통해 시작된다(부의 방향으로).
하위 동작들이 모두 중첩된다. 커뮤테이션의 제 1 단계는 캐패시터(Cu)가 방전된다는 사실에 기인한다. 다이오드(D4)로 인해, 그 캐패시터는 반전된 극성으로 충전될 수 없다. 대신에, Cu로부터 이 다이오드(D4)로 전류가 충전된다. 동시에 u_Cu = 0이므로, L을 통한 전류는 0으로 된다. 그러나 이것은 전혀 중요하지 않다.
도 4c는 커뮤테이션의 제 2 단계를 보여준다. 앞에서와 같이, V2 및 V3은 스위치 온되고, V1 및 V4는 스위치 오프된다. L을 통한 전류는 계속 0이고 부하 전류는 D4를 통해서만 흐른다. 그러나, 직류 전압의 하반부는 코일(L)에서 제공되므로, L을 통한 전류가 시간에 비례하여 증가하고 D4를 통한 전류는 이에 대응하여 시간에 비례하여 감소한다. 커뮤테이션의 제 2 단계는 D4를 통한 전류가 0이 되고 D4가 차단됨으로써 종료된다.
도 4d는 마지막으로 커뮤테이션 후의 상태를 보여준다. 앞에서와 같이, V2 및 V3이 스위치 온되지만, V2는 전류가 흐르지 않는다. 부하 전류는 V3 및 직렬 연결된 다이오드(D3)를 통해 흐른다. V1 및 V4는 계속 차단된다. 캐패시터(Co, Cu)는 모두 방전되고, 이들의 전압은 0으로 된다. 부하 전류는 이제 중앙 브리지 브랜치를 통해 흐른다.
추가적인 커뮤테이션은 비슷한 방식으로 진행되지만, 다른 전류 프로파일이 존재할 수도 있다. 그러나, 이들 커뮤테이션의 각각에서 "소프트" 스위칭이 얻어지며, 여기서 "하드" 스위칭의 경우에서와 같이 스위칭 소자(V1 내지 V4) 및 다이오드(D1 내지 D4)에서의 높은 전압 및 전류 값이 동시에 발생하지는 않는다. 전압 또는 전류는 밸브(V1 내지 V4) 및 다이오드(D1 내지 D4)에서의 시간 지연과 함께 발생한다.
따라서 스위칭 손실이 대부분 본 회로 장치에 의해 회피된다.
그러한 회로 장치의 일 구현예는 2×270V = 540V의 입력 직류 전압, 25A(피크값)의 출력 전류 및 3.3kVA의 전력에 대해 단상(single-phase)(10kVA 3상에 대응)으로 설계된다. 다음의 컴포넌트가 사용된다.
펄스 폭 변조 인버터에 대해
- SEMIKRON SKM50GB12V 타입의 2개의 IGBT 모듈
- SEMIKRON SKKD42F1000 타입의 1개의 다이오드 모듈
스누버 회로에 대해
- 코일 L = 14 μH; 페라이트 코어 RM14
- 2개의 캐패서터 C = 33 nF; 타입 MKP10
- DIOTEC UF600M 타입의 4개의 다이오드
본 회로 장치의 동작에 있어서, 제어 회로(드라이버)가 개별 스위칭 소자 및 마이크로컨트롤러 제어에 사용되고, 마이크로컨트롤러 제어가 펄스폭 변조 신호를 생성하는데 사용된다. 그러한 제어 장치는 종래 기술에 알려져 있다.
도 5는 제안된 회로 장치의 다른 예를 도시한 것으로, 3-레벨 펄스 폭 변조 인버터가 3L-NPC 인버터로서 설계된다. 이 인버터는 각각의 경우에 반평행하게 연결된 다이오드(D1 내지 D4)를 갖는 4개의 스위칭 소자(V1 내지 V4)를 포함한다. 또한, 도 5에서 볼 수 있는 바와 같이 2개의 추가 다이오드(D5, D6)가 이 인버터에 요구된다. 여기서도, 스누버 회로는 도 3과 관련하여 상세히 설명한 바와 같은 방법으로 구성되고 연결된다.
