CN102195558B - 较小电容的多电平变速驱动器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明的目标是采用将“飞跨电容”用于C-less驱动器应用的多电平变速驱动器拓扑。利用特定控制，当停止驱动器时，确保直流C-less电容器与逆变器的飞跨电容器解耦。通过这种方式，减小多电平变速驱动器的输入电流谐波，最优C-less多电平变速驱动器的大小，进而最优产品成本。提供一种具有较小电容的多电平变速驱动器，包括：二极管整流器(2)；具有第一电容器(Cb1)、第二电容器(Cb2)和第三电容器(Cb3)的飞跨电容逆变器(4)；具有第四电容器(Ca)的直流链路(3)；以及调制器(7)，用于输出控制信号到飞跨电容逆变器(4)的多个功率单元(5)，以控制多个功率单元(5)的导通和截止，其中，当所述驱动器停止时，调制器(7)输出第一控制信号以将第一至第三电容器(Cb1、Cb2、Cb3)与第四电容器(Ca)解耦。

Description

较小电容的多电平变速驱动器及其控制方法

技术领域

本发明涉及一种多电平变速驱动器及其控制方法，更具体地说，涉及一种利用较小电容(C-less)驱动器应用的“飞跨电容”的多电平变速驱动器及其控制方法。

背景技术

由于变速驱动器的开关特性构成了一个非线性负载，所带来的谐波干扰越来越不容忽视，尤其是在大功率的调速系统中。变速驱动器干扰主要有：变速驱动器中普遍采用的诸如整流二极管的非线性整流器件，将会对电源产生谐波干扰，引起电源电流畸变(总电流畸变率用THDi表示)，影响供电质量；其次，变速驱动器输出部分的高频开关器件在换向时将在输出端产生较强高频电磁辐射干扰。谐波会使挂在同一电源的电机、变压器和电容等用电设备损耗增大，严重时会过热或烧毁设备。

在图1中示出了现有技术的变速驱动器的标准驱动器电路图。它包括由整流器构成的输入级、包含大型扼流线圈(Big choke)L和滤波电容器C的直流链路部分、以及由逆变器构成的输出级。其中大型扼流线圈(Big choke)L保护驱动器的输入桥，用于减少驱动器的输入电流的谐波，以降低THDi，使之大约为45％。但无附加输出滤波器的2-电平逆变器不适用于长距离应用。

图2示出了现有技术的C-less驱动器电路图，其具有2-电平逆变器。这种方案可以减少输入电流的THDi。

图2的变速驱动器包括由整流器构成的输入级、包含直流链路电容器C的直流链路部分、以及由逆变器构成的输出级。其中，直流链路电容器值比图1所示的标准AC驱动电容器值小2％-3％。在直流链路部分中，线路电感器(Line inductor)和小直流链路电容器形成具有高截止频率的低通滤波器。由于逆变器的开关频率导致的直流电流被电容器C过滤，但是低输入电流谐波未被过滤。因此，输入电流波形为方波并且THDi大约为30％。

无附加输出滤波器的2-电平逆变器不适用于长距离应用。

图2中的直流链路电容器C的电容值受到逆变器停止时的直流链路过压以及谐波生成量的限制。通常，直流链路电容器的电容值C通过如下公式1得到：

$C^{\′}\≥\frac{2\×L_S\×{i_S}^2+\frac{2}{3}\×(L_1+M)\×{i_{M0}}^2}{{{\mathrm{Vdc}}_{\mathrm{PEAK}}}^2-2\×{V_{\mathrm{AC}}}^2}$      公式1

其中：

C’：直流链路电容器的电容

L_s：电源电感

L₁：电动机的初级线圈电感

M：电动机的励磁电感

i_s：线路电流

V直流_PEAK：直流链路部分中电路元件的最小额定电压

i_M0：励磁电流

V_AC：电源电压

根据上述公式1可知，直流链路电容器C的电容值较大，因而，导致直流链路电容器体积也较大，价格较高，封装难。

图3示出了已知的飞跨电容逆变器拓朴结构，其中电容器Cb跨接在两个IGBT的端子。通常，飞跨电容逆变器中的电容器Cb的电容值如下：

${C^{\′}}_b\≥\frac{1}{q\×\mathrm{Vac}\×\sqrt{2}\×f_s}$       公式2

对于长电缆应用，这种多电平拓朴结构允许降低在终端电动机的电磁兼容(EMC)干扰和浪涌电压。对于长电缆应用，此方案允许缩小输入滤波器的尺寸，并且可以去除输出dv/dt和/或正弦滤波器。但这种拓扑结构也存在诸如电容体积大，成本高，以及封装难的问题，并且开关损耗大，效率降低的问题。

