CN102804570B - 具有卸载网络的3级脉冲逆变器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种由至少一个具有卸载网络的3级脉冲逆变器构成的电路装置。卸载网络由至少一个线圈（L）、两个电容器（Cu，Co）和四个在相同方向上极化的二极管（Dh1-Dh4）构成的串联电路形成，其中两个外部的二极管（Dh1，Dh4）分别直接地与用于输入电压的正极和负极的输入端子（1，3）连接。两个内部的二极管（Dh2，Dh3）之间的电连接一方面通过线圈（L）与用于输入电压的中间抽头的输入端子（2）连接而另一方面与脉冲逆变器的中间桥臂连接。两个电容器（Cu，Co）在一个构型中分别以一个端子与内部的二极管（Dh2，Dh3）中的一个与外部的二极管（Dh1，Dh4）中的一个之间的电连接连接并且以另一端子直接与输出端子（4）连接。借助所建议的电路在简单且廉价的结构中由原理决定地完全避免开关损耗。

Description

具有卸载网络的3级脉冲逆变器

技术领域

本发明涉及一种电路装置，所述电路装置包括至少一个具有卸载网络的3级脉冲逆变器并且具有用于输入电压的正极、负极和中间抽头的输入端子以及输出端子，其中脉冲逆变器具有至少两个外部的开关元件和两个内部的开关元件，所述外部的开关元件与用于输入电压的正极和负极的输入端子连接，所述内部的开关元件与输出端子连接。在这样的电路装置中，卸载网络用于减小脉冲逆变器的开关损耗。

脉冲逆变器由直流电压源产生一个或多个脉冲式的电压，所述电压除脉冲频率（数kHz至20kHz以上）以外还包含具有可调节的频率（0至约500Hz）和可调节的电压有效值的基本振荡。在例如驱动技术或光伏的多种技术应用领域中需要所述脉冲逆变器。在驱动技术中，在那里大多三相的脉冲逆变器用于馈给感应电机（同步电动机和异步电动机）并且确保低损耗地调节转速。在光伏领域中，对于电网馈入需要逆变器。太阳能发电机产生直流电流和直流电压形式的电能。为了使其在交流或者三相电流供电电网中可用，直流电压或者直流电流必须被转换成具有电网频率（50Hz或60Hz）的电网同步的交流或者三相电压或者电网同步的交流或者三相电流。对于单相电网使用单相的脉冲逆变器，对于三相电流电网使用三相实施方案。类似的电网馈入即使在电驱动的情况下在发电机运行时也是必要的，例如在风力设备中。脉冲逆变器的其他应用领域是所谓的功率因数校正（PFC，Power Factor Correction）：如果在从交流电网或三相电流电网中汲取电能或者将电能馈入到交流电网或三相电流电网中时要求高功率因数并且因此要求在很大程度上正弦形的电流，则这可以借助单相的脉冲逆变器或者三相脉冲逆变器实现。

借助于可接通且可关断的功率半导体来产生脉冲逆变器的脉冲式的输出电压。这些功率半导体作为电子开关运行并且在本专利申请中称作开关元件。功率半导体是被设计用于控制和切换高电流和高电压（大于1A并且大于约24V）的半导体组件。用于脉冲逆变器的功率半导体的示例是晶体管——例如MOSFET、JFET或IGBT或者可通过控制脉冲接通和关断的晶闸管——如GTO或IGCT。

在所谓的“硬”切换（Hard Switching）的情况下，在此在接通过程和关断过程期间同时出现高电压值和高电流值和（因此）损耗功率的瞬时值的非常高的值。如果与每秒的接通过程或者关断过程的数量（所谓的开关频率）相乘，则得到开关损耗功率的平均值。在开关频率的值较低（至约1kHz）的情况下，开关损耗功率常常是可忽略的。但在值较高（在10kHz以上）的情况下，开关损耗占主导，整体损耗增大，效率降低并且在开关频率的值非常高的情况下限制脉冲逆变器的功率。

但在很多情况下，高开关频率是期望的，例如以便将开关频率置于超声范围中，并且由此避免脉冲逆变器工作时的可听见的噪声，或者是强制必需的，例如以便在光伏脉冲逆变器的情况下获得电网电流的小的畸变因数。高开关频率也是必需的，以便在低感性的高速三相电流电动机的情况下将电流纹波保持得较小和/或能够实现高调节动态性。