그러나, 이 회로 장치의 경우에, 3L-NPC 인버터의 주요 이점은 사라진다. 이것은 모든 스위칭 소자들이 직류 전압의 절반에 대해서만 설계되어야 하기 때문이다. 3L-NPC 인버터가 제안된 스누버 회로와 결합되면, 도 5에 도시된 바와 같이, 2개의 외측 스위칭 소자(V1, V4)가 총 직류 전압에 대해 설계되어야 한다.
이 문제점은, 도 6에 도시된 바와 같이 본 회로 장치의 다른 실시예에서 회피될 수 있다. 도면에서 볼 수 있듯이, 2개의 다른 스위칭 소자(V5, V6), 예컨대 IGBT 및 2개의 추가 다이오드(D7, D8)가 이 목적에 사용된다. 따라서 도 3 및 5의 실시예에 비해 비용이 크게 증가한다. 그러나, 높은 직류 전압에도 불구하고 저비용의 전압 클래스 1700 V의 IGBT가 사용될 수 있기 때문에, 이 변형예는 예컨대 대략 2000 내지 3000 V의 입력 직류 전압의 중앙 전압 범위에서는 권할만할 수 있다.
또한, 도 6에서 점선으로 표시되어 있는 상용화된 모듈을 갖는 회로 구조를 생성할 가능성이 있다.
예로서 언급한 본 회로 장치의 3개의 회로 변형들 중 3L-SC 형태의 8-레벨 펄스 폭 변조 인버터의 실시예와 관련된 도 3의 제 1 변형은 단순하고 저비용의 구조의 점에서 가장 큰 이점을 제공한다. 이것은 이미 선호되는 사용 영역으로 이끈다. 외측 스위칭 소자는 충분한 직류 전압에 대해 설계되어야 하므로, 후자는 과도하게 높은 값을 사용해서는 안 된다. 보통 약 600 V 내지 약 1200 V 범위가 채택된다. 이 범위에서, 예컨대 1200 V 또는 1700 V 모듈이 사용될 수 있으며, 이는 많은 유닛 수에서 비용 효율적으로 생성된다. 이 전압 범위는 저전압 범위의 광발전 인버터 및 전기 드라이브(예컨대, 하이브리드 자동차의 경우)에 존재한다. 다른 유용한 범위는 약 3000 V 내지 약 4000 V일 수 있다. 이 범위에서, 중간 전압 드라이브에 대해 생성되는 것과 같이 6500 V의 컴포넌트가 사용될 수 있다(예컨대, 로컬 트랜스포트(local transport) 및 간선 철도).
도 7은 제안된 회로 장치의 다른 가능한 실시예를 도시한 것으로, 스누버 회로를 3-레벨 펄스 폭 변조 인버터에 변형 결합한 것을 특징으로 한다. 2개의 캐패시터(Cu, Co)를 출력 단자(4)에 직접 접속하는 대신에, 여기서는 2개의 캐패시터가 2개의 내측 스위칭 소자(V2, V3)를 통해 출력 단자(4)에 접속된다. 도면에서 볼 수 있듯이, 이것은 또한 2개의 추가 다이오드를 요구한다. 변형된 결합은 전술한 커뮤테이션에 대해 아무런 효과를 갖지 않는다. 그러나 추가 동작 모드가 발생한다. V2, V3의 2개의 내측 스위칭 소자가 영구적으로 차단으로 유지되면, 스누버 회로는 3-레벨 펄스 폭 변조 인버터로부터 분리되게 된다. 3-레벨 펄스 폭 변조 인버터는 그 후 "하드" 스위칭 2-레벨 펄스 폭 변조 인버터로 전환되며, 여기서 2개의 외측 스위칭 소자(V1, V4)만이 펄스 폭 변조의 의미에서 교류 방식으로 스위치 온된다.
이 동작 모드는 예를 들어 광발전 인버터의 경우에 권할만할 수 있다. 하늘이 흐린 경우, 후자는 흔히 하위 부분 부하 영역에서 동작한다. 여기서 스누버 회로가 동작하는 경우, 예컨대 코일에서 바람직하지 않은 손실을 발생하는데, 이는 효율을 감소시킨다. 여기서, 스누버 회로를 동작시키지 않고 "하드" 스위칭 2-레벨 펄스 폭 변조 인버터로 작업하는 것이 보다 유리할 수 있다. 여기서 예로서 제안된 회로 장치는 이러한 동작 모드의 변경을 가능하게 한다.