发明内容

本发明所要解决的问题是飞跨电容逆变器比标准2-电平逆变器更为昂贵。

本发明的目标是优化该方案的成本。

本发明的目的是利用飞跨电容逆变器来优化较小电容驱动器的设计。

本发明将这两种拓朴结构(即，C-less驱动拓朴结构和飞跨电容逆变器拓朴结构)结合用于产生现有技术中未存在的变速驱动器。

这种拓朴适用于所有无可选大型且昂贵的无源滤波器的变速驱动器应用。

本发明的目的是当C-less多电平变速驱动器停止时，确保直流C-less电容器与飞跨电容器的解耦。通过这种方式，可以进一步减小C-less电容器的电容值，从而C-less电容器的尺寸可以缩减并且成本可以优化。

本发明提供一种具有较小电容的多电平变速驱动器，包括：二极管整流器(2)；具有第一电容器(Cb1)、第二电容器(Cb2)和第三电容器(Cb3)的飞跨电容逆变器(4)；具有第四电容器(Ca)的直流链路(3)，其与二极管整流器(2)的输出以及飞跨电容逆变器(4)的输入相连；以及调制器(7)，用于输出控制信号到飞跨电容逆变器(4)的多个功率单元(5)，以控制多个功率单元(5)的导通和截止，其中，当所述驱动器停止时，调制器(7)输出第一控制信号以将第一至第三电容器(Cb1、Cb2、Cb3)与第四电容器(Ca)解耦，其中，飞跨电容逆变器(4)包括并联连接的第一部件、第二部件和第三部件；第一部件、第二部件和第三部件的每个都包含：四个串联的第一功率单元至第四功率单元，和跨接在第一功率单元和第二功率单元的交点以及第三功率单元和第四功率单元的交点之间的电容器(Cb1、Cb2、或Cb3)，其中当调制器(7)输出第一控制信号时，第一部件中的第四功率单元、第二部件中的第四功率单元以及第三部件中的第四功率单元导通，其他所有功率单元截止，使得来自电源(1)的能量被充入第四电容器(Ca)中并且来自电机(6)的能量被充入第一电容器(Cb1)中。

本发明还提供一种具有较小电容的多电平变速驱动器的控制方法，该多电平变速驱动器包括：二极管整流器(2)；具有第一电容器(Cb1)、第二电容器(Cb2)和第三电容器(Cb3)的飞跨电容逆变器(4)；具有第四电容器(Ca)的直流链路(3)，其与二极管整流器(2)的输出以及飞跨电容逆变器(4)的输入相连；电源(1)，用于向所述多电平变速驱动器供电；电机(6)，用于推动与多电平变速驱动器相连的各种设备；以及调制器(7)，用于输出控制信号到飞跨电容逆变器(4)的多个功率单元(5)，以控制多个功率单元(5)的导通和截止，该控制方法包括：当所述驱动器停止时，调制器(7)输出第一控制信号以将第一至第三电容器(Cb1、Cb2、Cb3)与第四电容器(Ca)解耦，其中当调制器输出第一控制信号时，飞跨电容逆变器(4)的底部功率单元(5)截止，来自电源(1)的能量被充入第四电容器(Ca)中，并且来自电机(6)的能量被充入第一电容器(Cb1)中。