背景技术

用于减小开关损耗的已知可能性在于，取代2级脉冲逆变器使用3级脉冲逆变器。后者仅仅具有2级脉冲逆变器的开关损耗的约50%，因为在3级脉冲逆变器中切换时的电压跃变仅仅是2级脉冲逆变器的一半。

减小开关损耗的另一可能性归于“软”切换（Soft Switching）的上位概念。“软”切换的目的在于在接通过程或者关断过程期间阻止同时出现高电流值和高电压值。由此，即使开关频率具有非常高的值，损耗功率的瞬时值作为电流和电压的乘积也保持得较小，并且因此接通损耗能量或者关断损耗能量的值以及开关损耗功率的平均值的值也保持得较小。

对于“软”切换的实现存在不同的技术，这些技术可以划分成以下类别：卸载网络（缓冲电路）、准谐振电路和谐振电路。

例如由US 5,982,646公开了一种所述分类的由3级脉冲逆变器和卸载网络构成的电路装置。借助所述电路装置显著地减小功率半导体中的开关损耗。但卸载网络具有损耗地工作，即卸载网络在其方面产生的损耗通常大于所节省的开关损耗。由此，不可能改善效率。此外，卸载功能的时间变化过程强烈地取决于负载电流的瞬时值。这使得脉冲控制方法变得困难。

由DE 199 45 864 A1公开了一种通过准谐振电路进行“软”切换的3级整流器。准谐振电路由原理决定地无损耗地减小开关损耗。但其开销较大且昂贵。在DE 199 45 864 A1中又添加四个功率半导体，这些功率半导体必须具有与脉冲逆变器本身的功率半导体相同的电流承载能力。此外，目前总共八个功率半导体的控制是非常复杂的。在此，在仅仅较小的误控制的情况下也可能发生部件的损毁。

在S.Munk-Nielsen等的论文《Comparison of soft and hard switchingefficiency in a three-level single phase 60 kW dc-ac converter》（奥尔堡大学，丹麦，http://www.nsn.aau.dk/GetAsset.action?contentId=2375551&assetId=3519794（在2010年2月15日调用））中给出用于“软”切换3级脉冲逆变器的谐振电路的示例。但所述电路装置具有差的总效率并且在可控性方面存在很大限制。

从现有技术出发，本发明的任务在于给出一种具有脉冲逆变器的电路装置，所述电路装置由原理决定地完全避免整个开关损耗，构造简单并且不要求附加的可接通且可关断的功率半导体。

发明内容

所述任务借助根据权利要1所述的电路装置解决。所述电路装置的有利的构型是从属权利要求的主题或者可由以下描述以及实施例中得出。

所建议的电路装置包括至少一个具有谐振网络的3级脉冲逆变器、用于输入电压的正极、负极和中间抽头的输入端子以及输出端子，在所述输出端子上可截取脉冲逆变器的脉冲式的输出电压。在此，以已知的方式构造3级脉冲逆变器，即所述3级脉冲逆变器具有至少两个外部的开关元件和两个内部的开关元件，所述外部的开关元件与用于输入电压的正极和负极的输入端子连接，所述内部的开关元件与输出端子连接。在此，可以实现3级脉冲逆变器的已知电路拓扑，尤其是实现所谓的“三极堆叠单元（Three Level Stack Cell）”（3L-SC）形式的3级脉冲逆变器或者所谓的“三级中点钳位逆变器（Three Level Neutral Point Clamped Inverter）”（3L-NPC）形式的3级脉冲逆变器。

所建议的电路装置的特征在于：卸载网络由至少一个线圈或者扼流线圈、两个电容器以及四个在相同方向上极化的二极管构成的串联电路形成。两个外部的二极管分别直接与用于输入电压的正极和负极的输入端子连接。两个内部的二极管之间的电连接一方面通过线圈与用于输入电压的中间抽头的输入端子连接而另一方面与脉冲逆变器的中间桥臂连接。在所述电路装置的一个构型中，两个电容器分别以一个端子直接与内部的二极管中的一个和在串联电路中与所述内部的二极管相邻的外部的二极管之间的相应直接电连接连接并且以另一端子直接与输出端子连接。在另一构型中，尤其是在被构造为3L-LC的3级脉冲逆变器的情况下，两个电容器分别以一个端子直接与内部的二极管中的一个与在串联电路中与所述内部的二极管相邻的外部的二极管之间的相应直接电连接连接并且以另一端子通过脉冲逆变器的两个内部的开关元件与输出端子连接。