본 회로 장치의 가능한 확장으로, 부분 저항 특성을 갖는 다이폴(6)이 스누버 회로의 코일(L)에 병렬로 연결된다. 이것은 예컨대 도 8에 도시된 바와 같이 캐패시터와 저항의 직렬 연결로 달성될 수 있다. 스누버의 코일(L)은 기생 캐패시턴스에 의한 커뮤테이션(예를 들어 IGBT 및 다이오드에 의한)의 단부에 있는 발진 회로를 형성할 수도 있고 수 MHz의 고주파수 발진을 일으킬 수 있다. 이들 발진은 EMC의 점에서 바람직하지 않다. 이들 발진은 여기서 제안된 다이폴의 확장부로 감쇄되며, 따라서 EMC 양립성이 감소된다.
수많은 애플리케이션에 있어서, 그리고 예컨대 항공학에서와 같은 일부 애플리케이션에 있어서도, 전자기 호환성을 증가시키기 위해 출력 전압의 전압 기울기 du/dt를 예컨대 500 V/㎲ 내지 1000 V/㎲의 값으로 제한하는 것이 바람직하다. 제안된 회로 장치를 통해, 이러한 제한은 이미 부분적으로 달성되지만, 모든 커뮤테이션은 아니며, 단지 이들 동작의 절반 정도만 달성된다. 그러나, 매우 단순한 방법에 의해 이 제한은 회로 장치의 전체 동작에 대해, 즉 모든 커뮤테이션까지 확장될 수 있다. 이를 위해, 특히 다른 스위칭 소자(V1, V4)의 스위칭 동작이 표적 방식으로 느려진다. 이러한 펄스 폭 변조 인버터의 동작은 특히 EMC 친화적이다. 추가적인 지연은 개별 스위칭 소자의 드라이버에 의해 쉽게 달성될 수 있다.
출력 전압의 전압 기울기 du/dt는 이 경우에 IGBT, JFET 또는 MOSFET의 트리거링의 특성을 통해 감소된다. 후자는 예컨대 OFF 상태의 경우에는 -15V, ON 상태의 경우에는 +15V의 제어 전압에 의해 트리거링된다. 스위칭 온 동안, -15V 에서 +15V 까지의 제어 전압의 천이가 표적 방식으로 둔화되면, 출력 전압의 du/dt 값이 떨어진다.
하드 스위칭 펄스 폭 변조 인버터의 경우에, 스위칭 온 동작, 즉 스위칭 소자에서의 전압의 감소가 전체적으로 더 오래 걸리고 따라서 스위칭 온 에너지 손실(E_on)이 더 커지게 되기 때문에, 이것은 가능하지 않다. 높은 du/dt가 수락되거나 또는 du/dt 감소를 위한 고가의 필터가 펄스 폭 변조 인버터와 모터 사이에 접속되어야 한다.
본 발명에 따른 회로의 경우, 스위칭 소자를 통한 전류가 코일(L)로 인해 제한된 di/dt에 의해서만 상승할 수 있기 때문에 이러한 둔화(slowing-down)가 가능하다. 스위칭 소자에서의 전압은 예컨대 500 V/㎲에서 떨어지고, 예를 들어 30 V/㎲에서 상승한다. 완전히 방전된 스위칭 동작에 비해, 약간 더 높은 에너지 손실(E_on)이발생하지만, 이것은 허용되는 수준이다. 여기서 고가의 필터는 요구되지 않는다.
이 둔화의 구현은 적절한 크기의 오믹 저항기를 드라이버 회로와 IGBT 등의 제어 접속 사이에 접속시킴으로써 간단한 방식으로 실현될 수 있다. 이것의 지체 효과는 데이터 시트(스위칭 시간을 게이트 직렬 저항(R_Gate)의 함수로서 도시한 도면)에 구체화되어 있다.
예컨대 도 3 및 도 6에서 스위칭 소자(V2, V5)의 시퀀스와 이들에 직렬로 연결된 제각기의 다이오드(D2, D7)의 치환 및/또는 스위칭 소자(V3, V6) 및 이들에 직렬로 연결된 제각기의 다이오드(D3, D8)의 치환과 같이, 회로 장치의 변형예들이 또한 가능하다. 어느 것도 제안된 회로 장치의 기능의 모드에 영향을 미치지 않는다. 그러나 이용가능한 반도체 모듈의 타입의 이점들은 발생할 수 있다.