本发明的另外方面和优点部分将在后面的描述中阐述，还有部分可从描述中明显地看出，或者可以在本发明的实践中得到。

附图说明

通过结合附图对本发明的优选实施例进行详细描述，本发明的上述和其他目的、特性和优点将会变得更加清楚，其中相同的标号指定相同结构的单元，并且在其中：

图1示出了现有技术的变速驱动器的标准驱动器电路图；

图2示出了现有技术的C-less驱动器电路图；

图3示出了已知的飞跨电容逆变器的拓朴结构；

图4示出了根据本发明的C-less多电平变速驱动器的基本电路原理；

图5示出了根据本发明的C-less多电平变速驱动器的具体电路图；

图6示出了根据本发明的C-less多电平变速驱动器中的调制器7输出的控制信号；

图7示出了当C-less多电平变速驱动器停止时，调制器7输出的第一阶段输出信号；

图8示出了当根据本发明的C-less多电平变速驱动器接收到第一阶段输出信号时，C-less多电平变速驱动器的电路状态示意图；

图9示出了当C-less多电平变速驱动器停止时，调制器7输出的第二阶段输出信号；

图10示出了当根据本发明的C-less多电平变速驱动器接收到第二阶段输出信号时，C-less多电平变速驱动器的电路状态示意图；以及

图11示出了根据本发明的C-less多电平变速驱动器的输入波形以及输出波形。

具体实施方式

下面将参照示出本发明实施例的附图对本发明进行说明。然而，本发明可以以许多不同的形式实现，而不应当认为限于这里所述的实施例。相反，提供这些实施例以便使本公开透彻且完整，并且将向本领域技术人员充分表达本发明的范围。在附图中，为了清楚起见放大了组件。

除非另有定义，这里使用的所有术语(包括技术和科学术语)具有与本发明所属领域的普通技术人员共同理解的相同含义。还应当理解，诸如在通常字典里定义的那些术语应当被解释为具有与它们在相关技术的上下文中的含义相一致的含义，而不应用理想化或极度形式化的意义来解释，除非这里明确地这样定义。

图4示出了根据本发明的C-less多电平变速驱动器的基本电路原理。如图4所示，C-less多电平变速驱动器包括采用C-less驱动器的输入部分和采用飞跨电容逆变器的输出部分。

图5示出了根据本发明的C-less多电平变速驱动器的具体电路图。如图5所示，根据本发明的C-less多电平变速驱动器包括：电力网1、转换器2、直流链路3、逆变器4、AC电机6、以及调制器7。

电力网1连接到转换器2的线路输入端。电力网1的电动势根据如下公式获得：

${\mathrm{\ϵ}}_s=\frac{1}{2}\×2\×L_s\×i_s^2$        公式3

线路侧的转换器2以及负载端的逆变器4通过直流链路6在它们的直流侧彼此电路连接。在本发明中，转换器2由二极管整流器实现，而逆变器4由飞跨电容逆变器实现。直流链路6包括直流链路电容器Ca。AC电机6连接到逆变器4的输出端。AC电机6的电动势根据如下公式计算：

${\mathrm{\ϵ}}_m=\frac{1}{2}\×\frac{2}{3}\×(L_1+M)\×i_{M0}^2$       公式4

逆变器4包括采用绝缘门极双极型晶体管(IGBT)和二极管的功率单元5和飞跨电容器Cb。根据需要，本领域技术人员可以采用诸如关断晶闸管(GTO)、金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)或门极换流晶闸(IGCT)等半导体开关来代替IGBT。

调制器7对C-less多电平变速驱动器进行控制，其详细控制策略将通过图6-图10给出。调制器7包括三组输出管脚。第一组输出管脚a1包括C1a1、C2a1、C3a1和C4a1，分别连接到逆变器4的IGBT的端子T1a1、T2a1、T3a1和T4a1，以分别控制相应IGBT的操作。第二组输出管脚a2包括C1a2、C2a2、C3a2和C4a2，分别连接到逆变器4的IGBT的端子T1a2、T2a2、T3a2和T4a2，以分别控制相应IGBT的操作。第三组输出管脚a3包括C1a3、C2a3、C3a3和C4a3，分别连接到逆变器4的IGBT的端子T1a3、T2a3、T3a3和T4a3，以分别控制相应IGBT的操作。

图6示出了根据本发明的C-less多电平变速驱动器中的调制器7输出的控制信号，其中以第一组输出管脚a1为例进行说明。图6中的B部分的载波被输入到调制器以生成A部分中所示的调制信号。在B部分中，以虚线表示的载波信号分别被提供给调制器的C1a1和C4a1管脚；以实线表示的载波信号分别被提供给调制器的C2a1和C3a1管脚。在A部分中，以虚线表示的调制信号分别输出到逆变器4的T1a1和T4a1；以实线表示的调制信号分别输出到逆变器4的T2a1和T3a1；从而控制IGBT的导通和截止。

本发明的特征包括：当驱动器停止时，解耦Ca和Cb。

图7示出了当C-less多电平变速驱动器停止时，调制器7输出的第一阶段输出信号。在第一阶段中，仅信号C4a1、C4a2和C4a3为高电平；而其他管脚输出的信号都是低电平。因此，逆变器4中底部的IGBT T4a1、T4a2、T4a3导通，而其他IGBT都截止。