电路装置的不同元件之间的连接在本专利申请中总是意味着电连接。“直接连接”理解为如下电连接：在所述电连接中没有中间连接其他容性元件或感性元件或二极管。然而，这样的连接当然可以具有欧姆电阻。作为开关元件（也称作阀），在所建议的电路装置中可以使用可接通且可关断的功率半导体，如示例性地已经在说明书引言部分中提到的那样。

当前的电路装置不仅可以针对单相的3级脉冲逆变器构造而且可以针对多相的3级脉冲逆变器构造。在用于产生三相输出电压的电路装置的情况下，电路装置对于每个相包括具有相应描述的卸载网络的单相3级脉冲逆变器。所有三个单相脉冲逆变器和所属的卸载网络在此与相同的输入电压连接或者共享相同的输入端子，但具有不同的输出端子（对于相应的相）。输入电压当然也可以是中间电路电压。

借助所建议的电路装置由原理决定地完全避免全部开关损耗。通过卸载网络的简单构造，可以非常廉价地、小地和轻地实现所述电路装置，其中所述卸载网络在优选的构型中仅仅由一个线圈、两个电容器和四个二极管组成。不需要附加的、昂贵的、可接通且可关断的功率半导体，并且因此也不需要开销较大的控制电路。所建议的卸载网络的卸载功能的持续时间仅仅在较小的程度上与负载电流相关并且因此对于脉冲控制方法是有利的。所述电路装置具有稳健且容差的控制而没有故障风险的其他优点。在尤其是适当地触发外部的开关元件的附加扩展级中，所述电路装置还是非常EMV友好的（EMV：电磁兼容性），因为可以容易地将所产生的电压脉冲的斜率du/dt限制到du/dt<1kV/μs的非临界值上。

在所建议的电路装置的一个优选构型中，3级脉冲逆变器被构造为3L-SC，如这例如在以下实施例中详细阐述的那样。

在所建议的电路装置的一个扩展方案中，具有部分欧姆特性的二端网络与卸载网络的线圈并联，例如通过由电容器和电阻构成的串联电路。由此可以衰减换向过程结束时的可能的高频振荡。当然，可以通过其他方式实现所述二端网络。

在当前描述和以下实施例中不详细探究用于触发脉冲逆变器的开关元件的控制装置。这样的控制装置的构造对于本领域技术人员而言在脉冲逆变器的现有技术中是已知的。在当前的电路装置的特别构型中，所述控制装置被构造用于有针对性地使两个外部的开关元件的接通变慢。由此得到更小的EMV载荷。

附图说明

以下结合附图根据实施例更详细地阐明所建议的电路装置。在此示出：

图1：根据现有技术的3L-SC实施方案中的3级脉冲逆变器的示例；

图2：根据现有技术的3L-NPC实施方案中的3级脉冲逆变器的示例；

图3：所建议的电路装置的构型的第一示例；

图4a-d：图3的电路装置中的换向过程的示例；

图5：所建议的电路装置的构型的第二示例；

图6：所建议的电路装置的构型的第三示例；

图7：所建议的电路装置的构型的第四示例；以及

图8：所建议的电路装置的卸载网络中的二端网络的构造的示例。

具体实施方式

图1示例性地示出根据现有技术的3L-SC形式的三级脉冲逆变器的构型。所述脉冲逆变器以其上桥臂与用于输入电压的正极的输入端子1连接并且以其下桥臂与用于输入电压的负极的输入端子3连接并且以其中间桥臂与用于输入电压的中间抽头的输入端子2连接。所述脉冲逆变器具有四个开关元件V1至V4，所述四个开关元件V1至V4由未示出的控制装置如此触发、即接通和关断，使得在输出端子4上可以截取脉冲式的输出电压。二极管D1至D4分别与开关元件V1至V4反并联地连接。