종래의 펄스 폭 변조 인버터에 비해, 제안된 회로 장치는 보다 작은 손실을 가지며 따라서 냉각제 요구가 감소한다. 또한, 이점들로서 보다 높은 효율성, 전력 증가 및 스위칭 주파수를 향상시킬 가능성이 있다.
1. 양극용 입력 단자
2. 중앙 탭용 입력 단자
3. 음극용 입력 단자
4. 출력 단자
5. 부하
6. 다이폴
L. 스누버 회로의 코일
Co, Cu. 스누버 회로의 캐패시터
Dh1 - Dh4. 스누버 회로의 다이오드
V1 - V6 인버터의 스위칭 소자
D1 - D8 인버터의 다이오드
Ud 입력 전압

Claims (7)

  1. 스누버(snubber) 회로를 갖는 적어도 하나의 3-레벨 펄스 폭 변조 인버터를 포함하고 입력 전압의 양극, 음극 및 중앙 탭용 입력 단자(1-3) 및 출력 단자(4)를 포함하는 회로 장치로서,
    상기 펄스 폭 변조 인버터는 상기 입력 전압의 양극 및 음극용 입력 단자(1, 3)에 연결되는 적어도 2개의 외측 스위칭 소자(V1, V4) 및 상기 출력 단자(4)에 연결되는 2개의 내측 스위칭 소자(V2, V3)를 포함하고,
    상기 스누버 회로는 적어도 하나의 코일(L), 동일 방향의 극성을 갖는 4개의 다이오드(Dh1-Dh4)를 포함하는 직렬 접속부 및 2개의 캐패시터(Cu, Co)로 형성되고,
    상기 4개의 다이오드 중 2개의 외측 다이오드(Dh1, Dh4)는 각각 상기 입력 전압의 양극 및 음극용 입력 단자(1, 3)에 직접 연결되고,
    상기 4개의 다이오드 중 2개의 내측 다이오드(Dh2, Dh3) 사이의 전기 접속부는 한쪽이 상기 코일(L)을 통해 상기 입력 전압의 상기 중앙 탭용 입력 단자(2)에 연결되고 다른 쪽은 상기 펄스폭 변조 인버터의 중앙 브리지 브랜치에 연결되며,
    상기 2개의 캐패시터(Cu, Co)는 각각 한쪽 단자가 직렬 연결된 상기 4개의 다이오드 중 상기 내측 다이오드(Dh2, Dh3) 중 하나와 상기 외측 다이오드(Dh1, Dh4) 사이의 전기 접속부에 연결되고 다른쪽 단자가 상기 펄스 폭 변조 인버터의 상기 2개의 내측 스위칭 소자(V2, V3)를 통해 또는 직접 상기 출력 단자(4)에 연결되는
    회로 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 3-레벨 펄스 폭 변조 인버터는 3-레벨-스택-셀 인버터로서 설계되는
    회로 장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 3-레벨 펄스 폭 변조 인버터는 3-레벨 NPC(Neutral-Point-Clamped) 인버터로서 설계되는
    회로 장치.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 3-레벨 펄스 폭 변조 인버터는 3-레벨 NPC 인버터로서 설계되고,
    상기 중앙 브리지 브랜치는 다이오드(D7, D8)와 직렬로 각각 연결된 병렬 연결된 2개의 스위칭 소자(V5, V6)를 더 포함하고, 이를 통해 상기 스누버 회로의 4개의 다이오드의 2개의 내측 다이오드(Dh2, Dh3) 사이의 전기 접속부가 상기 출력 단자에 연결되는
    회로 장치.
  5. 제 1 항 내지 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    발진 감쇄(oscillation attenuation)를 위해 상기 스누버 회로의 상기 코일(L)에 다이폴(6)이 병렬 연결되는
    회로 장치.
  6. 제 1 항 내지 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 스위칭 소자의 펄스 폭 변조 트리거링을 위한 제어 장치를 더 포함하는
    회로 장치.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 제어 장치는 하나 이상의 컴포넌트를 갖는 상기 스위칭 소자용 드라이버 회로를 포함하고, 상기 드라이버 회로는 상기 외측 스위칭 소자의 스위칭 온을 위해 상기 제어 전압의 전환(switching over) 동안 상승 측면(rising flank)의 기울기를 감소시키는
    회로 장치.
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