图8示出了当根据本发明的C-less多电平变速驱动器接收到第一阶段输出信号时，C-less多电平变速驱动器的电路状态示意图，在图中，以表示电路中IGBT的接通状态。

当C-less多电平变速驱动器停止时，通过调制器7的输出信号进行控制以使得电路底部的IGBT导通ON，而其他IGBT截止OFF。通过这种方式，确保Ca和Cb电容器之间的非人控解耦。从而，能量被分流，即，来自电力网1的能量被充入Ca中并储存在Ca中，并且来自电机8的能量被充入并储存在Cb1中。如果Vcb1或Vcb2或Vcb3＞VT max，当Cb1的电压达到特定值VTmax时，切换到阶段2。根据实际电路情况，VT max，例如可以是450V。当本领域技术人员可以理解，VT max并不限于该值。

图9示出了当C-less多电平变速驱动器停止时，调制器7输出的第二阶段输出信号。在第二阶段中，仅信号C1a1、C1a2和C1a3为高电平；而其他管脚输出的信号都是低电平。因此，逆变器4中顶部的IGBT T1a1、T1a2、T1a3导通，而其他IGBT都截止。

图10示出了当根据本发明的C-less多电平变速驱动器接收到第二阶段输出信号时，C-less多电平变速驱动器的电路状态示意图，同样在图中，也以表示电路中IGBT的接通状态。在第二阶段中，通过调制器7的第二阶段输出信号进行控制，以便导通电路顶部的IGBT，而其他IGBT截止。由此，停止对第一阶段的Cb1电容器的充电，而使得来自电机6的能量被充入并储存在其他两个电容器，即Cb2和Cb3。

当调制器仅输出第一阶段输出信号时，电容器Ca和Cb1的电容值分别为：

$C_a\≥\frac{2\×L_S\×{i_S}^2}{{{\mathrm{Vdc}}_{\mathrm{PEAK}}}^2-2\×{V_{\mathrm{AC}}}^2}$      公式5

$C_{b1}\≥\frac{\frac{2}{3}\×(L_1+M)\×{i_{M0}}^2}{{{\mathrm{Vdc}}_{\mathrm{PEAK}}}^2-2\×{V_{\mathrm{AC}}}^2}$    公式6

根据上述公式可以看出，本发明电路中采用的Ca其电容值小于现有技术中电容器C的电容值C’。

当根据需要，调制器顺序输出第一阶段输出信号以及第二阶段输出信号时，Cb的电容值为：

$C_b\≥\frac{\frac{2}{9}\×(L_1+M)\×{i_{M0}}^2}{{{\mathrm{Vdc}}_{\mathrm{PEAK}}}^2-2\×{V_{\mathrm{AC}}}^2}$     公式7

显然，公式7中的电容值小于公式6中的电容值。

根据上述说明可知，由于驱动器停止时，来自电力网1和电机6的能量被分别存储到Ca以及Cb1、Cb2和Cb3，因而可以减少电容器Ca以及Cb的电容值，最优化驱动器的大小，进而优化产品成本。

因此，根据本发明的C-less多电平变速驱动器，Ca值可以更小(因而实现低成本)。并且Ca补偿了Cb的成本超支。

并且，根据设计需求，本领域技术人员可以采用不同的调制器输出，例如，仅输出第一阶段输出信号；或者顺序输出第一阶段输出信号以及第二阶段输出信号。从而，获得不同的Cb电容值，以获得更好地性价比。

下面的公式8给出了电容器设计能量：

${\mathrm{\ϵ}}_a=\frac{1}{2}\×C_a\×{V_{\mathrm{dc}}}^2$            ${\mathrm{\ϵ}}_b=3\×\frac{1}{2}\×C_b\×\frac{{V_{\mathrm{bc}}}^2}{4}$

${\mathrm{\Δ\ϵ}}_a=\frac{1}{2}\×C_a\×({850}^2-2\×{V_{\mathrm{ac}}}^2)$    ${\mathrm{\Δ\ϵ}}_b=3\×\frac{1}{2}\×C_b\×({450}^2-\frac{{V_{\mathrm{ac}}}^2}{4})$

如果Ca=Cb，则Δε_a≈Δε_b

                              公式8

图11示出了根据本发明的C-less多电平变速驱动器的输入波形以及输出波形。根据图11可以看出，采用根据本发明的C-less多电平变速驱动器，能够实现良好的输出波形，并且可达到降低谐波的目的。