图2示出根据现有技术的3L-NPC形式的3级脉冲逆变器的示例。在所述脉冲逆变器中，上桥臂、下桥臂以及中间桥臂也与用于输入电压的正极、负极以及中间抽头的输入端子1-3连接。所述脉冲逆变器同样包括具有分别反并联连接的二极管D1至D4的四个开关元件V1至V4以及附加地包括中间桥臂中的两个另外的二极管D5、D6。

图1和2的两个构型是“硬”切换的脉冲逆变器，其正好在高开关频率时具有高开关损耗。为了避免所述开关损耗，在所建议的电路装置中给脉冲逆变器添加卸载网络。为此，图3示出所建议的电路装置的第一实施例，其中图1的3级脉冲逆变器与卸载网络连接。所述构型相对于稍后示出的其他构型具有结构最简单且功率部件的数量最少的优点。

卸载网络由线圈L、两个电容器Co和Cu以及四个同极串联连接的二极管Dh1至Dh4组成。两个外部的二极管Dh1和Dh4的端子直接与用于直流电压（输入电压）的正极或者负极的输入端子1或者3连接。电容器Co或者Cu以一个端子与内部的二极管Dh2与相邻的外部的二极管Dh1之间的电连接连接或者与内部的二极管Dh3与相邻的外部的二极管Dh4之间的电连接连接，并且以其另一端子直接与电路装置或者脉冲逆变器的输出端子4连接。在用于输入电压的中间抽头的输入端子2与中间桥臂之间——即内部的开关元件V2和V3之间在没有卸载网络的情况下存在的连接（参见图1）已经分开。在这里已经插入线圈L，所述线圈L此外（与中间桥臂同样地）与两个内部的二极管Dh2、Dh3之间的连接连接。从图3中可以看到所述连接。

这样的电路结构可以非常有利地借助可在市场上买到的模块实现，所述模块在图3中通过虚线表示。由于各个构件或者构件组的商业模块的可用性，可以非常成本有利地实现所建议的电路装置。

3级脉冲逆变器具有三个所谓的开关状态，这些开关状态以下称为“上”、“中”和“下”，借此指通过图3的示图中的上桥臂、中间桥臂或下桥臂的电流导向。在这些开关状态之一中，负载电流可以是正的或者负的并且在特殊情况下也可以是0。由此在这些开关状态之间得到多个可能的开关过程（也称为换向）：分别对于负载电流>0、对于负载电流<0和对于负载电流=0，上→中，中→上，中→下，下→中，上→下和下→上。出于对称原因，开关过程的数量可以减少至四个开关过程（+对于负载电流=0的两个特殊情况）：

负载电流>0	特殊情况：负载电流=0
		上→中	上→中
中→上	中→上
		中→下	中→下（如同中→上）
下→中	下→中（如同上→中）

特殊情况负载电流=0可以与负载电流>0的四种情况汇总在一起：

负载电流≥0
	上→中
中→上
	中→上
下→中

这四个换向不同地运行。对于这四个换向而言共同的是：在相应的过程期间在开关元件中的每一个上决不同时出现高的电压值和电流值。由此，损耗功率的瞬时值作为电压和电流的乘积仅仅具有较小的值，使得开关损耗功率的平均值也保持得较小。由此实现开关损耗卸载的期望效应。因为开关元件上的电压由于卸载网络中的电容器而仅仅可以以有限的斜率du/dt升高或/和流过开关元件的电流由于卸载网络中的线圈而仅仅可以以有限的斜率di/dt升高，所以实现卸载效应。

以下示例性地描述四个换向中的一个，在所述示例中根据图4a至4d示例性地定性地描述换向“上→中”。图的左侧部分在此分别示出在正负载电流的情况下的所建议的电路装置，其具有所连接的负载5。加粗地标记在相应的状态中出现的电流变化过程。图的右侧部分分别示出负载上的期望电压（u_Last_soll）的变化过程、负载上的电压（u_Last_ist）的实际变化过程、下部的电容器Cu上的电压变化过程（u_Cu）、线圈L上的电流变化过程（i_L）、上部的开关元件V1上的电压变化过程（u_Vl）和上部的开关元件V1上的电流变化过程(i_V1)。在此通过虚线边框来表示换向的相应阶段。

图4a示出换向之前的状态。将负载电流视为理想感应的。即：负载电流=常数。

触发开关元件V1，正的负载电流导通。开关元件V2和V4截止。同样触发、即接通开关元件V3，但还不导通电流。

如所示的那样，下部的电容器Cu充电到输入直流电压。上部的电容器Co不参与以下描述的换向，其电压保持为0。至直流电压的中间抽头的路径以及线圈L是无电流的。

通过如下方式来进行换向：截止开关元件V1并且同时接通开关元件V2。V3继续保持接通，V4保持截止。

图4b为此示出换向的第一阶段。V1突然变成无电流的。因为负载电流具有感应特征，所以负载电流必须继续流动。其找到经由直流电压的下半部、二极管Dh4和电容器Cu的路径。由此，电容器Cu的放电开始。在此重要的是，直接在流过V1的电流下降到零之后，V1上的电压仅仅具有非常小的值。由此避免在关断V1时同时出现高的电流值和电压值。

因为与截止V1同时地接通开关元件V2，所以得到由V2与串联的二极管D2、线圈L、直流电压的下半部、二极管Dh4和电容器Cu构成的第二电流回路。所述电流回路是振荡回路。相应地，流过线圈L的（在负方向上的）正弦电流开始。

两个子过程叠加。通过如下方式实现换向的第一阶段的结束：电容器Cu完成放电。由于二极管D4，电容器Cu不可以放电到相反的极性上。取而代之地，电流从Cu变换到所述二极管D4上。与u_Cu=0同时地，流过L的电流也变为零。但这不重要。

图4c示出换向的第二阶段。如之前那样，V2和V3是接通的，V1和V4是关断的。首先，流过L的电流还是零，而负载电流完全流过D4。然而，因为在线圈L上施加直流电压的下半部，所述流过L的电流时间线性地增大而流过D4的电流相应地时间线性地减小。换向的第二阶段由此结束：流过D4的电流变成零，并且D4截止。

最后，图4d示出换向之后的状态。如之前那样，V2和V3是接通的，但V2是无电流的。负载电流流经V3和串联的二极管D3。V1和V4继续保持截止。两个电容器Co和Cu完成放电，其电压是零。负载电流现在流经中间桥臂。

其他换向以类似的方式运行，但其中必然得到其他电流变化过程。然而，在这些换向的每一个中实现“软”切换，其中不如同在“硬”切换时那样在开关元件V1至V4以及二极管D1至D4上出现高的电压值和电流值。阀V1至V4上的电压或电流以及二极管D1至D4上的电压或电流时间延迟地升高。由此，借助当前的电路装置在很大程度上避免开关损耗。

这样的电路装置的一个实现示例设计用于2x270V=540V的输入直流电压、直至25A的输出电流（峰值）和单相3.3kVA（相应于三相10kVA）的功率。在此使用如下组件：

对于脉冲逆变器

-两个SEMIKRON SKM50GB12V型的IGBT模块

-一个SEMIKRON SKKD42F1000型的二极管模块

对于卸载网络

-一个线圈L=14μH；铁芯RM14

-两个电容器C=33nF；MKP10型

-四个DIOTEC UF600M型的二极管

对于当前的电路装置的运行，使用用于各个开关元件的控制电路（驱动器）以及用于产生脉宽调制信号的微控制器控制装置。这样的控制装置在现有技术中是已知。

图5示出所建议的电路装置的其他示例，其中3级脉冲逆变器被构造为3L-NPC逆变器。所述逆变器包括四个分别具有反并联的二极管D1至D4的开关元件V1至V4。附加地，在所述逆变器中，需要两个附加的二极管D5、D6，如这从图5中可以看出的那样。在此也以相同的方式建立和连接卸载网路，如这已经结合图3详细阐述的那样。

然而，在所述电路装置中失去了3L-NPC逆变器的实质优点之一。所述优点在于，所有开关元件仅须针对半个直流电压设计。如果3L-NPC逆变器与所建议的卸载网络相组合，如图5中示出的那样，则两个外部的开关元件V1和V4必须针对整个直流电压设计。