综上可知，本发明较之于现有技术的优点包括如下几个方面：

i.紧凑的变速驱动器；

ii.对其环境(电源和电机)的低干扰；

iii.无附加输入或者输出无源滤波器符合全部应用；

iv.对于高开关频率的更高的效率；

v.利用创新来限制成本超支。

尽管本发明是参照其特定的优选实施例来描述的，但本领域技术人员应当理解本发明不限于所公开的实施例，相反，本发明旨在覆盖所附权利要求的精神和范畴之内包括的各种各样的修改和等价结构。

Claims (8)

1.一种具有较小电容的多电平变速驱动器，包括：

二极管整流器(2)；

具有第四电容器(Ca)的直流链路(3)，其与二极管整流器(2)的输出以及飞跨电容逆变器(4)的输入相连；

其特征在于：具有第一电容器(Cbl)、第二电容器(Cb2)和第三电容器(Cb3)的飞跨电容逆变器(4)；以及

调制器(7)，用于输出控制信号到飞跨电容逆变器(4)的多个功率单元(5)，以控制多个功率单元(5)的导通和截止，

其中，当所述驱动器停止时，调制器(7)输出第一控制信号以将第一至第三电容器(Cbl、Cb2、Cb3)与第四电容器(Ca)解耦，

其中，飞跨电容逆变器(4)包括并联连接的第一部件、第二部件和第三部件；第一部件、第二部件和第三部件的每个都包含：四个串联的第一功率单元至第四功率单元，和跨接在第一功率单元和第二功率单元的交点以及第三功率单元和第四功率单元的交点之间的电容器(Cbl、Cb2、或Cb3)，

其中当调制器(7)输出第一控制信号时，第一部件中的第四功率单元、第二部件中的第四功率单元以及第三部件中的第四功率单元导通，其他所有功率单元截止，使得来自电源(1)的能量被充入第四电容器(Ca)中并且来自电机(6)的能量被充入第一电容器(Cbl)中。

2.如权利要求1所述的多电平变速驱动器，还包括电源(1)，用于向所述多电平变速驱动器供电。

3.如权利要求2所述的多电平变速驱动器，还包括电机(6)，用于驱动与多电平变速驱动器相连的各种设备。

4.如权利要求2所述的多电平变速驱动器，其中当调制器(7)输出第二控制信号时，第一部件中的第一功率单元、第二部件中的第一功率单元以及第三部件中的第一功率单元导通，其他所有功率单元截止，使得停止对第一电容器(Cbl)充电，而来自电机(6)的能量被充入第二电容器(Cb2)和第三电容器(Cb3)中。

5.如权利要求1-4中任何一个所述的多电平变速驱动器，其中第一功率单元至第四功率单元都是由晶体管和二极管并联组成。

6.如权利要求5所述的多电平变速驱动器，其中所述晶体管是绝缘门极双极型晶体管IGBT、关断晶闸管GTO、金属氧化物半导体场效应晶体管MOSFET或门极换流晶闸IGCT半导体开关。

7.一种具有较小电容的多电平变速驱动器的控制方法，该多电平变速驱动器包括：二极管整流器(2)；具有第一电容器(Cbl)、第二电容器(Cb2)和第三电容器(Cb3)的飞跨电容逆变器(4)；具有第四电容器(Ca)的直流链路(3)，其与二极管整流器(2)的输出以及飞跨电容逆变器(4)的输入相连；电源(1)，用于向所述多电平变速驱动器供电；电机(6)，用于推动与多电平变速驱动器相连的各种设备；以及调制器(7)，用于输出控制信号到飞跨电容逆变器(4)的多个功率单元(5)，以控制多个功率单元(5)的导通和截止，其特征在于该控制方法包括：

当所述驱动器停止时，调制器(7)输出第一控制信号以将第一至第三电容器(Cbl、Cb2、Cb3)与第四电容器(Ca)解耦，

其中当调制器输出第一控制信号时，飞跨电容逆变器(4)的底部功率单元(5)截止，来自电源(1)的能量被充入第四电容器(Ca)中，并且来自电机(6)的能量被充入第一电容器(Cbl)中。

8.如权利要求7所述的控制方法，其中当调制器输出第二控制信号时，飞跨电容逆变器(4)的顶部功率单元(5)截止，停止对第一电容器(Cbl)充电，而来自电机(6)的能量被充入第二电容器(Cb2)和第三电容器(Cb3)中。