在当前的电路装置的其他构型中可以避免最后提到的缺点，如其在图6中示出的那样。为此，必须使用两个另外的开关元件V5和V6（例如IGBT）和两个另外的二极管D7和D8，如这在附图中看到的那样。因此，开销相对于图3和5的构型显著增高。然而，所述变型方案在中压范围内——例如在约2000V和3000V之间的输入直流电压的情况下是有意义的，因为虽然直流电压较高但可以使用廉价的电压级1700V的IGBT。

在这里也存在如下可能性：借助在市场上可以买到的模块来实现所述电路结构，这些模块在图6中通过虚线地示出。

在当前的电路装置的三个示例性实施的电路变型方案中，具有3L-SC形式的3级脉冲逆变器的构型的图3的第一变型方案在简单且成本有利的结构方面提供了最多优点。这已经导致优选的应用领域。因为外部的开关元件应针对全部直流电压设计，所以其不应取过高的值。约600V至约1200V的范围是有意义的。在所述范围中可以使用例如1200V模块或者1700V模块，这些模块大量地廉价地制造。所述电压范围在光伏逆变器和低压范围中的电驱动（例如也在混合动力汽车中）的情况下给出。另一有意义的范围位于约3000V至约4500V之间。在所述范围中可以使用6500V部件，如其针对中压驱动（例如近距离交通和全轨道）制造的那样。

图7示出所建议的电路装置的另一可能的构型，其特征在于卸载网络改变地耦合到3级脉冲逆变器上。取代两个电容器Cu和Co与输出端子4的直接连接，在此两个电容器Cu和Co通过两个内部的开关元件V2或者V3与输出端子4连接。这也要求两个附加的二极管，如这在附图中可以看到的那样。所述改变的耦合对前面描述的换向没有影响。但得到附加的运行方式。如果两个内部的开关元件V2、V3持续地保持截止，则使卸载网络与3级脉冲逆变器去耦合。则3级脉冲逆变器转变到“硬”切换的2级脉冲逆变器，其中仅仅使两个外部的开关元件V1和V4交替地在脉宽调制的意义上接通。

所述运行方式例如在光伏逆变器的情况下是有意义的。所述光伏逆变器在阴天时常常运行在下部的部分负载区域中。当卸载网络在此运行时，例如在线圈中产生减小效率的不期望的损耗。在此可更有利的是，停用卸载网络并且借助“硬”切换的2级脉冲逆变器工作。在此示例性地建议的电路装置能够实现运行方式的这样的更换。

在当前的电路装置的可能的扩展方案中，具有部分欧姆特性的二端网络6与卸载网络的线圈L并联。这例如可以借助电容器和电阻的串联电路来实现，如这在图8中示出的那样。卸载网络的线圈L可能在换向结束时与寄生电容（例如通过IGBT和二极管）形成振荡环路并且导致数MHz的高频振荡。所述振荡在EMV角度下是不期望的。借助适当确定尺寸的二端网络的在此建议的扩展方案，使所述振荡衰减，从而提高EMV兼容性。

对于很多应用，值得期望的是，对于诸如航空中的一些应用而言需要将输出电压的电压斜率du/dt限制到例如500V/μs和1000V/μs之间的值上以提高电磁兼容性。通过所建议的电路装置已经部分地实现了这样的限制，但不是在所有换向中而是例如在所述过程的一半中实现。但通过非常简单的措施可以对于电路装置的整体运行将所述限制扩展到所有换向上。为此，尤其是有针对性地使外部的开关元件V1、V4的接通过程变慢。脉冲逆变器的这种运行是特别EMV友好的。可以简单地通过各个开关元件的驱动器来实现附加的延迟。

在此通过IGBT、JFET或者MOSFET的触发类型来减小输出电压的电压斜率du/dt。借助一个控制电压来触发IGBT、JFET或者MOSFET：例如对于关断状态-15V而对于接通状态+15V。如果现在在接通时有针对性地使控制电压从-15V至+15V的过渡变慢，则输出电压的值du/dt降低。

因此，在硬切换的脉冲逆变器的情况下这是不可能的，因为现在接通过程——即开关元件上的电压的降低（在已经完全的负载电流下！）整体上持续时间更长并且因此接通损耗能量E_on明显更大。必须或者容忍高的du/dt或者在脉冲逆变器与电动机之间连接用于du/dt降低的开销较高的滤波器。

因此，在根据本发明的电路中能够实现实施变慢，因为流过开关元件的电流由于线圈L可以仅仅以有限的di/dt升高。开关元件上的电压例如以500V/μs降低，电流例如以30A/μs升高。相对于完全卸载的接通过程得到略微更高的损耗能量E_on，但所述损耗能量是可容忍的。在此不需要开销较高的滤波器。

可以通过简单的方式通过如下方式实现所述变慢的实现方案：在IGBT等的驱动器电路和控制端子之间连接适当确定大小的欧姆电阻。其变慢效应记录在数据单表中（切换时间作为栅极前置电阻R_Gate的函数的图）。

当然，在示例中示出的电路装置的修改方案也是可能的，例如开关元件V2或者V5和（由此）串联的二极管D2或者D7的顺序的交换和/或图3或者图6的开关元件V3或者V6和（由此）串联的二极管D3或者D8的交换。两者都不影响所建议的电路装置的运行方式。但在所述类型的可使用的半导体模块中得到优点。

所建议的电路装置相对于常规的脉冲逆变器具有更小的损耗并且因此具有更小的冷却剂需求。其他优点是更高的效率、功率提高以及提高开关频率的可能性。

附图标记列表

1用于正极的输入端子

2用于中间抽头的输入端子

3用于负极的输入端子

4输出端子

5负载

6端网络

L卸载网络的线圈

Co、Cu卸载网络的电容器

Dh1-Dh4卸载网络的二极管

V1-V6逆变器的开关元件

D1-D8逆变器的二极管

U_d输入电压

Claims (7)

1.电路装置，其包括至少一个具有卸载网络的3级脉冲逆变器并且具有用于输入电压的正极、负极和中间抽头的输入端子(1-3)以及输出端子(4)，

其中，所述脉冲逆变器具有至少两个外部的开关元件(V1，V4)和两个内部的开关元件(V2，V3)，所述至少两个外部的开关元件(V1，V4)与用于所述输入电压的所述正极和所述负极的输入端子(1，3)连接，所述两个内部的开关元件(V2，V3)与所述输出端子(4)连接，

其特征在于，

所述卸载网络由至少一个线圈(L)、两个电容器(Cu，Co)和由四个在相同方向上极化的二极管(Dh1-Dh4)构成的串联电路形成，其中，

四个二极管中的两个外部的二极管(Dh1，Dh4)分别直接与用于所述输入电压的所述正极和所述负极的输入端子(1，3)连接，

在四个二极管中的两个内部的二极管(Dh2，Dh3)之间的电连接一方面通过所述线圈(L)与用于所述输入电压的中间抽头的输入端子(2)连接而另一方面与所述脉冲逆变器的中间桥臂连接，以及

所述两个电容器(Cu，Co)分别以一个端子分别与所述四个二极管中的内部的二极管(Dh2，Dh3)中的一个和在所述串联电路中分别相邻的外部的二极管(Dhl，Dh4)之间的电连接连接并且以另一端子直接或者通过所述脉冲逆变器的两个内部的开关元件(V2，V3)与所述输出端子(4)连接。

2.根据权利要求1所述的电路装置，其特征在于，所述3级脉冲逆变器被构造为3级堆叠单元逆变器。

3.根据权利要求1所述的电路装置，其特征在于，所述3级脉冲逆变器被构造为3级中点钳位逆变器。

4.根据权利要求1所述的电路装置，其特征在于，所述3级脉冲逆变器被构造为3级中点钳位逆变器，其中，所述中间桥臂附加地包括两个并联的开关元件(V5，V6)，其分别具有一个串联的二极管(D7，D8)并且用于使所述卸载网络的四个二极管中的两个内部的二极管(Dh2，Dh3)之间的电连接与所述输出端子(4)连接。

5.根据权利要求1至4中任一项所述的电路装置，其特征在于，用于振荡衰减的二端网络(6)与所述卸载网络的线圈(L)并联连接。

6.根据权利要求1至4中任一项所述的电路装置，其具有用于脉宽调制地触发所述脉冲逆变器的各个开关元件的控制装置。

7.根据权利要求6所述的电路装置，其特征在于，所述控制装置包括用于所述开关元件的具有一个或多个部件的驱动器电路，所述部件在切换控制电压时对于接通外部的开关元件减小上升沿的斜率。